DE2155834C3

DE2155834C3 - Frequenz-Spannungs-Wandler, insbesondere für Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen bei Fahrzeugen

Info

Publication number: DE2155834C3
Application number: DE19712155834
Authority: DE
Inventors: W. Dr.-Ing. 8031 Puchheim Feulner
Original assignee: Knorr Bremse AG
Current assignee: Knorr Bremse AG
Priority date: 1971-11-10
Filing date: 1971-11-10
Publication date: 1981-01-29
Also published as: HU165286B; GB1401505A; FR2159409A1; SE387074B; IT966833B; DE2155834B2; FR2159409B1; AT325162B; ES408408A1; CH554541A; DD100087A5; SU797616A3; RO77616A; DE2155834A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Frequenz-Spannungs-Wandler, insbesondere für Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen bei Fahrzeugen, bei dem drehzahlproportionale Impulse eines Eingangssignals die Entladung eines mit konstantem Strom aufgeladenen Kondensators herbeiführen, so daß an dem Kondensator eine Sägezahnspannung auftritt, deren Amplitude dem Zeitabstand aufeinanderfolgender Impulse proportional ist und aus der eine Gleichspannung hergeleitet und über die Steuerung einer von den drehzahlproportionalen Impulsen angestoßenen Kippstufe in einem Zwischenspeicherkondensator kurzzeitig gespeichert wird, die anschließend einer Divisionsstufe zugeführt wird. Ein solcher Frequenz-Spannungs-Wandler ist aus der FR-PS 15 93 274 bekanntgeworden. Dort wird während jeder zweiten Periodendauer des Eingangssignals eine dieser Periodendauer proportionale Gleichspannung erzeugt. Während der dazwischenliegenden

Periodendauer können eingehende Impulse nicht verarbeitet werden und somit Frequenzänderungen nicht erfaßt werden. Zur Vermeidung dieses Nachteiles schlägt die FR-PS 15 93 274 vor, einen zweiten identischen Frequenz-Spannungs-Wandler vorzusehen, der sich mit dem ersten Frequenz-Spannungs-Wandler abwechselt

Aus der DE-AS 18 05 564 ist eine Vorrichtung zur Messung niedriger Wiederholfrequenzen bekanntgeworden, bei der in gleicher Weise eine Sägezahnspannung erzeugt wird, deren Scheitelwert der Periodendauer der zu messenden Eingangsspannung proportional ist Diese Sägezahnspannung wird einem Widerstand zugeführt, dessen Spannungsabfall auf zwei Speicherkondensatoren, die über Dioden entkoppelt sind, übertragen wird.

Die Speicherkondensatoren werden abwechselnd vollständig entladen, so daß jedoch in mindestens einem von ihnen der Scheitelwert der Sägezahnspannung gespeichert ist. Die Speicherkondensatoren sind über Dioden und einen Emitterfolger von einem Ladekondensator entkoppelt, so daß keine Rückwirkungen von den Speicherkondensatoren auf den Ladekondensator erfolgen kann.

Zur Division des der Periodendauer proportionalen Signales ist der DE-AS 18 05 564 zu entnehmen, die Impulsfrequenz eines Impulsgenerators durch eine der Periodendauer der zu messenden Frequenz pi oportionale Spannung zu modulieren und diese modulierte Frequenz in einem nachgeschalteten Tiefpaß zu glätten. Eine derartige Frequenzmodulation mit anschließender Glättung des modulierten Signals ist nur dann sinnvoll, wenn der Bereich der zu messenden Spannung begrenzt ist, da bei Überstreichung eines großen Frequenzbereiches die modulierte Impulsspannung eine erhebliche Welligkeit aufweisen würde. Für den Einsatz bei blockiergeschützten Fahrzeugen ist diese Vorrichtung nicht geeignet, da dort der Frequenzbereich zwischen der niedrigsten Geschwindigkeit und der Höchstgeschwindigkeit relativ groß ist

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Frequenz-Spannungs-Wandler der eingangs genannten Art dahingehend zu verbessern, daß er während jeder Periodendauer des umzuwandelnden Meßsignales eine Umwandlung durchführt und so schnell sich ändernde Frequenzen sehr schnell anzeigt, so daß er zur Anwendung in Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen geeignet ist

Hierzu ist insbesondere ein Teil des Frequenz-Spannungs-Wandlers, in welchem eine der Periodendauer des zu messenden Signals proportionale Spannung in eine der Frequenz dieses Signals proportionale Spannung umgewandelt wird, dahingehend auszubilden, daß diese Umwandlung in kurzer Zeit, mit einfachen Mitteln und in einer für den rauhen Einsatzbereich in Einbahnen und Kraftfahrzeugen störsicher ausgebildeten Vorrichtung erfolgt.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der Zwischenspeicherkondensator mit einer weiteren Kippstufe, deren Einschaltdauer umgekehrt proportional zu der in dem Kondensator gespeicherten Spannung ist, verbunden ist, die von einem Konstantfrequenzgenerator angesteuert wird und daß ein von der Kippstufe abgegebenes Signal einem Tiefpaßglied zugeführt wird.

Im Gegensatz zur DE-AS 18 05 564, bei der die Modulationsfrequenz verändert wird, wird bei der vorliegenden Erfindung die weitere Kippstufe mit konstanter Frequenz angesteuert. Die Division findet dadurch statt, daß die Einschaltdauer der weiteren Kippstufe umgekehrt proportional zu der in dem Kondensator gespeicherten Spannung ist

Hieraus ergibt sich der Vorteil, daß bei Anwendung des nachgeschalteten Tiefpaßgliedes eine sehr geringe Welligkeit auftritt, wenn ein großer Frequenzbereich des zu messenden Eingangssignales überstrichen wird. Eine durch die Welligkeit des Ausgangssignales vorgetäuschte Drehzahländerung des zu überwachen-ο den Rades kann somit nicht auftreten.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen. In den Zeichnungen ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel nach der Erfindung näher erläutert und beschrieben. Hierin zeigt

F i g. 1 Blockschaltbild zur Verdeutlichung der Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispieles,
Fig.2 den zeitlichen Verlauf d.v Signale in der Einrichtung nach F i g. 1 und

F i g. 3 eine beispielhafte schaltungstechnische Realisierung der Einrichtung nach F i g. 1.

Als Meßsignal Ut in den Darstellungen und in der folgenden Beschreibung dient beispielhaft eine symmetrische Rechteckspannung, jedoch kann das Meßsignal auch eine beliebige andere Kurvenform besitzen, die durch an sich bekannte Impulsformeinrichtungen in geeigneter Weise zur Ansteuerung der erfindungsgemäßen Einrichtung aufbereitet werden kann.

ίο In F i g. 1 steuert jeweils die Abfallflanke des Meßsignals t/feine erste monostabile Kippstufe 1 an, die daraufhin einen Impuls U\ der Dauer 71 abgibt-, dieser wird über die Leitung \b einem ersten, vorzugsweise elektronischen Schalter δ zugeführt der daraufhin während der Zeit 71 geschlossen ist, sonst aber offen ist Am Ende, d. h. mit der Abfallflanke des ersten Impulses U\ wird über die Leitung la eine zweite inonos;abile Kippstufe 2 angesteuert die daraufhin einen Impuls £/? der Dauer Ti abgibt der über die Leitung 2a einen zweiten, vorzugsweise elektronischen Schalter 3 zugeführt wird und während seiner Dauer das Schließen dieses — sonst offenen — Schalters bewirkt.

Eine Stromquelle 5 lädt einen ersten Kondensator 4 auf, dessen jeweils am Ende einer Periode des Meßsignals erreichte Spannung U_c während der Zeit 7! über den dann geschlossenen Schalter 6 einem Speicherkondensator 7 vermittelt wird, der diese Spannung während der folgenden Periode des Meßsignals beibehält Nachdem am Ende der Zeit 71 der

so Schalter 6 geöffnet hat, schließt der Schalter 3 während des nun folgenden Impulses Ui der Dauer Ti und entlädt den Kundensator 4 schnell und vollständig; danach beginnt wieder die lineare Aufladung des Kondensators 4 durch die Stromquelle 5 bis zum Ende der Periode des Meßsignals. Die Zeiten 71 und T₂ sind kurz gegenüber der Periodendauer gewählt In F i g. 2 sind zur weiteren Verdeutlichung der Arbeitsweise die zeitlichen Verläufe der einzelnen Signale dargestellt Da die Zeit T, jeweils mit der Abfailflanke des Meßsignals U_r beginnt, zählt eine Periode Ti des Meßsignals Ut jeweils von einer zur nächsten Abfallflanke. Positive Impulse U_x bzw. LZ₂ bedeuten jeweils des Schließen der Schalter 6 bzw. 3. In der 4. Zeile der F i g. 2 (U_c) ist die lineare Aufladung des Kondensators 4 während der Periodendauer des Meßsignals und seine sehr schnelle Entladung während der Zeiten T₂ dargestellt Die 5. Zeile der F i g. 2 zeigt den Verlauf der im Speicherkondensator 7 gespeicherten Spannung U_sp, der dadurch entsteht, daß der jeweils

höchste Wert der Sägezahnspannung U_a der am Ende jeder Periode sich am Kondensator 4 einstellt, während der Zeiten Ti dem Speicherkondensator 7 vermittelt wird. Die jeweilige Spannung U_sp am Speicherkondensator 7 ist somit proportional der Dauer Tr der vorangegangenen Periode des Meßsignals U/.

Die Umwandlung dieses Periodendauermeßwertes in einen frequenzproportionalen Meßwert erfolgt durch die stromgesteuerte monostabile Kippstufe 9, die von einem Konstantfrequenzgenerator 8 angesteuert wird, den Spannungs-Strom-Wandler 10 und ein /?C-Tiefpaßglied ft, 12. Während die günstigste schaltungstechnische Ausbildung der eben genannten Einrichtung später beschrieben wird, soll hier rein schematisch ihre Wirkungsweise dargestellt werden.

Der Generator 8 gibt Impulse mit der Frequenz fc ab und startet in dieser Folge jeweils die monostabile Kippstufe 9, so daß die Periodendauer der Impulsfolge Ut an deren Ausgang 9a den Wert Tg=Mfc hat. Die

Pjncr^haltrJaiipr TV ripr mnnrtctaHilpn ICinnctufp Q ICt

somit in der Lage, die eingangs erwähnte geringe Verzugeruftgszeit zu vermitteln.

Die hier prinzipiell in ihrer Wirkungsweise dargestellte Einrichtung kann naturgemäß durch das Zusammenschalten einer Reihe Teilschaltungen realisiert werden Im folgenden soll hier eine im Sinne der Erfindung besonders vorteilhafte Schaltungsausbildung nacr F i g. 3 dargestellt werden, die es durch eine günstige Kombination von Schaltungsteilen ermöglicht, die

ίο erfindungsgemäße Einrichtung mit geringem Bauteile aufwand zu verwirklichen. Außerdem soll an diesen Beispiel eine besonders einfache technische Realisier barkeit der prinzipiellen Einrichtung nach Fig. 1 gezeigt werden.

ι -, Als Eingangssignal Ui für die Einrichtung der Fig.: wnd beispielsweise eine symmetrische Rechteckspan nung verwendet, wie sie in F i g. 2 dargestellt ist. Di« monostabilen Kippstufen 1 und 2 werden in dei Einrichtung nach Fi g. 3 durch gesättigte Schaltverstär-

-in Iipr rpalictprt dif> crpffpniihpr pinpr nnrmalpn mnnnstahi-

umgekehrt proportional dem Steuerstrom /„ und somit wegen der Einschaltung des Spannungs-Strom-Wandlers 10 auch umgekehrt proportional der gespeicherten Spannung U_sp:

I I

U..

Die relative Einschaltdauer der monostabilen Kippstufe 9 ist also:

~^F~ ~ Έ Jg

U.,

Die Impulsfolge U) am Ausgang der monostabilen Kippstufe 9 zeigt bei wechselnder Frequenz des Meßsignals Ui die Zeile 6 der F i g. 2, wobei der Maximalwert gleich Ub (Batterie- oder Versorgungsspannung der Schaltungseinrichtung) sei. Durch Glättung dieser Impulsfolge in einem /?C-Tiefpaßglied 11,12 entsteht eine Ausgangsspannung U₃ geringer Welligkeit (die in F i g. 2 stark übertrieben dargestellt ist) (Zeile 7, Fig. 2), für die gilt:

U. = U„ ■%- -

U..

Da nun, wie beschrieben, die gespeicherte Spannung U,p proportional der Periodendauer 7>bzw. umgekehrt proportional der Frequenz /"des Meßsignals t//ist, folgt für die Ausgangsspannung U₃ der erfindungsgemäßen Einrichtung:

U.

u„

-τ"

Die Ausgangsspannung U₃ ist als frequenzproportional. Die Frequenz fc des Generators 8 kann unabhängig von der Frequenz /des Meßsignals Ur so groß gewählt werden, daß auch bei einer Zeitkonstante des RC-Glieds 11, 12, die nicht größer ist als die Periodendauer des Meßsignals, die Welligkeit der Ausgangsspannung Ua vernachlässigbar klein wird. Eine plötzliche Änderung der Frequenz des Meßsignals bewirkt somit bereits nach nur einer Periode in der oben beschriebenen Art eine entsprechende Änderung der Ausgangsspannung U₃ der erfindungsgemäßen Einrichtung. Die Einrichtung ist len Kippstufe mit nur einem Transistor auskommen. Irr Schaltverstärker 1 ist der Transistor 15 aufgrund des Basisstroms über den Widerstand 14 gesättigt (leitend) so daß die volle Batteriespannung Ub über der

2'. Kollektorwiderstand 16 abfällt und die Spannung am Kollektor des Transistors 15 praktisch Null ist. Während der positiven Halbwelle des Meßsignals Ui wird der Kondensator 13 über die Basis-Emitterstrecke des Transistors 15 auf die volle Amplitude des Meßsignals

jo aufgeladen, wobei der besagte Transistor weitet gesättigt bleibt. Der Ausgangsimpuls U\ beginnt mit der Abfallflanke des Meßsignals U; (vgl. F i g. 2); da zu diesem Zeitpunkt die Spannung {.'/zu Null wird, wird die Spannung des zuvor aufgeladenen Kondensators 13 zur negativen Basisspannung des Transistors 15, so daß dieser nun gesperrt (nichtleitend) wird und seine Kollektorspannung U\ den Wert der Batteriespannung Ub annimmt. Über den Widerstand 14 wird nun der Kondensator 13 entladen, wobei die negative Spannung an der Basis des Transistors 15 laufend abnimmt und sich schließlich wieder eine positive Basisspannung einstellt, wobei der Transistor 15 nun wieder in der vorherigen Zustand der Sättigung übergeht Damit isi der erste Impuls U\ der Dauer /i beendet Während der Zeit Γι wurde der Kondensator 17 des zweiter gesättigten Schaltverstärkers 2 aufgeladen. Wenn nur nach Ablauf der Zeit 7Ί die Kollektorspannung des Transistors 15 zu Null wird, erhält in der oben beschriebenen Art der Transistor 19, der zuvor gesättigt

so war, eine negative Basisspannung, die sich laufend vermindert und schließlich wieder positiv wird, so daO am Kollektor des Transistors 19 ein positiver Imp Js Ui der Dauer T₂ auftritt (vgl. Fig.2). Während des positiven Impulses Lh wird jeweils der Schalttransistor 3 (elektrischer Schalter 3) leitend und entlädt Ober den Schutzwiderstand 21 in sehr kurzer Zeit den Kondensator 4. Als Stromquelle 5 zur Aufladung des Kondensators 4 dient Transistor 22 mit Stromgegenkopplung über den Emitterwiderstand 23. Der Kollektorstrom des Transistors 22 wird durch den Emitterwiderstand und die Basisspannung am Punkt 286 bestimmt und fließt als Ladestrom dem Kondensator 4 zu.

Als elektrischer Schalter 6 dient ein Feldeffekttransistor 6, der mit seiner Kathode 6a mit dem Kondensator 4 und mit seiner Anode 66 mit dem Speicherkondensator 7 verbunden ist Die Kathode 6a und die Anode 6£ stellen die beiden PoSe des elektronischen Schalters dar; über die Kathoden-Anoden-Strecke kann, wenn der

Feldeffekttransistor 1 leitend ist, die Spannung des Kondensators 4 dem Speicherkondensator 7 vermittelt werden. Ergänzend sei hierzu gesagt, daß die Kapazität des Speicherkondensators 7 wesentlich kleiner gewählt ist als die Kapaziiät des Kondensators 4, so daß diesem ^r> nur wenig Ladung entnommen werden muß, um eine der Spannung U₁- gleiche gespeicherte Spannung U_sp zu erhalten; die Spannung U, wird daher durch den Speichervorgang nur wenig verfälscht.

Während der Dauer T, des ersten Impulses U\ wird in der Kondensator 26 über die Kollekto-'-Basis-Strecke des Transistors 27, die hier als Gleichrichterdiode wirkt, auf eine Spannung Uu, aufgeladen, die sich aus der Differenz der Batteriespannung Ur und der Spannung am Punkt 28s des Spannungsteilers ergibt. Die r> Spannung am Punkt 28a und damit die Spannung am Punkt 26a ist größer gewählt als die größte vorkommende Spannung L/, am Kondensator 4. Während der Zeit Ti ist damit der Punkt 26a positiver als die Spannung t/_r und somit ist die Diode 25 gesperrt. Da das 2» Gitter 6c des Feldeffekttransistors 6 über den hochohmigen Widerstand 24 das gleiche Potential hat wie die Kathode 6a, ist die Kathoden-Anoden-Strecke leitend und es findet die schon beschriebene Speicherung der Spannung U₁ als Speicherspannung U,_p statt. r,

Nach Ablauf der Zeit Γι wird die Spannung Uu die vorher den Wert Un hatte, zu Null, wobei dieser negative Spannungssprung der Höhe Ui über den Kondensator 26 an den Punkt 26a übertragen wird. Die Spannung am Punkt 26a ist nun um den Betrag Ub w negativer als die Spannung am Punkt 28a und damit ist sie auch negativ gegenüber Uc. Die Diode 25 wird nun leitend und das Gitter 6c des Feldeffekttransistors 6 wird stark negativ gegen die Kathode 6a, so daß die Anoden-Kathoden-Strecke nunmehr sehr hochohmig r, wird, d. h. sperrt und keine weitere Ladungsübertragung vom Kondensator 4 in den Kondensator 7 mehr stattfinden kann. Da, wie bereits erwähnt, der Widerstand 24 sehr hochohmig ist, kann sich die Spannung U^ am Kondensator 26 nur wenig verändern und der Feldeffekttransistor 6 bleibt während der restlichen Periodendauern des Meßsignals gesperrt. Zur liaiiisicn Spciciici^cit T\ wicucliiuit sich der oben beschriebene Vorgang und die in der Periodendauer vom Kondensator 26 abgeflossene Teilladung wird wieder ergänzt.

Im normalen Betriebsfall ist die Spannung am Emitter des Transistors 22 etwa gleich der Spannung am Punkt 28a, so daß in der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 27 kein Strom fließt und lediglich die Kollektor-Basis-Strecke dieses Transistors in der gezeigten Art als Diode wirkt. Sollte nun das Meßsignal ausfallen oder die Frequenz des Meßsignals sich unter einen festgelegten Mindestwert verringern, so steigt die Spannung U_c soweit an, bis der Kollektor des Transistors 22 etwas positiv gegenüber dem Punkt 286 wird; dann kann im Transistor 27 kein Koilektorstrom mehr fließen und die Basis-Emitter-Strecke wird sehr niederohmig, so daß die Spannung am Punkt 28i> durch die Spannungsteilerstrecke: Widerstand 23, Basis-Emitter des Transistors ω 22, sowie Widerstand 29 bestimmt wird. Ist nun der Widerstand 29 wesentlich größer gewählt als der Widerstand 23, so wird die Spannung am Punkt 286 einen positiveren Wert als im normalen Betriebsfall annehmen, wobei die Diode 28 nun gesperrt wird Damit wird aber auch die Spannung am Emitter der Transistoren 22 und 27 wesentlich positiver als die Spannung am Punkt 28a bzw. an der Basis des Transistors 27. Somit wird der Transistor 27 nun leitend und bewirkt, daß sich am Punkt 26a eine positive Spannung einstellt, die annähernd gleich der durch die Zenerdiode 30a stabilisierten Spannung am Punkt 28a ist. Damit wird der Feldeffekttransistor 6 dauernd leitend und bewirkt eine stetige Verbindung zwischen den Kondensatoren 4 und 7. Da in diesem Zustand die Spannung U₁ etwa gleich der Spannung am Punkt 286 wird, ist auch der Maximalwert der gespeicherten Spannung U_Sfl auf diesen Wert festgelegt und wird automatisch bei Signalausfall erreicht oder auch dann, wenn die Frequenz des Meßsignals Ui unter einen festgelegten Wert sinkt (vgl. F i g. 2).

Diese besondere Eigenschaft der erfindungsgemäßen Einrichtung nach Fig.3, die über die Funktion der prinzipiellen Einrichtung nach Fig. 1 noch hinausgeht, ist für die praktische Verwendung in Blockierschutzeinrichtungen von Fahrzeugen sehr vorteilhaft. Bei niedrigen Fahrgeschwindigkeiten kann während des Bremsvorgangs das Fahrzeug so plötzlich zum Stillstand kommen, daß der mit dem Fahrzeugrad gekuppelte Frequenzgenerator kein Signal mehr abgibt, oder aber die Signalamplitude so gering wird, daß sie nicht mehr zur Ansteuerung der Frequenz-Spannungs-Wandler-Einrichtung ausreicht. Ohne die hier beschriebene, zusätzliche Einrichtung würde dann die Ausgangsspannung U₁ der Einrichtung auf dem zuvor erreichten Wert stehenbleiben und das Blockieren des Fahrzeugrades könnte nicht erkannt werden. So bewirkt jedoch die automatisch auf einen Endwert ansteigende gespeicherte Spannung U_sp das Absinken der Ausgangsspannung Uj auf einen vorgegebenen Minimalwert. Die absinkende Ausgangsspannung veranlaßt dann die nachfolgende Blockierschutzeinrichtung zu Maßnahmen gegen das Blockieren des Fahrzeugrades.

Die erwähnte zusätzliche Einrichtung ist aber auch für Schleuderschutzeinrichtungen von Vorteil, die beim Anfahren des Fahrzeuges ein Rutschen der Räder verhindern. Beim Bremsen bis zum Stillstand der Räder wird ja auch der Punkt erreicht, wo das Signal des Frequenzgenerators ausfällt, und dann muß sich dit· Ausgangsspannung U₁ auf einen vorgegebenen Minimaiwert erniedrigen, so daü sie sich beim Anfahren ΰα Fahrzeuges wieder erhöhen kann und eine übermäßige Radbeschleunigung, d. h. ein Rutschen der Räder anzeigen kann.

Eine automatische Absenkung der Ausgangsspannung U₁ bei Ausfall des Meßsignals Ut ist auch für sog. Sicherheitsschaltungen wichtig, die die ordnungsgemäße Funktion von Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen überwachen. Der Ausfall eines Frequenzgenera- *ors bzw. dessen Signals kann durch Vergleich der Ausgangsspannungen der den einzelnen Rädern bzw. Generatoren zugeordneten Frequenz-Spannungs-Wandler erkannt werden. Bedingung hierfür ist aber wieder, daß bei Signalwegfall die Ausgangsspannung automatisch absinkt und nicht auf dem zuletzt erreichten Wert verbleibt — was ohne die beschriebene zusätzliche Einrichtung der Fall sein würde.

Erfindungsgemäß kann die Wirkung der beschriebenen zusätzlichen Einrichtung auch durch einzelne oder mehrere andere Schaltungsmaßnahmen erreicht werden, die aus dem bekannten Stand der Technik abgeleitet werden können.

Die gespeicherte Spannung U₉ wird über die Leitung 7a dem Spannungs-Strom-Wandler 10 zugeführt der aus dem Transistor 31 mit Stromgegenkopplung durch den Emitterwiderstand 32 besteht Der Koilektorstrom

des Transistors 31 ist proportional der gespeicherten Spannung υ_ψ und wird der Basis des Transistors 33 in der stromgesteuerten monostabilen Kippstufe 9 zugeführt. Als Konstantfrequenzgenerator dient ein astabiler Multivibrator 8, der in üblicher Schaltung ausgeführt ist und hier nicht weiter beschrieben ist. Es sei jedoch darauf hingewiese", daß die Verwendung eines astabilen Multivibrators im Zusammenhang mit der erfindungsgemäßen Einrichtung besonders vorteilhaft ist, weil er eine Rechteckschwingung mit sehr steilen negativen Flanken abgibt, die über das Koppelnetzwerk aus dem Kondensator 40 und den beiden Dioden 41 und 42 eine für die ordnungsgemäße Funktion notwendige exakte periodische Ansteuerung der Basis des Transistors 38 in der monostabilen Kippstufe 9 gewährleistet.

Im Ruhezustand ist der Transistor 38 nichtleitend, der Transistor 33 aufgrund des Kollektorstroms des Transistors 31, der in seine Basis fließt, leitend. Demzufolge wird der Kondensator 37 über den Widerstand 39 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 33 auf die Höhe der Batteriespannung aufgeladen. Die Abfallflanke der Schwingung des Konstantfrequenzgenerators 8 ergibt über das Koppelnetzwerk 40, 41, 42 einen kurzen negativen Stromstoß in die Basis des Transistors 38, wodurch dieser zunächst kurzzeitig leitend wird. Da nun sein Kollektor annähernd das positive Batteriespannungspotential (+ Ub) annimmt, erscheint die Spannung Ub, auf die der Kondensator 37 aufgeladen ist, als eine gegenüber seinem Emitter positive Basisspannung am Transistor 33, der infolgedessen nichtleitend wird. Sein Kollektor nimmt daher Nullpotential an und über den Spannungs-

teiler aus den Widerständen 35 und 36 erhält der Transistor 38 eine negative Basisspannung und bleibt daher weiterhin leitend.

Da jedoch der Kondensator 37 durch den Kollektorstrom (I,,) des Transistors 31 zeitlich linear entladen wird, kann die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 33 nach der Zeit 7>, die als Einschaltzeit der monostabilen Kippstufe 9 definiert ist (vgl. F i g. 2, 6. Zeile), wieder negativ werden, wodurch der Transistor

38 nichtleitend wird und die Schaltung unter neuerlicher Aufladung des Kondensators 37 in den Ruhestand zurückkehrt. Auf diese Weise entstehen am Kollektor des Transistors 38 bzw. über den Kollektorwiderstand

39 positive Impulse der Höhe Ub, deren Frequenz gleich der Frequenz fades Konstantfrequenzgenerators 8 und deren Dauer 7Έ umgekehrt proportional dem Kollektorstrom des Transistors 31 bzw. der gespeicherten Spannung i/_wist, die proportional der Periodendauer 7} des Meßsignals Ui\s\.

Die Glättung der Impulsfolge am Widerstand 39 durch den nachfolgenden /?C-Tiefpaß II, 12 ergibt somit eine Ausgangsspannung U₁ geringer Welligkeit, die proportional der Frequenz Ades Meßsignals L^-ist.

Ein Frequenz-Spannungs-Wandler der hier dargestellten Art kann auch durch andere Schaltungsausführungen und Varianten im erfindungsgemäßen Sinn realisiert werden, wenn die einzelnen Schaltungsteile die gleiche Funktion erfüllen, wie hier aufgezeigt und wenn deren Zusammenwirken eine Einrichtung darstellt, deren Gesamtfunktion derjenigen der hier dargestellten prinzipiellen (Fig. 1) und beispielhaft speziellen (F i g. 3) Einrichtung gleichkommt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

21 35 Patentansprüche:

1. Frequenz-Spannungs-Wandler, insbesondere für Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen bei Fahrzeugen, bei dem drehzahlproportionale Impulse eines Eingangssignals die Entladung eines mit konstantem Strom aufgeladenen Kondensators herbeiführen, so daß an dem Kondensator eine Sägezahnspannung auftritt, deren Amplitude dem Zeitabstand aufeinanderfolgender Impulse proportional ist und aus der eine Gleichspannung hergeleitet und über die Steuerung einer von den drehzahlproportionalen Impulsen angestoßenen Kippstufe in einem Zwischenspeicherkondensator kurzzeitig gespeichert wird, die anschließend einer Divisionsstufe zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Zwischenspeicherkondensator (7J mit einer weiteren Kippstufe (9), deren Einschaitdauer umgekehrt proportional zu der in dem Kondensator (7) gespeicherten Spannung (ίΛ_ρ) ist, verbunden ist, die von einem Konstantfrequenzgenerator (8) angesteuert wird und daß ein von der Kippstufe (9) abgegebenes Signal (i/9) einem Tiefpaßglied (11,12) zugeführt B-'ird.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Stromquelle (5) ständig mit einem ersten Kondensator (4) verbunden ist und diesen zeitlinear auflädt, daß eine erste monostabile Kippstufe (1) 'orgesehen ist, die periodisch von dem in seiner Frequenz zu messenden Signal angesteuert wird und jeweils einen ersten Impuls (L/1) abgibt, der einem ersten Schalter (6/ zugeführt wird und während seiner Dauer (Γι) das Schließen desselben bewirkt, daß der erste elektronische Schalter (6) den ersten Kondensator (4) mit einem zweiten Kondensator (7) verbindet, daß der Ausgang der ersten monostabilen Kippstufe (1) mit dem Eingang einer zweiten monostabilen Kippstufe (2) verbunden ist, die nach dem Ende des ersten Impulses (U\) einen zweiten Impuls (Ui) abgibt, der einem zweiten Schalter (3) zugeführt wird und während seiner Dauer ("T₂) das Schließen desselben bewirkt und daß der zweite Schalter (3) dem ersten Kondensator (4) parallelgeschattet ist und daß weiter der zweite Kondensator (7) mit dem Eingang eines Spannungs-Strom-Wandlers (10) verbunden ist, der an seinem Ausgang einen Strom (/„) abgibt, der der Spannung (Usp) am zweiten Kondensator proportional ist.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom (/«) einer stromgesteuerten monostabilen Kippstufe (9) zugeführt wird, die so ausgebildet ist, daß ihre Einschaltdauer (Te) umgekehrt proportional zu diesem Strom (/«) ist, daß weiter die stromgesteuerte monostabile Kippstufe (9) derart von einem Konstantfrequenzgenerator (8) angesteuert wird, daß die Folgefrequenz der von der Kippstufe abgegebenen Impulsfolge (LM) gleich der Sghwingirequenz (f_G) des Konstantfrequenzgenerators (8) ist und daß diese mi Impulsfolge (Lh) einem /?C-Tiefpaßglied (11, 12) zugeführt wird, an dessen Ausgang sodann eine Spannung (U,) entsteht, die der momentanen Frequenz des zu messenden Signals proportional ist.

4. Einrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (1) und zweite (2) monostabile Kippstufe jeweils ein gesättigter Schaltverstärker ist, der aus einem Transistor (15 bzw. 19) mit einem Kollektorwiderstand (16 bzw. 20), einem Basiswiderstand (14 bzw. 18) und einem Koppelkondensator (13 bzw. 17) besteht

5. Einrichtung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (6) zum Aufladen des ersten Kondensators (4) ein Transistor (22) mit Emitterwiderstand (23) ist

6. Einrichtung nach den Ansprüchen 2, 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß der als elektronischer Schalter ausgebildete erste Schalter (3) aus einem Transistor mit Schutzwiderstand (21) in seiner Kollektorleitung und der als elektronischer Schalter ausgebildete zweite Schalter (6) aus einem Feldeffekttransistor besteht, dessen Senke (6a) und Quelle (6i^die Schalterpole darstellen.

7. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle des Feldeffekttransistors mit der Basis eines Transistors (31) verbunden ist, der zusammen mit einem Emitterwiderstand (32) den Spannungs-Strom-Wandler (10) bildet und der Kollektor dieses Transistors (31) mit der Basis eines ersten Transistors (33) und dem Rückkoppelkondensator (37) in der stromgesteuerten monostabilen Kippstufe (9) verbunden ist

8. Einrichtung nach den Ansprüchen 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Konstantfrequenzgenerator (8) ein astabiler Multivibrator ist, der über ein Koppelnetzwerk aus einem Kondensator (40) und zwei Dioden (41,42) mit der Basis eines zweiten Transistors (38) in der stromgesteuerten monostabilen Kippstufe (9) verbunden ist

9. Einrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzliche Schaltungsmittel (z. B. ein Transistor) vorgesehen sind, die das Schließen des zweiten elektronischen Schalters (6) bewirken, sobald die Frequenz des zu messenden Signals einen festgelegten Wert unterschreitet oder das Signal ausfällt

10. Einrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter eines Transistors (27) mit dem Emitter des Stromquellen-Transistors (22) verbunden ist, wobei die Basis des Transistors (27) an einem Punkt fester Spannung (28a) liegt und sein Kollektor hier über Diode (25) mit dem Gitter des zweiten elektronischen Schalters (Feldeffekttransistors 6) verbunden ist.