DE2155834B2 - Frequenz-Spannungs-Wandler, insbesondere für Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen bei Fahrzeugen - Google Patents
Frequenz-Spannungs-Wandler, insbesondere für Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen bei FahrzeugenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Frequenz-Spannungs-Wandler, insbesondere für Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen
bei Fahrzeugen, bei dem drehzahlproportionale Impulse eines Eingangssignals die Entla-
T) dung eines mit konstantem Strom aufgeladenen
Kondensators herbeiführen, so daß an dem Kondensator eine Sägezahnspannung auftritt, deren Amplitude
dem Zeitabstand aufeinanderfolgender Impulse proportional ist und aus der eine Gleichspannung hergeleitet
ω) und über die Steuerung einer von den drehzahlproportionalen
Impulsen angestoßenen Kippstufe in einem Zwischenspeicherkondensator kurzzeitig gespeichert
wird, die anschließend einer Divisionsstufe zugeführt wird. Ein solcher Frequcnz-Spannungs-Wandler ist aus
·.·-> der FR-PS 15 93 274 bekanntgeworden. Dort wird
während jeder zweiten Periodendauer des Eingangssignals eine dieser Periodendauer proportionale Gleichspannung
erzeugt. Während der dazwischenliegenden
Periodendauer können eingehende Impulse nicht verarbeitet werden und somit Frequenzänderungen
nicht erfaßt werden. Zur Vermeidung dieses Nachteiles schlägt die FR-PS 15 93 274 vor, einen zweiten
identischen Frequenz-Spannungs-Wandle:· vorzusehen, der sich mit dem ersten Frequenz-Spannungs-Wandler
abwechselt
Aus der DE-AS 18 05 564 ist eine Vorrichtung zur Messung niedriger Wiederholfrequenzen bekanntgeworden,
bei der in gleicher Weise eine Sägezahnspannung erzeugt wird, deren Scheiteiwert der Periodendauer
der zu messenden Eingangsspannung proportional ist. Diese Sägezahnspannung wird einem Widerstand
zugeführt, dessen Spannungsabfall auf zwei Speicherkondensatoren, die über Dioden entkoppelt sind,
übertragen wird.
Die Speicherkondensatoren werden abwechselnd vollständig entladen, so daß jedoch in mindestens einem
von ihnen der Scheitelwert der Sägezahnspannung gespeichert ist. Die Speicherkondensatoivn sind über
Dioden und einen Emitterfolger von einem Ladekondensator entkoppelt, so daß keine Rückwirkungen von
den Speieherkondensatoren auf den Ladekondensator erfolgen kann.
Zur Division des der Periodendauer proportionalen Signales ist der DE-AS !8 05 564 zu entnehmen, die
Impulsfrequenz eines Impulsgenerators durch eine der Periodendauer der zu messenden Frequenz pr iportionale
Spannung zu modulieren und diese modulierte Frequenz in einem nachgeschalteten Tiefpaß zu glätten.
Eine derartige Frequenzmodulation mit anschließender Glättung des modulierten Signals ist nur dann sinnvoll,
wenn der Bereich der zu messenden Spannung begrenzt ist, da bei Überstreichung eines großen Frequenzbereiches
die modulierte Impulsspannung eine erhebliche Welligkeit aufweisen würde. Für den Einsatz bei
blockiergeschützten Fahrzeugen ist diese Vorrichtung nicht geeignet, da dort der Frequenzbereich zwischen
der niedrigsten Geschwindigkeit und der Höchstgeschwindigkeit relativ groß ist.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Frequenz-Spannungs-Wandler der eingangs genannten
Art dahingehend zu verbessern, daß er während jeder Periodendauer des umzuwandelnden Meßsignales eine
Umwandlung durchführt und so schnell sich ändernde Frequenzen sehr schnell anzeigt, so daß er zur
Anwendung in Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen geeignet ist.
Hierzu ist insbesondere ein Teil des Frequenz-Spannungs-Wandlers, in welchem eine der Periodendauer
des zu messenden Signals proportionale Spannung in eine der Frequenz dieses Signals proportionale
Spannung umgewandelt wird, dahingehend auszubilden, daß diese Umwandlung in kurzer Zeit, mit einfachen
Mitteln und in einer für den rauhen Einsatzbereich in Einbahnen und Kraftfahrzeugen störsicher ausgebildeten
Vorrichtung erfolgt.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der Zwischenspeicherkondensator mit einer weiteren Kippstufe,
deren Einschaltdauer umgekehrt proiportional zu der in dem Kondensator gespeicherten Spannung ist,
verbunden ist, die von einem Konstantfrequenzgenerator angesteuert wird und daß ein von der Kippstufe
abgegebenes Signal einem Tiefpaßglied zugeführt wird.
Im Gegensatz zur DE-AS 18 05 564, bei der die Modulationsfrequenz verändert wird, wird bei der
vorliegenden Erfindung die weitere Kippstufe mit konstanter Frequenz angesteuert. Die Division findet
dadurch statt, daß die Einschaltdauer der weiteren Kippstufe umgekehrt proportional zu der in dem
Kondensator gespeicherten Spannung ist.
Hieraus ergibt sich der Vorteil, daß bei Anwendung des nachgeschalteten Tiefpaßgliedes eine sehr geringe
Weliigkeit auftritt, wenn ein großer Frequenzbereich des zu messenden Eingangssignales überstrichen wird.
Eine durch die Welligkeit des Ausgangssignales vorgetäuschte Drehzahländerung des zu überwachenden
Rades kann somit nicht auftreten.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
In den Zeichnungen ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel nach der Erfindung näher erläutert und
beschrieben. Hierin zeigt
Fig. 1 Blockschaltbild zur Verdeutlichung der Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispieles,
F i g. 2 den zeitlichen Verlauf der Signale in der Einrichtung nach F i g. 1 und
Fig. 3 eine beispielhafte schaltungstechnische Realisierung
der Einrichtung nach Fig. 1.
Als Meßsignal Ui in den Darstellungen und in der
folgenden Beschreibung dient beispielhaft eine symmetrische Rechteckspannung, jedoch kann das Meßsignal
auch eine beliebige andere Kurvenform besitzen, die durch an sich bekannte Impulsformeinrichtungen in
geeigneter Weise zur Ansteuerung der erfindungsgemäßen Einrichtung aufbereitet werden kann.
In Fig.] steuert jeweils die Abfallflanke des
Meßsignals U1 eine erste monostabile Kippstufe 1 an, die
daraufhin einen Impuls U\ der Dauer T\ abgibt; dieser wird über die Leitung Xb einem ersten, vorzugsweise
elektronischen Schalter 6 zugeführt, der daraufhin während der Zeit 71 geschlossen ist, sonst aber offen ist.
Am Ende, d. h. mit der Abfallflanke des ersten Impulses U\ wird über die Leitung la eine zweite monostabile
Kippstufe 2 angesteuert, die daraufhin einen Impuls U: der Dauer Tj abgibt, der über die Leitung 2a einen
zweiten, vorzugsweise elektronischen Schalter 3 zugeführt wird und während seiner Dauer das Schließen
dieses — sonst offenen — Schalters bewirkt.
Eine Stromquelle 5 lädt einen ersten Kondensator 4 auf, dessen jeweils am F.nde einer Periode des
Meßsignals erreichte Spannung U1 während der Zeit Γι
über den dann geschlossenen Schalter 6 einem Speicherkondensator 7 vermittelt wird, der diese
Spannung während der folgenden Periode des Meßsignals beibehält. Nachdem am Ende der Zeit T\ der
Schalter 6 geöffnet hat, schließt der Schalter 3 während des nun folgenden Impulses f^der Dauer T2 und entlädt
den Kondensator 4 schnell und vollständig; danach beginnt wieder die lineare Aufladung des Kondensators
4 durch die Stromquelle 5 bis zum Ende der Periode des Meßsignals. Die Zeiten T\ und 7ΐ sind kurz gegenüber
der Periodendauer gewählt. In Fig. 2 sind zur weiteren
Verdeutlichung der Arbeitsweise die zeitlichen Verläufe der einzelnen Signale dargestellt. Da die Zeit T\ jeweils
mit der Abfallflanke des Meßsignals Ui beginnt, zählt
eine Periode 7}des Meßsignals Ui jeweils von einer zur
nächsten Abfallflanke. Positive Impulse U\ bzw. U:
bedeuten jeweils des Schließen der Schalter 6 bzw. 3. In der 4. Zeile der F i g. 2 (U,) ist die lineare Aufladung des
KopHensators 4 während der Periodendauer des Meßsignals und seine sehr schnelle Entladung während
der Zeiten T3 dargestellt. Die 5. Zeile der F i g. 2 zeigt
den Verlauf der im Speicherkondensator 7 gespeicherten Spannung {Λ,,, der dadurch entsteht, daß der jeweils
höchste Wert der Sägezahnspannung U1, der am Ende
jeder Periode sich am Kondensator 4 einstellt, während der Zeiten Ti dem Speicherkondensator 7 vermittelt
wird. Die jeweilige Spannung υψ am Speicherkondensator
7 ist somit proportional der Dauer Tr der vorangegangenen Periode des Meßsignals Uf.
Die Umwandlung dieses Periodendauermeßwertes in einen frequenzproportionalen Meßwert erfolgt durch
die stromgesteuerte monostabile Kippstufe 9, die von einem Konstantfrequenzgenerator 8 angesteuert wird,
den Spannungs-Strom-Wandler 10 und ein WC-Tiefpaßglied 11, 12. Während die günstigste schaltungstechnische
Ausbildung der eben genannten Einrichtung später beschrieben wird, soll hier rein schematisch ihre
Wirkungsweise dargestellt werden.
Der Generator 8 gibt Impulse mit der Frequenz fc ab und startet in dieser Folge jeweils die monostabile
Kippstufe 9, so daß die Periodendauer der Impulsfolge ii) an deren Ausgang 9a den Wert Ta=\lfc hat. Die
Einschaltdauer Te der monostabilen Kippstufe 9 ist
umgekehrt proportional dem Steuerstrom h, und somit wegen der Einschaltung des Spannungs-Strom-Wandlers
10 auch umgekehrt proportional der gespeicherten Spannung υψ:
ι.
Die relative Einschaltdauer der monostabilen Kippstufe 9 ist also:
~ψ~ — 1E JG
υ..
Die Impulsfolge Lh am Ausgang der monostabilen Kippstufe 9 zeigt bei wechselnder Frequenz des
Meßsignals Ur die Zeile 6 der F i g. 2, wobei der Maximalwert gleich Urs (Batterie- oder Versorgungsspannung der Schaltungseinrichtung) sei. Durch Glättung
dieser Impulsfolge in einem ÄC-Tiefpaßglied 11,12
entsteht eine Ausgangsspannung U3 geringer Welligkeit
(die in F i g. 2 stark übertrieben dargestellt ist) (Zeile 7, Fig. 2), für die gilt:
U1, = U11 ^ -
'η
U.,
Da nun, wie beschrieben, die gespeicherte Spannung Usn proportional der Periodendauer Tr bzw. umgekehrt
proportional der Frequenz /des Meßsignals Urist, folgt
für die Ausgangsspannung Ua der erfindungsgemäßen
Einrichtung:
Die Ausgangsspannung Ua ist als frequenzproportional.
Die Frequenz fc des Generators 8 kann unabhängig von der Frequenz /des Meßsignals Ur so groß gewählt
werden, daß auch bei einer Zeitkonstante des ÄC-Glieds
11, 12, die nicht größer ist als die Periodendauer des Meßsignals, die Welligkeit der Ausgangsspannung Ua
vernachlässigbar klein wird. Eine plötzliche Änderung der Frequenz des Meßsignals bewirkt somit bereits nach
nur einer Periode in der oben beschriebenen Art eine entsprechende Änderung der Ausgangsspannung U, der
erfindungsgemäßen Einrichtung. Die Einrichtung ist somit in der Lage, die eingangs erwähnte gering
Verzögerungszeit zu vermitteln.
Die hier prinzipiell in ihrer Wirkungsweise dargestell te Einrichtung kann naturgemäß durch das Zusammen
ϊ schalten einer Reihe Teilschaltungen realisiert werder Im folgenden soll hier eine im Sinne der Erfindunj
besonders vorteilhafte Schaltungsausbildung naci F i g. 3 dargestellt werden, die es durch eine günstigi
Kombination von Schaltungsteilen ermöglicht, dii
in erfindungsgemäße Einrichtung mit geringem Bauteile
aufwand zu verwirklichen. Außerdem soll an diesen Beispiel eine besonders einfache technische Realisier
barkeit der prinzipiellen Einrichtung nach Fig. gezeigt werden.
r> Als Eingangssignal Uriür die Einrichtung der Fig.:
wird beispielsweise eine symmetrische Rechteckspan nung verwendet, wie sie in F i g. 2 dargestellt ist. Dii
monostabilen Kippstufen 1 und 2 werden in de Einrichtung nach F i g. 3 durch gesättigte Schaltverstär
:o ker realisiert, die gegenüber einer normalen monostabi
len Kippstufe mit nur einem Transistor auskommen. In Schaltverstärker 1 ist der Transistor 15 aufgrund dei
Basisstroms über den Widerstand 14 gesättigt (leitend) so daß die volle Batteriespannung Ub über der
2~> Kollektorwiderstand 16 abfällt und die Spannung an Kollektor des Transistors 15 praktisch Null ist. Währenc
der positiven Halbwelle des Meßsignals Ur wird dei Kondensator 13 über die Basis-Emitterstrecke de;
Transistors 15 auf die volle Amplitude des Meßsignal:
jo aufgeladen, wobei der besagte Transistor weite:
gesättigt bleibt. Der Ausgangsimpuls Ui beginnt mit dei
Abfallflanke des Meßsignals U1 (vgl. F i g. 2); da zi
diesem Zeitpunkt die Spannung Urzu Null wird, wird die
Spannung des zuvor aufgeladenen Kondensators 13 zui
j-, negativen Basisspannung des Transistors 15, so da£
dieser nun gesperrt (nichtleitend) wird und seine Kollektorspannung U\ den Wert der Batteriespannung
Ub annimmt. Über den Widerstand 14 wird nun der
Kondensator 13 entladen, wobei die negative Spannung
4(i an der Basis des Transistors 15 laufend abnimmt und
sich schließlich wieder eine positive Basisspannung einstellt, wobei der Transistor 15 nun wieder in der
vorherigen Zustand der Sättigung übergeht. Damit isl der erste Impuls U\ der Dauer Ti beendet. Während der
Zeit 71 wurde der Kondensator 17 des zweiten gesättigten Schaltverstärkers 2 aufgeladen. Wenn nun
nach Ablauf der Zeit Γι die Kollektorspannung des
Transistors 15 zu Null wird, erhält in der oben beschriebenen Art der Transistor 19, der zuvor gesättigt
so war, eine negative Basisspannung, die sich laufend vermindert und schließlich wieder positiv wird, so daß
am Kollektor des Transistors 19 ein positiver Impuls U2
der Dauer T2 auftritt (vgl. Fig.2). Während des
positiven Impulses L^ wird jeweils der Schalttransistor 3
(elektrischer Schalter 3) leitend und entlädt über den Schutzwiderstand 21 in sehr kurzer Zeit den Kondensator
4. Als Stromquelle 5 zur Aufladung des Kondensators 4 dient Transistor 22 mit Stromgegenkopplung über
den Emitterwiderstand 23. Der Kollektorstrom des Transistors 22 wird durch den Emitterwiderstand und
die Basisspannung am Punkt 286 bestimmt und fließt als Ladestrom dem Kondensator 4 zu.
Als elektrischer Schalter 6 dient ein Feldeffekttransistor 6, der mit seiner Kathode 6a mit dem Kondensator
4 und mit seiner Anode 6b mit dem Speicherkondensator 7 verbunden ist Die Kathode 6a und die Anode 6b
stellen die beiden Pole des elektronischen Schalters dar; über die Kathoden-Anoden-Strecke kann, wenn der
Feldeffekttransistor 1 leitend ist, die Spannung des Kondensators 4 dem Speicherkondensator 7 vermittelt
werden. Ergänzend sei hierzu gesagt, daß die Kapazität des Speicherkondensators 7 wesentlich kleiner gewählt
ist als die Kapazität des Kondensators 4, so daß diesem nur wenig Ladung entnommen werden muß, um eine der
Spannung U1 gleiche gespeicherte Spannung ίΛ,>
zu erhalten; die Spannung U wird daher durch den
Speichervorgang nur wenig verfälscht.
Während der Dauer 7Ί des ersten Impulses U\ wird
der Kondensator 26 über die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors 27, die hier als Gleichrichterdiode wirkt,
auf eine Spannung Uib aufgeladen, die sich aus der
Differenz der Batteriespannung Un und der Spannung am Punkt 28a des Spannungsteilers ergibt. Die
Spannung am Punkt 28a und damit die Spannung am Punkt 26a ist größer gewählt als die größte vorkommende
Spannung LZ1. am Kondensator 4. Während der
Zeit 71 ist damit der Punkt 26a positiver als die Spannung U1MnU somit ist die Diode 25 gesperrt. Da das
Gitter 6c des Feldeffekttransistors 6 über den hochohmigen Widerstand 24 das gleiche Potential hat
wie die Kathode 6a, ist die Kathoden-Anoden-Strecke leitend und es findet die schon beschriebene Speicherung
der Spannung L/.als Speicherspannung Uspslau.
Nach Ablauf der Zeit 7Ί wird die Spannung U\, die
vorher den Wert Ub hatte, zu Null, wobei dieser negative Spannungssprung der Höhe Ub über den
Kondensator 26 an den Punkt 26a übertragen wird. Die Spannung am Punkt 26a ist nun um den Betrag Ub
negativer als die Spannung am Punkt 28a und damit ist sie auch negativ gegenüber U1. Die Diode 25 wird nun
leitend und das Gitter 6c des Feldeffekttransistors 6 wird stark negativ gegen die Kathode 6a, so daß die
Anoden-Kathoden-Strecke nunmehr sehr hochohmig wird, d. h. sperrt und keine weitere Ladungsübertragung
vom Kondensator 4 in den Kondensator 7 mehr stattfinden kann. Da, wie bereits erwähnt, der
Widerstand 24 sehr hochohmig ist, kann sich die Spannung £/26 am Kondensator 26 nur wenig verändern
und der Feldeffekttransistor 6 bleibt während der restlichen Periodendauern des Meßsignals gesperrt. Zur
nächsten Speicherzeit T\ wiederholt sich der oben beschriebene Vorgang und die in der Periodendauer
vom Kondensator 26 abgeflossene Teilladung wird wieder ergänzt.
Im normalen Betriebsfall ist die Spannung am Emitter
des Transistors 22 etwa gleich der Spannung am Punkt 28a, so daß in der Basis-Emitter-Strecke des Transistors
27 kein Strom fließt und lediglich die Kollektor-Basis-Strecke dieses Transistors in der gezeigten Art als
Diode wirkt. Sollte nun das Meßsignal ausfallen oder die Frequenz des Meßsignals sich unter einen festgelegten
Mindestwert verringern, so steigt die Spannung Uc
soweit an, bis der Kollektor des Transistors 22 etwas positiv gegenüber dem Punkt 286 wird; dann kann im
Transistor 27 kein Kollektorstrom mehr fließen und die Basis-Emitter-Strecke wird sehr niederohmig, so daß
die Spannung am Punkt 28b durch die Spannungsteilerstrecke: Widerstand 23, Basis-Emitter des Transistors
22, sowie Widerstand 29 bestimmt wird. Ist nun der Widerstand 29 wesentlich größer gewählt als der
Widerstand 23, so wird die Spannung am Punkt 28b einen positiveren Wert als im normalen Betriebsfall
annehmea wobei die Diode 28 nun gesperrt wird. Damit wird aber auch die Spannung am Emitter der
Transistoren 22 und 27 wesentlich positiver als die Spannung am Punkt 28a bzw. an der Basis des
Transistors 27. Somit wird der Transistor 27 nun leitend und bewirkt, daß sich am Punkt 26a eine positive
Spannung einstellt, die annähernd gleich der durch die Zenerdiode 30a stabilisierten Spannung am Punkt 28a
ist. Damit wird der Feldeffekttransistor 6 dauernd leitend und bewirkt eine stetige Verbindung zwischen
den Kondensatoren 4 und 7. Da in diesem Zustand die Spannung U etwa gleich der Spannung am Punkt 28b
wird, ist auch der Maximalwert der gespeicherten Spannung υψ auf diesen Wert festgelegt und wird
automatisch bei Signalausfall erreicht oder auch dann, wenn die Frequenz des Meßsignals U/ unter einen
festgelegten Wert sinkt (vgl. F i g. 2).
Diese besondere Eigenschaft der erfindungsgemäßen Einrichtung nach F i g. 3, die über die Funktion der
prinzipiellen Einrichtung nach Fig. 1 noch hinausgeht,
ist für die praktische Verwendung in Blockierschutzeinrichtungen von Fahrzeugen sehr vorteilhaft. Bei
niedrigen Fahrgeschwindigkeiten kann während des Bremsvorgangs das Fahrzeug so plötzlich zum Stillstand
kommen, daß der mit dem Fahrzeugrad gekuppelte Frequenzgenerator kein Signal mehr abgibt,
oder aber die Signalamplitude so gering wird, daß sie nicht mehr zur Ansteuerung der Frequenz-Spannungs-Wandler-Einrichtung
ausreicht. Ohne die hier beschriebene, zusätzliche Einrichtung würde dann die Ausgangsspannung
U, der Einrichtung auf dem zuvor erreichten Wert stehenbleiben und das Blockieren des Fahrzeugrades
könnte nicht erkannt werden. So bewirkt jedoch die automatisch auf einen Endwert ansteigende gespeicherte
Spannung Usp das Absinken der Ausgangsspannung
U11 auf einen vorgegebenen Minimalwert. Die absinkende
Ausgangsspannung veranlaßt dann die nachfolgende Blockierschutzeinrichtung zu Maßnahmen gegen das
Blockieren des Fahrzeugrades.
Die erwähnte zusätzliche Einrichtung ist aber auch für Schleuderschutzeinrichtungen von Vorteil, die beim
Anfahren des Fahrzeuges ein Rutschen der Räder verhindern. Beim Bremsen bis zum Stillstand der Räder
wird ja auch der Punkt erreicht, wo das Signal des Frequenzgenerators ausfällt, und dann muß sich die
Ausgangsspannung U11 auf einen vorgegebenen Minimalwert
erniedrigen, so daß sie sich beim Anfahren des Fahrzeuges wieder erhöhen kann und eine übermäßige
Radbeschleunigung, d. h. ein Rutschen der Räder anzeigen kann.
Eine automatische Absenkung der Ausgangsspannung Ua bei Ausfall des Meßsignals Ui ist auch für sog.
Sicherheitsschaltungen wichtig, die die ordnungsgemäße Funktion von Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen
überwachen. Der Ausfall eines Frequenzgenerators bzw. dessen Signals kann durch Vergleich der
Ausgangsspannungen der den einzelnen Rädern bzw. Generatoren zugeordneten Frequenz-Spannungs-Wandler
erkannt werden. Bedingung hierfür ist aber wieder, daß bei Signalwegfall die Ausgangsspannung
automatisch absinkt und nicht auf dem zuletzt erreichten Wert verbleibt — was ohne die beschriebene
zusätzliche Einrichtung der Fall sein würde.
Erfindungsgemäß kann die Wirkung der beschriebenen zusätzlichen Einrichtung auch durch einzelne oder
mehrere andere Schaltungsmaßnahmen erreicht werden, die aus dem - bekannten Stand der Technik
abgeleitet werden können.
Die gespeicherte Spannung Usp wird über die Leitung
7a dem Spannungs-Strom-Wandler 10 zugeführt, der aus dem Transistor 31 mit Stromgegenkopplung durch
den Emitterwiderstand 32 besteht Der Kollektorstrom
des Transistors 31 ist proportional der gespeicherten Spannung £/,,, und wird der Basis des Transistors 33 in
der stromgesteuerten monostabilen Kippstufe 9 zugeführt. Als Konstantfrequenzgenerator dient ein astabiler
Multivibrator 8, der in üblicher Schaltung ausgeführt ist und hier nicht weiter beschrieben ist. Es sei jedoch
darauf hingewiesen, daß die Verwendung eines astabilen Multivibrators im Zusammenhang mit der erfindungsgemäßen
Einrichtung besonders vorteilhaft ist, weil er eine Rechteckschwingung mit sehr steilen negativen Flanken
abgibt, die über das Koppelnetzwerk aus dem Kondensator 40 und den beiden Dioden 41 und 42 eine
für die ordnungsgemäße Funktion notwendige exakte periodische Ansteuerung der Basis des Transistors 38 in
der monostabilen Kippstufe 9 gewährleistet.
Im Ruhezustand ist der Transistor 38 nichtleitend, der Transistor 33 aufgrund des Kollektorstroms des
Transistors 31, der in seine Basis fließt, leitend. Demzufolge wird der Kondensator 37 über den
Widerstand 39 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 33 auf die Höhe der Batteriespannung
aufgeladen. Die Abfallflanke der Schwingung des Konstantfrequenzgenerators 8 ergibt über das Koppelnetzwerk
40, 41, 42 einen kurzen negativen Stromstoß in die Basis des Transistors 38, wodurch dieser zunächst
kurzzeitig leitend wird. Da nun sein Kollektor annähernd das positive Batteriespannungspotential
(+ Ub) annimmt, erscheint die Spannung Ug, auf die der
Kondensator 37 aufgeladen ist, als eine gegenüber seinem Emitter positive Basisspannung am Transistor
33, der infolgedessen nichtleitend wird. Sein Kollektor nimmt daher Nullpotential an und über den Spannungsteiler
aus den Widerständen 35 und 36 erhält der Transistor 38 eine negative Basisspannung und bleibt
daher weiterhin leitend.
Da jedoch der Kondensator 37 durch den Kollektor-':
strom (I,,) des Transistors 31 zeitlich linear entladen wird, kann die Basis-Emitter-Spannung des Transistors
33 nach der Zeit 77., die als Einschaltzeit der monostabilen Kippstufe 9 definiert ist (vgl. Fig. 2,
6. Zeile), wieder negativ werden, wodurch der Transistor κι 38 nichtleitend wird und die Schaltung unter neuerlicher
Aufladung des Kondensators 37 in den Ruhestand zurückkehrt. Auf diese Weise entstehen am Kollektor
des Transistors 38 bzw. über den Kollektorwiderstand 39 positive Impulse der Höhe Ub, deren Frequenz gleich
π der Frequenz Zi-; des Konstantfrequenzgenerators 8 und
deren Dauer 77 umgekehrt proportional dem Kollektorstrom des Transistors 31 bzw. der gespeicherten
Spannung L/,;, ist, die proportional der Periodendauer 7)
des Meßsignals U/ist.
Die Glättung der Impulsfolge am Widerstand 39 durch den nachfolgenden flC-Tiefpaß 11, 12 ergibt
somit eine Ausgangsspannung U:, geringer Welligkeit,
die proportional der Frequenz /"des Meßsignals Urist.
Ein Frequenz-Spannungs-Wandler der hier darge-2j
stellten Art kann auch durch andere Schaltungsausführungen und Varianten im erfindungsgemäßen Sinn
realisiert werden, wenn die einzelnen Schaltungsteile die gleiche Funktion erfüllen, wie hier aufgezeigt und
wenn deren Zusammenwirken eine Einrichtung darin stellt, deren Gesamtfunktion derjenigen der hier
dargestellten prinzipiellen (Fig. 1) und beispielhaft speziellen (F i g. 3) Einrichtung gleichkommt.
Hierzu 3 Blatt Zciclinunecn
Claims (10)
1. Frequenz-Spannungs-Wandler, insbesondere für Blockier- und Schleuderschutzeiiirichtungen bei
Fahrzeugen, bei dem drehzahlproportionale Impulse eines Eingangssignals die Entladung eines mit
konstantem Strom aufgeladenen Kondensators herbeiführen, so daß an dem Kondensator eine
Sägezahnspannung auftritt, deren Amplitude dem Zeitabstand aufeinanderfolgender Impulse proportional
ist und aus der eine Gleichspannung hergeleitet und über die Steuerung einer von den
drehzahlproportionalen Impulsen angestoßenen Kippstufe in einem Zwischenspeicherkondensator
kurzzeitig gespeichert wird, die anschließend einer Divisionsstufe zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet,
daß der Zwischenspeich^rkondensator (7) mit einer weiteren Kippstufe (9), deren
Einschaltdauer umgekehrt proportional zu der in dem Kondensator (7) gespeicherten Spannung (Uip)
ist, verbunden ist, die von einem Konstantfrequenzgenerator (8) angesteuert wird und daß ein von der
Kippstufe (9) abgegebenes Signal (L/9) einem Tiefpaßglied (11,12) zugeführt wird.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Stromquelle (5) ständig mit einem
ersten Kondensator (4) verbunden ist und diesen zeitlinear auflädt, daß eine erste monostabile
Kippstufe (1) vorgesehen ist, die periodisch von dem in seiner Frequenz zu messenden Signal angesteuert
wird und jeweils einen ersten Impuls (U\) abgibt, der einem ersten Schalter (6) zugeführt wird und
während seiner Dauer (Ti) das Schließen desselben bewirkt, daß der erste elektronische Schalter (6) den
ersten Kondensator (4) mit einem zweiten Kondensator (7) verbindet, daß der Ausgang der ersten
monostabilen Kippstufe (1) mit dem Eingang einer zweiten monostabilen Kippstufe (2) verbunden ist,
die nach dem Ende des ersten Impulses (U\) einen zweiten Impuls (Ly abgibt, der einem zweiten
Schalter (3) zugeführt wird und während seiner Dauer (T2) das Schließen desselben bewirkt und daß
der zweite Schalter (3) dem ersten Kondensator (4) parallelgeschaltet ist und daß weiter der zweite
Kondensator (7) mit dem Eingang eines Spannungs-Strom-Wandlers (10) verbunden ist, der an seinem
Ausgang einen Strom (/„) abgibt, der der Spannung (Us1) am zweiten Kondensator proportional ist.
3. Einrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom (A1) einer stromgesteuerten
monostabilen Kippstufe (9) zugeführt wird, die so ausgebildet ist, daß ihre Einschaltdauer
(77) umgekehrt proportional zu diesem Strom (Λ,)
ist, daß weiter die stromgesteuerte monostabile Kippstufe (9) derart von einem Konstantfrequenzgenerator
(8) angesteuert wird, daß die Folgefrequenz der von der Kippstufe abgegebenen Impulsfolge
(Lh) gleich der Schwingfrequenz (/"<·,) des
Konstantfrequenzgene; ators (8) ist und daß diese Impulsfolge (Lh) einem flC-Tiefpaßglied (Ii, 12)
zugeführt wird, an dessen Ausgang sodann eine Spannung (U11) entsteht, die der momentanen
Frequenz des zu messenden Signals proportional ist.
4. Einrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (1) und zweite (2)
monostabile Kippstufe jeweils ein gesättigter Schaltverstärker ist, der aus einem Transistor (15
bzw. 19) mit einem Kollektorwiderstand (16 bzw. 20), einem Basiswiderstand (14 bzw. 18) und einem
Koppelkondensator (13 bzw. 17) besteht.
5. Einrichtung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet daß die Stromquelle (6)
?um Aufladen des ersten Kondensators (4) ein Transistor (22) mit Emitterwiderstand (23) ist.
6. Einrichtung nach den Ansprüchen 2, 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß der als elektronischer
Schalter ausgebildete erste Schalter (3) aus einem Transistor mit Schutzwiderstand (21) in seiner
Kollektorleitung und der als elektronischer Schalter ausgebildete zweite Schalter (6) aus einem Feldeffekttransistor
besteht, dessen Senke (6a) und Quelle (Sb) die Schalterpole darstellen.
7. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Quelle des Feldeffekttransistors mit der Basis eines Transistors (31) verbunden ist,
der zusammen mit einem Emitterwiderstand (32) den Spannungs-Strom-Wandler (10) bildet und der
Kollektor dieses Transistors (31) mit der Basis eines ersten Transistors (33) und dem Rückkoppelkondensator
(37) in der stromgesteuerten monostabilen Kippstufe (9) verbunden ist.
8. Einrichtung nach den Ansprüchen 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Konstantfrequenzgenerator
(8) ein astabiler Multivibrator ist, der über ein Koppelnetzwerk aus einem Kondensator (40)
und zwei Dioden (41,42) mit der Basis eines zweiten Transistors (38) in der stromgesteuerten monostabilen
Kippstufe (9) verbunden ist.
9. Einrichtung nach den Ansprüchen I bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzliche Schaltungsmittel
(z. B. ein Transistor) vorgesehen sind, die das Schließen des zweiten elektronischen Schalters
(6) bewirken, sobald die Frequenz des zu messenden Signals einen festgelegten Wert unterschreitet oder
das Signal ausfällt.
10. Einrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter eines Transistors
(27) mit dem Emitter des Stromquellen-Transistors (22) verbunden ist, wobei die Basis des Transistors
(27) an einem Punkt fester Spannung (28a) liegt und sein Kollektor hier über Diode (25) mit dem Gitter
des zweiten elektronischen Schalters (Feldeffekttransistors 6) verbunden ist.
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