JPH02294265A - 直流直流変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分齋」 本発明はチョッパ方式の直流直流変換器に関する． 「従来の技術」 この種の他動直流変換器では、スイッチング素子を制御
する制御回路の電源電圧と与えられる直流電圧が異なる
場合に、制御回路に制御用電圧を供給する補助電源が必
要になる． たとえば、第３図に示す従来の直流変換器は、バッテリ
１からの電流をスイッチングトランジスタ５で断続し、
降圧して負荷２に供給する降圧チョッパである．スイッ
チングトランジスタ５の通流率Ｄは制御用ＩＣ回路１０
により負荷２電圧をフィードバックしながら制御される
．制御用ＩＣ回路１０には補助電源回路１１によりバッ
テリ１電圧が所定電圧に降下されて供給される．補助電
源回路１１にはツェナーダイオード１３等を用いた電圧
降下方式が構成が簡単なため多く用いられている． 「発明が解決しようとする課題」 しかしながら、電圧降下方式の補助電源回路１１は損失
が大きいという問題点があった．特に、ＲＬａ用の直流
直流変換器では、電源であるバッテリ１の電圧が１２Ｖ
であるのに対し制御用ＩＣＩＤＩ路１０の駆動電圧が５
Ｖ程度であり、その電圧差が大きく補助電源回路１１に
おける損失が大きくなり効率が悪かった．だからといっ
て、補助電源回路１１を電圧降圧方式以外の高度な回路
槽成とすることはコストの上昇を招き、好ましくなかっ
た． 本発明は上記の課題を解決するためなされたものであり
、その目的とするところは、電圧降下方式の補助電源回
路における損失を低減することができる直流直流変換器
を提供することにある．「課題を解決するための手段ｊ 上記の目的を達成するため、本発明では、直流電源から
負荷又は平滑リアクトルへの電流を断続するスイッチン
グ素子と、そのスイッチング素子にオンオフ信号を出力
し還流率を制御する制御回路と、前記直流電源からの電
圧を降下して前記制御回路に制御用電力を供給する補助
電源回路とを備える直流直流変換器において、前記補助
電源回路の入力が的記スイッチング素子の両端にダイオ
ードを介して接続されていることを特徴とする直流直流
変換器が提供される． 「作用」 上記のように構成された直流直流変換器では、スイッチ
ング素子の両端の電圧が補助電源回路に供給される．ス
イッヂング素子の両端には、オン状態のときは略０■の
、オフ状態のときは略直流電源の電圧が現れる．従って
、スイッチング素子が通流率Ｄで制御された場合、その
両端に現れる平均電圧は直流電源の電圧の（１−Ｄ＞倍
に低下する。補助電源回路への供姶電圧が低下するから
、補助電源回路における電圧降下量が少なくなり、それ
だけ損失が低減する。

「実施例」 本発明の実施例について図面を参照し説明する，第１図
は直流直流変換器を示す回路図である。

この直流変換器はバッテリ１Ｍ！圧を降圧して負荷２に
供給する降圧チョッパである．バッテリ１の正極は入力
開田用スイッチ３を介して負荷２の一端に接続され、負
荷２の他端は、平滑リアクトル４を経由し、スイッチン
グ素子であるスイッチングトランジスタ５のコレクタ．
エミッタを介してバッテリ１の負極に接続されている．
スイッチングｌ・ランジスタ５のコレクタと負荷２の一
端との問にはフリーホイールダイオード６が接続され、
負荷２の両端には平滑コンデンサ７が接続されている．
また、スイッチングトランジスタ５のコレクタ，エミッ
タ間にはスパイク電圧を抑制するためのスナバ回路８が
接続されている． スイッチングトランジスタ５のベースは制御用ＩＣ回路
１０に接続されている．制御用ＩＣ回路１０には負荷２
の両端からの電圧が入力され、負荷２電圧を所定電圧に
保つべくオンオフ信号をスイッチングトランジスタ５に
出力しＰＷＭ制御をする． 制御用ＩＣ回路１０のための制御用電力は補助電源回路
１１から供給される．補助電源回路１１は、入力電圧を
降下して供給する電圧降下方式のものであり、入力端子
間を接続する抵抗１２及びツェナーダイオード１３（定
電圧ダイオード１３）．入出力端子間を接続するトラン
ジスタ１４，及び出力端子間を接続するコンデンサ１５
から構成されている．ツェナーダイオード１３の電圧に
よりトランジスタ１４のベース電圧を一定に制御し、入
出力間の電圧降下分をトランジスタ１４のコレクタ．エ
ミッタ間の電圧で負担する簡易な回路横成である． 補助電源回路１１の入力の一端はダイオード１６を経由
してスイッチング｝・ランジスタ５のコレクタに接続さ
れている．ダイオード１６の極性はスイッチングトラン
ジスタ５のコレクタから補助電源回路１１に電流が流れ
る極性に接続される．また、補助電源回路１１の入力の
他端はバッテリ１の負極、すなわちスイッチングトラン
ジスタ５のエミッタに接続されている． 以上の構成に基づき作動について第２図を参照し説明す
る．入力開閉用スイッチ３が投入された直後は未だ制御
用ＩＣ回路１０に電力が供給されておらず、スイッチン
グトランジスタ５はオフ状態である．このため、スイッ
チングトランジスタ５のコレクタ，エミッタ問の電圧Ｖ
０は略バッテリ１の電圧■６となる．そして、ダイオー
ド１６はオン状態となり、バッテリ１の正極から、貝荷
２，平滑リアクトル４，ダイオード１６を経由して流れ
る電流により補助電源回路１１が作動を始め、制御用Ｉ
Ｃ回路１０に電力の供給を開始する．やがて、制御用Ｉ
Ｃ回路１０が作動を開始し、負荷２の両端の電圧に応じ
てスイッチングトランジスタ５にオン，オフ信号を出力
し、パルス幅制御（ＰＷＭ制御）を開始する． スイッチングトランジスタ５がオン状態のときは、コレ
クタ電圧■。、は略Ｏ■になる．また、スイッチングト
ランジスタ５がオフ状態のときは、フリーホイールダイ
オード６が導通されるがら、コレクタ電圧Ｖ０は略バッ
テリ１の電圧Ｖ，となる．チョッピング作動によりスイ
ッチングトランジスタ５のコレクタ電圧ｖｃｌＩが０■
とバッテリ電圧■龜を繰り返すに従って、ダイオード１
６もオフ．オンを繰り返し、補助電源回路１１へ断続的
に電力が供給される．なお、補助電源回路１１のコンデ
ンサ１５は、ダイオード】６がオフのとき？制御用ＩＣ
回路１０に電力を供給するに十分な容量に設定されてい
る． 補助電源回路１１の平均入力電圧Ｖ　ａｍは、スイッチ
ングトランジスタ５の逆流率をＤ［Ｄ＝ＴＯ．／　（Ｔ
　ａｌｌ　＋　Ｔｏ■）コとすると、次式で与えられる
．Ｖ．．＝Ｖａ・Ｔｏｙｐ／Ｔ＝Ｖｌｌ（Ｉ　　Ｄ）従
って、補助電源回路１１への平均入カ電圧Ｖ。

がスイッチングトランジスタ５の通流率Ｄに従って（１
−Ｄ）倍に低下することになる。

補助電源回路１１の損失の大部分は主にトランジスタ１
４で消費される熱であるから、損失はトランジスタ１４
のコレクタ，エミッタ間で負担する電圧降下分に比例す
る。

一般に、電圧降下方式の電源回路の損失は、入力電圧と
出力電圧の差に比例するがら、平均入方電圧Ｖ　ａｍが
低下すれば補助電源回路１１の損失が低減され直流直流
変換器の効率が向上ずる。

以上説明したように本実施例は、主回路のスイッチング
トランジスタ５によるチョッパを利用し、スイッチング
トランジスタ５がオフ状態のときに補助電源凹路１１に
電圧を供給するという巧妙な手段により、補助電源凹路
１１への平均入力電圧Ｖ　ａｓを特別の能動素子を付加
することなく低下させ、補助電源回路１１における損失
を低減し効率を高めるものである． 前記実施例では、補助電源回路１１にツエナーダイオー
ド１３とトランジスタ１４を用いた回路としたが、トラ
ンジスタ１４の代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたり、抵抗
を用いた回路でもよい．また、スイッチング素子５とし
てＭＯＳＦＥＴ等を用いてもよい． 「発明の効果Ｊ 本発明は、上記の構成を有し主団路のスイッチング素子
の両端から補助電源回路へ電圧を供給するようにしたも
のであるから、電圧降下式の補助電源回路への平均入力
電圧が低下され、補助電源回路における損失が低減され
直流直流変換器の効率が向上するという効果がある． 第１図は本発明の実施例を示す直流直流変換器の凹路図
、第２図は作動を示すタイミング図であり、第３図は従
来の直流直流変換器を示す回路図である． １．．．バッテリ、　　２．，．負荷、　４．．．平滑
リアクトル、　５．．．スイッチングトランジスタ（ス
イッチング素子）、　　１０．．．制ｆ［１ｒｃｒＦＡ
ｆ？８（制御回路）、　　１１．．．補助電源回路、　
　１６　，，ダイオード．

【図面の簡単な説明】

第 図 第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 直流電源から負荷又は平滑リアクトルへの電流を断続す
   るスイッチング素子と、そのスイッチング素子にオンオ
   フ信号を出力し通流率を制御する制御回路と、前記直流
   電源からの電圧を降下して前記制御回路に制御用電力を
   供給する補助電源回路とを備える直流直流変換器におい
   て、 前記補助電源回路の入力が前記スイッチング素子の両端
   にダイオードを介して接続されていることを特徴とする
   直流直流変換器。