JPH0241027A - デジタル−アナログ変換器 - Google Patents
デジタル−アナログ変換器Info
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- JPH0241027A JPH0241027A JP19192988A JP19192988A JPH0241027A JP H0241027 A JPH0241027 A JP H0241027A JP 19192988 A JP19192988 A JP 19192988A JP 19192988 A JP19192988 A JP 19192988A JP H0241027 A JPH0241027 A JP H0241027A
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- digital
- circuit
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- digital input
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- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 abstract description 5
- 230000008030 elimination Effects 0.000 abstract 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、デジタル入力データのレベル(振幅値)が小
さい領域で発生するいわゆるゼロ・クロス歪を除去する
デジタル−アナログ変換器に関する。
さい領域で発生するいわゆるゼロ・クロス歪を除去する
デジタル−アナログ変換器に関する。
[従来の技術]
一般に、デジタル−アナログ変換器は、第9図に示すよ
うに、デジタル入力データをデジタル−アナログ変換回
路1によってアナログ信号に変換して出力している。
うに、デジタル入力データをデジタル−アナログ変換回
路1によってアナログ信号に変換して出力している。
上記デジタル入力データは、たとえば、オーディオ機器
のように両極性のつまりプラス、マイナスのアナログ信
号を取り扱う場合、アナログ信号のコード化手法として
たとえば2の補数コード(2′Sコンブリメントコード
)を用いて生成されている。
のように両極性のつまりプラス、マイナスのアナログ信
号を取り扱う場合、アナログ信号のコード化手法として
たとえば2の補数コード(2′Sコンブリメントコード
)を用いて生成されている。
また、上記デジタル−アナログ変換回路1(以下、DA
変換回路1という)は、デジタル入力データの各ビット
毎に決められたアナログ出力電圧値を発生させるように
構成されている。
変換回路1という)は、デジタル入力データの各ビット
毎に決められたアナログ出力電圧値を発生させるように
構成されている。
そのため、デジタル入力データのレベル(振幅値)が小
さい領域でいわゆるゼロ・クロス歪が発生し、大きな問
題となる。
さい領域でいわゆるゼロ・クロス歪が発生し、大きな問
題となる。
以下、第10図を参照して簡単に説明する。
たとえば、4ビツト(簡単なために、4ビットの例をと
る)のDAA換回路1であって、その最大出力電圧が2
■の場合、各ビットの出力は次のようになる。
る)のDAA換回路1であって、その最大出力電圧が2
■の場合、各ビットの出力は次のようになる。
1ビツト目(LSB) 0.125V2ビツト目
0.25V 3ビツト目 0.5V 2ビツト目(MSB) 1 Vたとえば、
[1100]というデータが与えられた場合、1V+0
.5V=1.5Vの電圧が出力される。ところで、上記
のようにオーディオ信号は両極性であって、Ovを中心
とした交流信号でおるため、DAA換回路1の出力レベ
ルは、最大振幅の1/2のところにゼロ・ボルトを設定
している。
0.25V 3ビツト目 0.5V 2ビツト目(MSB) 1 Vたとえば、
[1100]というデータが与えられた場合、1V+0
.5V=1.5Vの電圧が出力される。ところで、上記
のようにオーディオ信号は両極性であって、Ovを中心
とした交流信号でおるため、DAA換回路1の出力レベ
ルは、最大振幅の1/2のところにゼロ・ボルトを設定
している。
つまり、MSBの振幅は全振幅の1/2であるため、D
A変変目回路1基準レベルはマイナスMAX出力レベル
になり、そこから各ビットの出力が加えられ、MSBが
[0]の間は第10図の第3象限の範囲の出力が得られ
る。MSBが[1]になると、第10図の第4象限に示
されるように電圧B(=一定)が発生し、MSBを除い
たビットで与えられる出力は第10図の第1象限に示さ
れるようになる。
A変変目回路1基準レベルはマイナスMAX出力レベル
になり、そこから各ビットの出力が加えられ、MSBが
[0]の間は第10図の第3象限の範囲の出力が得られ
る。MSBが[1]になると、第10図の第4象限に示
されるように電圧B(=一定)が発生し、MSBを除い
たビットで与えられる出力は第10図の第1象限に示さ
れるようになる。
[発明が解決しようとする課題]
以上の構成において、第10図に示すような出力電圧が
得られるためには、電圧Bが一定の理想値であることが
不可欠であるが、DAA換回路1は集積回路化され、製
造上の問題(バラツキなど)によって一定の理想値とは
ならず、このため、第2図に示すように、デジタル入力
データのレベル(振幅値)が小さい領域でいわゆるゼロ
・クロス歪が発生する。そして、このゼロ・クロス歪は
デジタル入力データのレベル(振幅値)が小さければ小
さいほど信号全体に対する割合が大きく、大きな問題と
なる。
得られるためには、電圧Bが一定の理想値であることが
不可欠であるが、DAA換回路1は集積回路化され、製
造上の問題(バラツキなど)によって一定の理想値とは
ならず、このため、第2図に示すように、デジタル入力
データのレベル(振幅値)が小さい領域でいわゆるゼロ
・クロス歪が発生する。そして、このゼロ・クロス歪は
デジタル入力データのレベル(振幅値)が小さければ小
さいほど信号全体に対する割合が大きく、大きな問題と
なる。
また、実際のDAA換回路1では、出力電圧調整手段を
付加してMSBの出力電圧を調整するように構成されて
いるが、ゼロ・クロス歪を最良にするMSBの出力電圧
とフルスケールの歪を最良にする電圧レベルとは一致し
ないので、いずれにしてもデジタル入力データのレベル
(振幅値)が小さい領域でのゼロ・クロス歪の発生は避
けられない。
付加してMSBの出力電圧を調整するように構成されて
いるが、ゼロ・クロス歪を最良にするMSBの出力電圧
とフルスケールの歪を最良にする電圧レベルとは一致し
ないので、いずれにしてもデジタル入力データのレベル
(振幅値)が小さい領域でのゼロ・クロス歪の発生は避
けられない。
[課題を解決するための手段]
本発明の代表的な実施例を示す第1図において説明する
と、本発明は、 デジタル入力データを減衰させるデジタルアッテネータ
回路(2)と、 このデジタルアッテネータ回路(2)の出力に直流オフ
セットを付加するデジタル直流オフセット付加回路(3
)と、 このデジタル直流オフセット付加回路(3)の出力をア
ナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換回路(1
)と、 このデジタル−アナログ変換回路(2)の出力から直流
オフセットを除去するアナログ直流オフセット除去回路
(4)と、 から構成される。
と、本発明は、 デジタル入力データを減衰させるデジタルアッテネータ
回路(2)と、 このデジタルアッテネータ回路(2)の出力に直流オフ
セットを付加するデジタル直流オフセット付加回路(3
)と、 このデジタル直流オフセット付加回路(3)の出力をア
ナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換回路(1
)と、 このデジタル−アナログ変換回路(2)の出力から直流
オフセットを除去するアナログ直流オフセット除去回路
(4)と、 から構成される。
[作用]
以上の構成において、その作用を第2図〜第4図を参照
して説明する。
して説明する。
デジタル入力データを単に減衰する従来の技術では、そ
のレベル(振幅値)が小さくなり、DA変換する際に、
第2図に示すようないわゆるゼロ・クロス歪が発生する
。
のレベル(振幅値)が小さくなり、DA変換する際に、
第2図に示すようないわゆるゼロ・クロス歪が発生する
。
本発明では、デジタル入力データを所定の減衰量でもっ
て減衰させた俊、この減衰されたデジタル入力データ(
デジタルアッテネータ回路の出力)に直流オフセットを
付加したので、デジタル入力データのレベル(振幅値)
が小さい領域でゼロ・クロスが発生しない。(第3図参
照) したがって、その状態(第3図参照)でDA変換するの
で、ゼロ・クロス歪も発生しない。
て減衰させた俊、この減衰されたデジタル入力データ(
デジタルアッテネータ回路の出力)に直流オフセットを
付加したので、デジタル入力データのレベル(振幅値)
が小さい領域でゼロ・クロスが発生しない。(第3図参
照) したがって、その状態(第3図参照)でDA変換するの
で、ゼロ・クロス歪も発生しない。
なお、デジタル入力データそのもののレベルが高く、減
衰後のデジタル入力データ(デジタルアッテネータ回路
の出力)のレベル(振幅値)が大ぎく、ゼロ・クロスを
生じる場合もあるが、これは、デジタル入力データ(デ
ジタルアッテネータ回路の出力)のレベル(振幅値)が
大きい最大レベル領域でのゼロ・クロスであるので、信
号全体に対するピロ・クロス歪の割合が充分小さく、実
用上問題はない。(第4図参照) [実施例] 以下、本発明の第1の実施例を第1図、第3図おJ:び
第4図において、第2の実施例を第5図、第6図および
第7図において、第3の実施例を第8図においてそれぞ
れ説明する。図中、第9図の従来例と同等部分には同一
符号を付し、その説明は省略するか、または簡単に説明
する。
衰後のデジタル入力データ(デジタルアッテネータ回路
の出力)のレベル(振幅値)が大ぎく、ゼロ・クロスを
生じる場合もあるが、これは、デジタル入力データ(デ
ジタルアッテネータ回路の出力)のレベル(振幅値)が
大きい最大レベル領域でのゼロ・クロスであるので、信
号全体に対するピロ・クロス歪の割合が充分小さく、実
用上問題はない。(第4図参照) [実施例] 以下、本発明の第1の実施例を第1図、第3図おJ:び
第4図において、第2の実施例を第5図、第6図および
第7図において、第3の実施例を第8図においてそれぞ
れ説明する。図中、第9図の従来例と同等部分には同一
符号を付し、その説明は省略するか、または簡単に説明
する。
第1の実施例(第1図):
1はDA変換回路。
2はデジタルアッテネータ回路で、たとえば乗算回路で
構成され、デジタル入力データと減衰量を定めるアッテ
ネートデータとを乗算することにより所定の減衰量を得
る。
構成され、デジタル入力データと減衰量を定めるアッテ
ネートデータとを乗算することにより所定の減衰量を得
る。
3はデジタル直流オフセット付加回路で、上記デジタル
アッテネータ回路2の出力、すなわち所定の減衰量でも
って減衰されたデジタル入力データに直流オフセットを
付加することにより、上記デジタルアッテネータ回路2
の出力がそのレベル(振幅値)が小さい領域で、ゼロ・
クロスを発生しないようにする。(第3図参照) 4はアナログ直流オフセット除去回路で、DA変換の前
ステップで付加された、すなわちDA変換出力(アナロ
グ出力)に含まれる直流オフセットを除去し、たとえば
、バイパスフィルタなどの直流成分除去回路によって構
成される。
アッテネータ回路2の出力、すなわち所定の減衰量でも
って減衰されたデジタル入力データに直流オフセットを
付加することにより、上記デジタルアッテネータ回路2
の出力がそのレベル(振幅値)が小さい領域で、ゼロ・
クロスを発生しないようにする。(第3図参照) 4はアナログ直流オフセット除去回路で、DA変換の前
ステップで付加された、すなわちDA変換出力(アナロ
グ出力)に含まれる直流オフセットを除去し、たとえば
、バイパスフィルタなどの直流成分除去回路によって構
成される。
なお、デジタル入力データそのもののレベルが高く、減
衰後のデジタル入力データ(デジタルアッテネータ回路
の出力)のレベル(振幅値)が大きく、ゼロ・クロスを
生じる場合もあるが、これは、デジタル入力データ(デ
ジタルアッテネータ回路の出力)のレベル(振幅値)が
大ぎい最大レベル領域でのゼロ・クロスであるので、信
号全体に対するゼロ・クロス歪の割合が充分小さく、実
用上問題はない。(第4図参照) 第2の実施例(第5図): 第1の実施例では、デジタル入力データをデジタルアッ
テネータ回路2によって所定の減衰量でもって減衰させ
るので、このデジタルアッテネータ回路2の出力は必然
的に分解能が劣化する。
衰後のデジタル入力データ(デジタルアッテネータ回路
の出力)のレベル(振幅値)が大きく、ゼロ・クロスを
生じる場合もあるが、これは、デジタル入力データ(デ
ジタルアッテネータ回路の出力)のレベル(振幅値)が
大ぎい最大レベル領域でのゼロ・クロスであるので、信
号全体に対するゼロ・クロス歪の割合が充分小さく、実
用上問題はない。(第4図参照) 第2の実施例(第5図): 第1の実施例では、デジタル入力データをデジタルアッ
テネータ回路2によって所定の減衰量でもって減衰させ
るので、このデジタルアッテネータ回路2の出力は必然
的に分解能が劣化する。
すなわち、デジタル入力データを減衰させると、第6図
に示すように、コード化レベルの中間部分におるレベル
(図の斜線部分)が切り捨てまたは切り上げられて、誤
差を発生する。この誤差は量子化雑音と呼ばれ、分解能
が劣化する。
に示すように、コード化レベルの中間部分におるレベル
(図の斜線部分)が切り捨てまたは切り上げられて、誤
差を発生する。この誤差は量子化雑音と呼ばれ、分解能
が劣化する。
本実施例はこのような第1の実施例を改良した乙ので、
以下に説明する。
以下に説明する。
1はDA変換回路、2はデジタルアッテネータ回路、3
はデジタル直流オフセット付加回路、4はアナログ直流
オフセット除去回路で、それぞれ第1の実施例と同等で
ある。
はデジタル直流オフセット付加回路、4はアナログ直流
オフセット除去回路で、それぞれ第1の実施例と同等で
ある。
5はデジタルアッテネータ回路2とデジタル直流オフセ
ット付加回路3との間に接続されたノイズシェーパ回路
である。このノイズシェーパ回路5は、第7図に示すよ
うに、コード化レベルの中間部分にあるレベルがサンプ
リング周期毎に変換されて、DA変換後にコード化レベ
ルの中間部分にあるレベルに対応する出力が得られるも
ので、等価的に、DA変換のビット数が増大した、ある
いは、分解能が増大したことになる。
ット付加回路3との間に接続されたノイズシェーパ回路
である。このノイズシェーパ回路5は、第7図に示すよ
うに、コード化レベルの中間部分にあるレベルがサンプ
リング周期毎に変換されて、DA変換後にコード化レベ
ルの中間部分にあるレベルに対応する出力が得られるも
ので、等価的に、DA変換のビット数が増大した、ある
いは、分解能が増大したことになる。
すなわち、本実施例によれば、ノイズシェーパ回路5を
通した後、デジタル直流オフセット付加回路3によって
オフセットをかけているので、デジタル入力データのゼ
ロ・クロス付近での変換が正確になる。
通した後、デジタル直流オフセット付加回路3によって
オフセットをかけているので、デジタル入力データのゼ
ロ・クロス付近での変換が正確になる。
たとえば、第1の実施例において、デジタル入力データ
が16ビツトで与えられる場合、その1ビツトのアナロ
グ誤差は一96dBであって、この値が限界値となる。
が16ビツトで与えられる場合、その1ビツトのアナロ
グ誤差は一96dBであって、この値が限界値となる。
(第11図点線)これに対して、本実施例によれば、第
11図実線に示すようにその限界値は一103dBとな
った。なお、この限界値は設計仕様によって下げること
が可能である。
11図実線に示すようにその限界値は一103dBとな
った。なお、この限界値は設計仕様によって下げること
が可能である。
第3の実施例(第8図):
第1の実施例において、デジタルアッテネータ回路2の
減衰量を任意に設定または変化させるようにしたもので
、図中、1はDA変換回路、2はデジタルアッテネータ
回路、3はデジタル直流オフセット付加回路、4はアナ
ログ直流オフセット除去回路で、それぞれ第1の実施例
と同等である。
減衰量を任意に設定または変化させるようにしたもので
、図中、1はDA変換回路、2はデジタルアッテネータ
回路、3はデジタル直流オフセット付加回路、4はアナ
ログ直流オフセット除去回路で、それぞれ第1の実施例
と同等である。
6は上記デジタルアッテネータ回路2の減衰量を任意に
定めるためのアッテネートデータ、およびデジタル直流
オフセット付加回路3の直流オフセット値を定める直流
オフセットデータを出力する制御データ発生回路で、た
とえば、次のように構成される。
定めるためのアッテネートデータ、およびデジタル直流
オフセット付加回路3の直流オフセット値を定める直流
オフセットデータを出力する制御データ発生回路で、た
とえば、次のように構成される。
6aは公知の制御データ発生回路で、この制御データ発
生回路6aからのアッテネートデータ、オフセットデー
タは第1、第2のレジスタ6b。
生回路6aからのアッテネートデータ、オフセットデー
タは第1、第2のレジスタ6b。
6Cによって一時保持されて、これらのデータは上記デ
ジタルアッテネータ回路2、デジタル直流オフセット付
加回路3にそれぞれ供給される。
ジタルアッテネータ回路2、デジタル直流オフセット付
加回路3にそれぞれ供給される。
[発明の効果]
以上の説明で明らかなように、デジタル入力データを単
にDA変換する従来の技術では、そのレベル(振幅値)
が小さい領域で第2図に示すようないわゆるゼロ・クロ
ス歪が発生するが、本発明では、デジタル入力データを
所定の減衰量でもって減衰させた後、この減衰されたデ
ジタル入力データ(デジタルアッテネータ回路の出力)
に直流オフセットを付加したので、そのレベル(振幅値
)が小さい領域でゼロ・クロスが発生せず、(第3図参
照)、その状態でDA変換するので、ゼロ・クロス歪が
発生しない効果がある。
にDA変換する従来の技術では、そのレベル(振幅値)
が小さい領域で第2図に示すようないわゆるゼロ・クロ
ス歪が発生するが、本発明では、デジタル入力データを
所定の減衰量でもって減衰させた後、この減衰されたデ
ジタル入力データ(デジタルアッテネータ回路の出力)
に直流オフセットを付加したので、そのレベル(振幅値
)が小さい領域でゼロ・クロスが発生せず、(第3図参
照)、その状態でDA変換するので、ゼロ・クロス歪が
発生しない効果がある。
また、第2の実施例では、デジタル入力データを所定の
減衰量でもって減衰させることによる分解能の劣化を改
善でき、さらに、第3の実施例では、デジタルアッテネ
ータ回路2の減衰量を任意に設定または変化させるよう
にすることにより、DA変換器にアッテネート機能を付
加した効果がある。
減衰量でもって減衰させることによる分解能の劣化を改
善でき、さらに、第3の実施例では、デジタルアッテネ
ータ回路2の減衰量を任意に設定または変化させるよう
にすることにより、DA変換器にアッテネート機能を付
加した効果がある。
第1図は本発明のデジタル−アナログ変換器の代表的な
実施例の構成を示す図、第2図〜第4図は同、説明図、
第5図〜第7図は同、第2の実施例の構成を示す図、第
8図は同、第3の実施例の構成を示す図、第9図は従来
のデジタル−アナログ変換器の構成を示す図、第10図
はデジタル−アナログ変換の動作原理を示す図、第11
図は第1、第2の実施例のDA変換特性を示す図で必る
。 1・・・・・・デジタル−アナログ変換回路、2・・・
・・・デジタルアッテネータ回路、3・・・・・・デジ
タル直流オフセット付加回路、4・・・・・・アナログ
直流オフセット除去回路、5・・・・・・ノイズシェー
パ回路、6・・・・・・制御データ発生回路。 特許出願人 オンキヨー株式会社 ヤ1 品 改 才2図 ヤ5図 +6図 オフ図 ヤ9屈 才ro節 ミム衷量 手続補正書 昭和63年12月 9日 1、事件の表示 昭和63年特許願第191929号 2、発明の名称 デジタル−アナログ変換器 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 〒572 大阪府寝屋川市日新町2番1号(電
話 072G−31−8034) 4、補正命令の日付 5、補正の対象 自発 6、補正の内容 (1)明細書第5頁第2行〜同頁第3行「ゼロ・クロス
歪の発生は避けられない。」と同頁第3行[[課題を解
決するための手段]」との間に下記を追加する。 [また、上記のようなデジタル入力データのレベル(振
幅値)が小さい領域でのゼロ・クロス歪とともに、ゼロ
・クロス点でのグリッチ、特に、MSBなど上位ビット
のグリッチによる歪も発生する。 すなわち、デジタル入力データが16ビツトで表わされ
るとすると、ゼロ・クロス付近におけるデジタル入力デ
ータは第7図に示すような変化を示し、これを2の補数
で表わせば、 ■ [1111111111111110]■ [11
11111111111111]■ [0000000
0000000[1θ]■ [0OOHOOOOOOO
OOIII ]となり、ゼロ・クロス点では、■から■
(または■から■)への遷移するとき全ビットが反転す
る。 ところが、実際には、遷移時に各ビットが同時に反転す
ることはなく、これらの反転速度は各ビットで異なる。 そのため、たとえば、■から■へ遷移するとき、MSB
の反転が一番速かったとすれば、デジタル入力データは
、 ■ [1111111+11111111 ]■’
[0111111111111111]■ [0000
000000000000]のように変化し、■の次に
、 ■’ [0111111111111111]という
+フルスケールの状態が出現し、これが大きなMSBグ
リッチ、いわゆるヒゲとなって現われる。」 (2)明細書第12頁第5行「クロス歪が発生しない効
果がある。」を次のように補正する。 「クロス歪が発生しないばかりでなく、上記のようにデ
ジタル入力データのレベル(振幅値)が小さい領域でゼ
ロ・クロスが発生しないので、デジタル入力データのゼ
ロ・クロス点における遷移に伴うグリッチ、特に、MS
Bなど上位ビットのグリッチによる歪も発生しない効果
がある。」(3)明細書第13頁第1行rDA変換特性
を示す図である。」を次のように補正する。 「DA変換特性を示す図、第12図はデジタル−アナロ
グ変換のゼロ・クロス付近におけるデジタル入力データ
の変化を示す図である。」(4)第12図を追加する。 以上
実施例の構成を示す図、第2図〜第4図は同、説明図、
第5図〜第7図は同、第2の実施例の構成を示す図、第
8図は同、第3の実施例の構成を示す図、第9図は従来
のデジタル−アナログ変換器の構成を示す図、第10図
はデジタル−アナログ変換の動作原理を示す図、第11
図は第1、第2の実施例のDA変換特性を示す図で必る
。 1・・・・・・デジタル−アナログ変換回路、2・・・
・・・デジタルアッテネータ回路、3・・・・・・デジ
タル直流オフセット付加回路、4・・・・・・アナログ
直流オフセット除去回路、5・・・・・・ノイズシェー
パ回路、6・・・・・・制御データ発生回路。 特許出願人 オンキヨー株式会社 ヤ1 品 改 才2図 ヤ5図 +6図 オフ図 ヤ9屈 才ro節 ミム衷量 手続補正書 昭和63年12月 9日 1、事件の表示 昭和63年特許願第191929号 2、発明の名称 デジタル−アナログ変換器 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 〒572 大阪府寝屋川市日新町2番1号(電
話 072G−31−8034) 4、補正命令の日付 5、補正の対象 自発 6、補正の内容 (1)明細書第5頁第2行〜同頁第3行「ゼロ・クロス
歪の発生は避けられない。」と同頁第3行[[課題を解
決するための手段]」との間に下記を追加する。 [また、上記のようなデジタル入力データのレベル(振
幅値)が小さい領域でのゼロ・クロス歪とともに、ゼロ
・クロス点でのグリッチ、特に、MSBなど上位ビット
のグリッチによる歪も発生する。 すなわち、デジタル入力データが16ビツトで表わされ
るとすると、ゼロ・クロス付近におけるデジタル入力デ
ータは第7図に示すような変化を示し、これを2の補数
で表わせば、 ■ [1111111111111110]■ [11
11111111111111]■ [0000000
0000000[1θ]■ [0OOHOOOOOOO
OOIII ]となり、ゼロ・クロス点では、■から■
(または■から■)への遷移するとき全ビットが反転す
る。 ところが、実際には、遷移時に各ビットが同時に反転す
ることはなく、これらの反転速度は各ビットで異なる。 そのため、たとえば、■から■へ遷移するとき、MSB
の反転が一番速かったとすれば、デジタル入力データは
、 ■ [1111111+11111111 ]■’
[0111111111111111]■ [0000
000000000000]のように変化し、■の次に
、 ■’ [0111111111111111]という
+フルスケールの状態が出現し、これが大きなMSBグ
リッチ、いわゆるヒゲとなって現われる。」 (2)明細書第12頁第5行「クロス歪が発生しない効
果がある。」を次のように補正する。 「クロス歪が発生しないばかりでなく、上記のようにデ
ジタル入力データのレベル(振幅値)が小さい領域でゼ
ロ・クロスが発生しないので、デジタル入力データのゼ
ロ・クロス点における遷移に伴うグリッチ、特に、MS
Bなど上位ビットのグリッチによる歪も発生しない効果
がある。」(3)明細書第13頁第1行rDA変換特性
を示す図である。」を次のように補正する。 「DA変換特性を示す図、第12図はデジタル−アナロ
グ変換のゼロ・クロス付近におけるデジタル入力データ
の変化を示す図である。」(4)第12図を追加する。 以上
Claims (1)
- デジタル入力データを減衰させるデジタルアツテネータ
回路(2)と、このデジタルアツテネータ回路(2)の
出力に直流オフセットを付加するデジタル直流オフセッ
ト付加回路(3)と、このデジタル直流オフセット付加
回路(3)の出力をアナログ信号に変換するデジタル−
アナログ変換回路(1)と、このデジタル−アナログ変
換回路(1)の出力から直流オフセットを除去するアナ
ログ直流オフセット除去回路(4)とからなるデジタル
−アナログ変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19192988A JPH0241027A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | デジタル−アナログ変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19192988A JPH0241027A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | デジタル−アナログ変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0241027A true JPH0241027A (ja) | 1990-02-09 |
Family
ID=16282794
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19192988A Pending JPH0241027A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | デジタル−アナログ変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0241027A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009020030A (ja) * | 2007-07-13 | 2009-01-29 | Shimadzu Corp | 水中電磁界測定装置 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60192422A (ja) * | 1984-03-13 | 1985-09-30 | Sharp Corp | D/a変換器へのデジタル信号の入力方式 |
JPS63294130A (ja) * | 1987-05-27 | 1988-11-30 | Mitsubishi Electric Corp | ディジタル/アナログ変換装置 |
-
1988
- 1988-07-29 JP JP19192988A patent/JPH0241027A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60192422A (ja) * | 1984-03-13 | 1985-09-30 | Sharp Corp | D/a変換器へのデジタル信号の入力方式 |
JPS63294130A (ja) * | 1987-05-27 | 1988-11-30 | Mitsubishi Electric Corp | ディジタル/アナログ変換装置 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009020030A (ja) * | 2007-07-13 | 2009-01-29 | Shimadzu Corp | 水中電磁界測定装置 |
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