JP2863614B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、チョッパ形のトランジスタを有するスイッ
チング電源回路に関するものである。
チング電源回路に関するものである。
第５図は従来のチョッパ形スイッチング電源回路図で
あり、第５図において、１は入力の直流電圧Vi、２は入
力直流電圧Vi1をスイッチングして負荷に伝えるスイッ
チングトランジスタ（以下、TR1と記す）、３はスイッ
チング制御信号を出力するスイッチング制御部、４はス
イッチング制御部からの制御信号により、TR1 2をON/OF
Fさせる駆動用トランジスタ（以下、TR2と記す）、５は
TR1 2のベース電流制限用抵抗（以下TR1と記す）、６は
TR1 2に蓄積されたキャリアを放電させる抵抗（以下、R
2と記す）、7,8は平滑するためのコイル（以下、L1と称
す），コンデンサ（以下、C1と称す）、９はフライホイ
ールダイオード、10,11は出力端子12の出力電圧V0をス
イッチング制御部３に伝えるための分圧抵抗（以下、各
々R3．R4と記す）である。
あり、第５図において、１は入力の直流電圧Vi、２は入
力直流電圧Vi1をスイッチングして負荷に伝えるスイッ
チングトランジスタ（以下、TR1と記す）、３はスイッ
チング制御信号を出力するスイッチング制御部、４はス
イッチング制御部からの制御信号により、TR1 2をON/OF
Fさせる駆動用トランジスタ（以下、TR2と記す）、５は
TR1 2のベース電流制限用抵抗（以下TR1と記す）、６は
TR1 2に蓄積されたキャリアを放電させる抵抗（以下、R
2と記す）、7,8は平滑するためのコイル（以下、L1と称
す），コンデンサ（以下、C1と称す）、９はフライホイ
ールダイオード、10,11は出力端子12の出力電圧V0をス
イッチング制御部３に伝えるための分圧抵抗（以下、各
々R3．R4と記す）である。
次に、第５図，第６図，第７図を用いて、動作につい
て説明する。
て説明する。
入力の直流電圧Vi1がTR1 2のエミッタに接続されてお
り、この状態でスイッチング制御部３からのコントロー
ル信号ａによりTR2 4がオン，オフし、R1 5を介してTR1
2のベースをコントロールしTR1 2をオン，オフさせ
る。
り、この状態でスイッチング制御部３からのコントロー
ル信号ａによりTR2 4がオン，オフし、R1 5を介してTR1
2のベースをコントロールしTR1 2をオン，オフさせ
る。
また、R2 6はTR1 2の蓄積キャリアをオフ時に放電さ
せる抵抗である。ここで、TR1 2のオン時は入力直流電
圧ViはコイルL1 7、コンデンサC1 8へ供給され、TR1 2
がオフ時はコイルL1 7に蓄積されていたエネルギーがフ
ライホイールダイオード９を介して負荷へ供給される。
ここで、出力電圧V0 12を分圧抵抗R3 10,R4 11で分圧
し、スイッチング制御部３に帰還をかけて、スイッチン
グ制御部３でコントロール信号ａのデューティサイクル
を変え、出力電圧V0 12を一定に保つ。
せる抵抗である。ここで、TR1 2のオン時は入力直流電
圧ViはコイルL1 7、コンデンサC1 8へ供給され、TR1 2
がオフ時はコイルL1 7に蓄積されていたエネルギーがフ
ライホイールダイオード９を介して負荷へ供給される。
ここで、出力電圧V0 12を分圧抵抗R3 10,R4 11で分圧
し、スイッチング制御部３に帰還をかけて、スイッチン
グ制御部３でコントロール信号ａのデューティサイクル
を変え、出力電圧V0 12を一定に保つ。
つぎにTR1 2の動作に注目すると、コントロール信号
ａに対するTR1 2のベース電流ｂ、コレクタ電流ｃ、コ
レクタ・エミッタ間電圧ｄは第６図のようになる。さら
にTR1 2のオフからオン、オンからオフの過渡期を拡大
した波形は第７図になる。これらの図からTR1 2の損失
は、 オン帰還の損失をPonとすると、 ここで、Ｔはスイッチング周期、VCE（sat）はTR1の
コレクタ飽和電圧、Ic1,Ic2はTR1のコレクタ電流の最小
値と最大値、tonはTR1の本来のオン期間である。
ａに対するTR1 2のベース電流ｂ、コレクタ電流ｃ、コ
レクタ・エミッタ間電圧ｄは第６図のようになる。さら
にTR1 2のオフからオン、オンからオフの過渡期を拡大
した波形は第７図になる。これらの図からTR1 2の損失
は、 オン帰還の損失をPonとすると、 ここで、Ｔはスイッチング周期、VCE（sat）はTR1の
コレクタ飽和電圧、Ic1,Ic2はTR1のコレクタ電流の最小
値と最大値、tonはTR1の本来のオン期間である。
オフからオンの過渡期の損失をターンオン損失Ptrと
すると、 ここで、trはTR1の立ち上がり時間である。
すると、 ここで、trはTR1の立ち上がり時間である。
オンからオフの過渡期の損失をターンオフ損失 ここで、tsはTR1の蓄積時間、tfはTR1の立下り時間で
ある。
ある。
TR1の全損失はPTR＝Pon+Ptr+Ptoffとなる。上式のう
ちPonを少なくするために、第６図のコレクタ電流ｃの
最大値Ic2の時にTR1のコレクタ・エミッタ飽和電圧VCE
（sat）が充分小さくなるようなベース電流IB1を決め、
上記コレクタ電流ｃの最小値Ic1付近でも均一に上記ベ
ース電流IB1を流す。上記コレクタ電流ｃの最小値Ic1付
近では上記ベース電流IB1を流す必要はなく、第６図ベ
ース電流ｂの斜線部分Ｎは余分な電流となっており無効
電流である。
ちPonを少なくするために、第６図のコレクタ電流ｃの
最大値Ic2の時にTR1のコレクタ・エミッタ飽和電圧VCE
（sat）が充分小さくなるようなベース電流IB1を決め、
上記コレクタ電流ｃの最小値Ic1付近でも均一に上記ベ
ース電流IB1を流す。上記コレクタ電流ｃの最小値Ic1付
近では上記ベース電流IB1を流す必要はなく、第６図ベ
ース電流ｂの斜線部分Ｎは余分な電流となっており無効
電流である。
一方スイッチング電源としては小形軽量化が必要で、
平滑用のコイルL1 7,コンデンサC1 8の小形化を図るた
めにスイッチング周波数が高くなってきている。このと
き上記PTRの中で、Ptr,Ptoff，特に、Ptoffが損失の大
きな割合を占めるようになり、TR1のコレクタ損失の増
加、さらにスイッチング電源の効率低下といった問題が
出てくる。このPtoffを小さくするためには、ターンオ
ン時間toff（ts＋tr）を短くする必要がある。しかる
に、このtoffを短くするための蓄積キャリア放電用抵抗
R2は、TR1 2のオン時の無効電流の増加の関係から下式
を満足する必要がある。
平滑用のコイルL1 7,コンデンサC1 8の小形化を図るた
めにスイッチング周波数が高くなってきている。このと
き上記PTRの中で、Ptr,Ptoff，特に、Ptoffが損失の大
きな割合を占めるようになり、TR1のコレクタ損失の増
加、さらにスイッチング電源の効率低下といった問題が
出てくる。このPtoffを小さくするためには、ターンオ
ン時間toff（ts＋tr）を短くする必要がある。しかる
に、このtoffを短くするための蓄積キャリア放電用抵抗
R2は、TR1 2のオン時の無効電流の増加の関係から下式
を満足する必要がある。
ここで、VBEはTR1のベース・エミッタ間電圧、IB1はT
R1のオン時のベース電流であり、上式から判るように、
R2はあまり小さな抵抗値を選択できず、従って、ターン
オフ時間toffを短くできない。
R1のオン時のベース電流であり、上式から判るように、
R2はあまり小さな抵抗値を選択できず、従って、ターン
オフ時間toffを短くできない。
〔発明が解決しようとする課題〕 従来のスイッチング電源回路は、以上のように構成さ
れているので、スイッチングトランジスタのベース駆動
電流の無効分が多く、また、ターンオン、ターンオフ時
間が長くスイッチングトランジスタの損失が大きいこと
などから、スイッチング電源の効率が悪く、またスイッ
チング周波数を高くできず小型化しにくいという問題点
があった。
れているので、スイッチングトランジスタのベース駆動
電流の無効分が多く、また、ターンオン、ターンオフ時
間が長くスイッチングトランジスタの損失が大きいこと
などから、スイッチング電源の効率が悪く、またスイッ
チング周波数を高くできず小型化しにくいという問題点
があった。
本発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、スイッチングトランジスタの損失の軽減をで
き、スイッチング電源の効率を向上することができる簡
単な構成のスイッチング電源回路を得ることを目的とす
る。
たもので、スイッチングトランジスタの損失の軽減をで
き、スイッチング電源の効率を向上することができる簡
単な構成のスイッチング電源回路を得ることを目的とす
る。
この発明に係るスイッチング電源回路は、ダイオー
ド，抵抗，コイルからなる時定数回路をスイッチングト
ランジスタのベース電流制限抵抗に並列に接続して、該
トランジスタオン時のベース電流をコレクタ電流の変化
に合せて流すようにし、該抵抗の一部に、コンデンサを
含む充電回路を並列に接続し、ターンオン時に該コンデ
ンサを充電し、ターンオフ時には上記コンデンサの充電
電圧をスイッチングトランジスタのベース・エミッタ間
に逆バイアスとして印加するようにしたものである。
ド，抵抗，コイルからなる時定数回路をスイッチングト
ランジスタのベース電流制限抵抗に並列に接続して、該
トランジスタオン時のベース電流をコレクタ電流の変化
に合せて流すようにし、該抵抗の一部に、コンデンサを
含む充電回路を並列に接続し、ターンオン時に該コンデ
ンサを充電し、ターンオフ時には上記コンデンサの充電
電圧をスイッチングトランジスタのベース・エミッタ間
に逆バイアスとして印加するようにしたものである。
この発明においては、スイッチングトランジスタのオ
ン時のベース電流をコレクタ電流の時間的変化に対応す
るようにしたから、ベースの無効電流を減らすことがで
きる。また、スイッチングトランジスタのベース電流制
限抵抗の一部と並列に、コンデンサを含む充電回路を接
続したので、ターンオン時はコンデンサの充電電流によ
りターンオン時間を小さくでき、ターンオフ時にはコン
デンサの充電電圧がスイッチングトランジスタのベース
・エミッタ間に逆バイアスとして印加されることとな
り、スイッチングトランジスタの蓄積キャリアの放出ル
ートを形成すると共にスイッチングを加速してターンオ
フ時間を小さくできる。この結果スイッチングトランジ
スタの損失を軽減すると共にスイッチング電源の効率を
改善することができる。
ン時のベース電流をコレクタ電流の時間的変化に対応す
るようにしたから、ベースの無効電流を減らすことがで
きる。また、スイッチングトランジスタのベース電流制
限抵抗の一部と並列に、コンデンサを含む充電回路を接
続したので、ターンオン時はコンデンサの充電電流によ
りターンオン時間を小さくでき、ターンオフ時にはコン
デンサの充電電圧がスイッチングトランジスタのベース
・エミッタ間に逆バイアスとして印加されることとな
り、スイッチングトランジスタの蓄積キャリアの放出ル
ートを形成すると共にスイッチングを加速してターンオ
フ時間を小さくできる。この結果スイッチングトランジ
スタの損失を軽減すると共にスイッチング電源の効率を
改善することができる。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図は本発明の一実施例によるスイッチング電源回
路の主要部を示す回路図、第２図は上記電源回路の全体
構成を示す回路図である。
路の主要部を示す回路図、第２図は上記電源回路の全体
構成を示す回路図である。
図において、上記第５図で説明した従来例と同一もし
くは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は省略
する。
くは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は省略
する。
21はTR1 2のスピードアップ用のコンデンサC2、22はT
R1 2のベース電流制限抵抗R5、23はC2 21の充電経路を
作るダイオード、24はC2 21の放電経路を作るスイッチ
用のトランジスタ、25,26はTR1 2のベース電流の一部を
徐々に増大するコイルL2，抵抗R6、27はコイルL2 25の
電流経路のダイオードD3、28はコイルL2 25のエネルギ
ー放出用のダイオードD4である。
R1 2のベース電流制限抵抗R5、23はC2 21の充電経路を
作るダイオード、24はC2 21の放電経路を作るスイッチ
用のトランジスタ、25,26はTR1 2のベース電流の一部を
徐々に増大するコイルL2，抵抗R6、27はコイルL2 25の
電流経路のダイオードD3、28はコイルL2 25のエネルギ
ー放出用のダイオードD4である。
上記構成において、入力電源電圧Vi1をスイッチング
トランジスタTR1 2でスイッチングし、フライホイール
ダイオード９とコイルL1 7、及びコンデンサC1 8とで平
滑し出力電圧V0 12を得る。また、その出力電圧V0 12を
分圧抵抗R3 10、R4 11を介してスイッチング制御部３に
帰還し、コントロール信号を発生し、このコントロール
信号によりドライバートランジスタTR2 4を介してスイ
ッチングトランジスタTR1 2のオン・オフデューティー
サイクルを制御し、出力電圧V0 12の安定を図る動作は
従来例で説明した動作と同じである。
トランジスタTR1 2でスイッチングし、フライホイール
ダイオード９とコイルL1 7、及びコンデンサC1 8とで平
滑し出力電圧V0 12を得る。また、その出力電圧V0 12を
分圧抵抗R3 10、R4 11を介してスイッチング制御部３に
帰還し、コントロール信号を発生し、このコントロール
信号によりドライバートランジスタTR2 4を介してスイ
ッチングトランジスタTR1 2のオン・オフデューティー
サイクルを制御し、出力電圧V0 12の安定を図る動作は
従来例で説明した動作と同じである。
ここではスイッチングトランジスタTR1 2のオン，オ
フ動作を中心に第１図，第２図，第３図第４図（第３図
のターンオン，オフ部の拡大図）に基づいて説明する。
フ動作を中心に第１図，第２図，第３図第４図（第３図
のターンオン，オフ部の拡大図）に基づいて説明する。
スイッチング制御部３からのコントロール信号（第３
図ｍ），（第４図ｒ）によりTR2 4がオンになると、R5
22,R1 5を介してTR1 2をオンにする基本的なベース電流
IB1(0)が流れる。
図ｍ），（第４図ｒ）によりTR2 4がオンになると、R5
22,R1 5を介してTR1 2をオンにする基本的なベース電流
IB1(0)が流れる。
この時のIB1(0)は、TR1 2のコレクタ電流の最小値Ic1
を流した場合にコレクタ・エミッタ飽和電圧VCE（sat）
を充分に小さくする値をとる必要があり、前記を満足す
るようにR1 5＋R5 22を設定する。一方、L2 25、R6 26
の値については、R6 26,D3 27,L2 25を介しての電流Ix
が、TR1 2のターンオン時（Ic1のポイント）は電流零で
あり、その後徐々に増加し、TR1 2のターンオフ直前（I
c2のポイント）にIB1(0)との加算値がTR1 2のベース電
流IB1（MAX）になるように抵抗，コイル直列回路の電流
の一般式（下式）から選択する。ただし上記ベース電流
IB1（MAX）はTR1 2のコレクタ電流が最大値Ic2である場
合にTR1 2のコレクタ・エミッタ飽和電圧VCE（sat）が
充分小さくなるような値とする。
を流した場合にコレクタ・エミッタ飽和電圧VCE（sat）
を充分に小さくする値をとる必要があり、前記を満足す
るようにR1 5＋R5 22を設定する。一方、L2 25、R6 26
の値については、R6 26,D3 27,L2 25を介しての電流Ix
が、TR1 2のターンオン時（Ic1のポイント）は電流零で
あり、その後徐々に増加し、TR1 2のターンオフ直前（I
c2のポイント）にIB1(0)との加算値がTR1 2のベース電
流IB1（MAX）になるように抵抗，コイル直列回路の電流
の一般式（下式）から選択する。ただし上記ベース電流
IB1（MAX）はTR1 2のコレクタ電流が最大値Ic2である場
合にTR1 2のコレクタ・エミッタ飽和電圧VCE（sat）が
充分小さくなるような値とする。
ここで、ＶはVi-VBE1‐VD3、ｔはtonである。
ただし、電流変化の比較的直線変化に近いところを使
うためにtonに対して時定数L/Rは大きい目に選択する。
うためにtonに対して時定数L/Rは大きい目に選択する。
なお、D3 27は、TR2 4がオフになったときに、C2 21
の電荷がR1 5を介してL2 25に流入するのを阻止する。D
4 28は、TR2 4がオフ時に、L2 25のエネルギー放出経路
となる。
の電荷がR1 5を介してL2 25に流入するのを阻止する。D
4 28は、TR2 4がオフ時に、L2 25のエネルギー放出経路
となる。
上記R5 22,R1 5によるベース電流、L2 25によるベー
ス電流が加算されて流れる様子は第３図のベース電流ｎ
のIB1の通りである。
ス電流が加算されて流れる様子は第３図のベース電流ｎ
のIB1の通りである。
また、コンデンサC2 21はR5 22,ダイオードD2 23,TR1
2を介して充電される。このとき、コンデンサ21の充電
電流はTR1 2がオフからオンになった直後の過渡期に
は、第３図のベース電流ｎのＡに示すように、上記I
B1(0)に加算されて流れることになりTR1 2のターンオン
時間のスピードアップに寄与する。またコンデンサC2 2
1の充電の間、トランジスタTR3 24のベース・エミッタ
間にかかる逆バイアス電圧を小さくするためにダイオー
ドD2 23が入っており、TR3 24のベース・エミッタ間逆
バイアスはD2 23の順方向電圧降下の0.6V前後に押えら
れTR3 24のベース・エミッタ耐圧のVEBOより充分に小さ
くなる。
2を介して充電される。このとき、コンデンサ21の充電
電流はTR1 2がオフからオンになった直後の過渡期に
は、第３図のベース電流ｎのＡに示すように、上記I
B1(0)に加算されて流れることになりTR1 2のターンオン
時間のスピードアップに寄与する。またコンデンサC2 2
1の充電の間、トランジスタTR3 24のベース・エミッタ
間にかかる逆バイアス電圧を小さくするためにダイオー
ドD2 23が入っており、TR3 24のベース・エミッタ間逆
バイアスはD2 23の順方向電圧降下の0.6V前後に押えら
れTR3 24のベース・エミッタ耐圧のVEBOより充分に小さ
くなる。
つぎに、スイッチング制御部３からのコントロール信
号ｍ（ｒ）によりTR2 4がオフになると、C2 21に充電さ
れていた電圧の＋側が、R5 22を介してTR1 2のベース
に、R1 5を介してTR3 23のベースに加わり、TR3 24がオ
ンになる。このことにより上記C2 21の電圧の一側は、T
R1 2のエミッタに接続され、TR1 2のベース・エミッタ
に逆バイアスとなって加わりTR1 2の蓄積キャリアの放
出を加速する形でベース電流ｓのIE2として電流を流
し、TR1 2のターンオフ時間を短くする。なお、ここでR
5 22は上記IB2の電流制限抵抗になっている。
号ｍ（ｒ）によりTR2 4がオフになると、C2 21に充電さ
れていた電圧の＋側が、R5 22を介してTR1 2のベース
に、R1 5を介してTR3 23のベースに加わり、TR3 24がオ
ンになる。このことにより上記C2 21の電圧の一側は、T
R1 2のエミッタに接続され、TR1 2のベース・エミッタ
に逆バイアスとなって加わりTR1 2の蓄積キャリアの放
出を加速する形でベース電流ｓのIE2として電流を流
し、TR1 2のターンオフ時間を短くする。なお、ここでR
5 22は上記IB2の電流制限抵抗になっている。
このように本実施例では、スイッチングトランジスタ
のオン時のベース電流を主にコイル25により徐々に増大
するようにし、ターンオン時に、コンデンサ21の充電電
流を上記ベース電流に加算し、ターンオフ時にはコンデ
ンサの充電電圧が別のトランジスタ24を介してスイッチ
ングトランジスタ２のベース・エミッタ間に逆バイアス
として加わるようにしたので、ベース駆動電流の無効分
が減少し、ターンオン及びターンオフ時間が短くなり、
これによりスイッチングトランジスタの損失の軽減、及
びスイッチング電源の効率向上を図ることができる。
のオン時のベース電流を主にコイル25により徐々に増大
するようにし、ターンオン時に、コンデンサ21の充電電
流を上記ベース電流に加算し、ターンオフ時にはコンデ
ンサの充電電圧が別のトランジスタ24を介してスイッチ
ングトランジスタ２のベース・エミッタ間に逆バイアス
として加わるようにしたので、ベース駆動電流の無効分
が減少し、ターンオン及びターンオフ時間が短くなり、
これによりスイッチングトランジスタの損失の軽減、及
びスイッチング電源の効率向上を図ることができる。
以上のように、この発明に係るスイッチング電源回路
によれば、スイッチングトランジスタのベース駆動電流
をコレクタ電流の時間的変化に対応させて流すようにす
るとともに、スイッチングトランジスタのオン時のキャ
リア注入を加速し、スイッチングトランジスタのオフ時
のキャリア放出を加速するようにしたので、スイッチン
グトランジスタのベース駆動電流の無効分が減少すると
ともに、タ−ンオン時間、ターンオフ時間が短縮される
こととなり、これによりスイッチングトランジスタの損
失の軽減、及びスイッチング電源の効率向上を図ること
ができる効果がある。
によれば、スイッチングトランジスタのベース駆動電流
をコレクタ電流の時間的変化に対応させて流すようにす
るとともに、スイッチングトランジスタのオン時のキャ
リア注入を加速し、スイッチングトランジスタのオフ時
のキャリア放出を加速するようにしたので、スイッチン
グトランジスタのベース駆動電流の無効分が減少すると
ともに、タ−ンオン時間、ターンオフ時間が短縮される
こととなり、これによりスイッチングトランジスタの損
失の軽減、及びスイッチング電源の効率向上を図ること
ができる効果がある。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例によるスイッチング電源回路
の主要部を示す回路図、第２図は該電源回路の全体構成
を示す回路図、第３図，第４図は該装置の動作波形図、
第５図は従来のスイッチング電源回路を示す回路図、第
６図，第７図は従来装置の動作波形図である。 １は入力電源電圧、２はスイッチングトランジスタ、３
はスイッチング制御部、４はドライバートランジスタ、
5,22,26は抵抗、21はコンデンサ、23,27,28はダイオー
ド、24はトランジスタ、25はコイルである。 なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
の主要部を示す回路図、第２図は該電源回路の全体構成
を示す回路図、第３図，第４図は該装置の動作波形図、
第５図は従来のスイッチング電源回路を示す回路図、第
６図，第７図は従来装置の動作波形図である。 １は入力電源電圧、２はスイッチングトランジスタ、３
はスイッチング制御部、４はドライバートランジスタ、
5,22,26は抵抗、21はコンデンサ、23,27,28はダイオー
ド、24はトランジスタ、25はコイルである。 なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源からの電圧をスイッチングして負
荷に電源を供給するスイッチングトランジスタと、該ト
ランジスタのベースに電流制限抵抗を介して接続され、
該トランジスタを制御信号に基づいてオンオフ駆動する
ドライバートランジスタとを備えたスイッチング電源回
路において、 上記スイッチングトランジスタのオン時そのベース電流
の一部を徐々に増大する電流制御手段と、 上記電流制限抵抗の一部と並列に接続され、上記スイッ
チングトランジスタのターンオフ時充電されるコンデン
サと、 上記スイッチングトランジスタのターンオフ時、該トラ
ンジスタの蓄積キャリアを放出する放出用トランジスタ
とを備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23757390A JP2863614B2 (ja) | 1990-09-07 | 1990-09-07 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23757390A JP2863614B2 (ja) | 1990-09-07 | 1990-09-07 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04121053A JPH04121053A (ja) | 1992-04-22 |
| JP2863614B2 true JP2863614B2 (ja) | 1999-03-03 |
Family
ID=17017321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23757390A Expired - Fee Related JP2863614B2 (ja) | 1990-09-07 | 1990-09-07 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2863614B2 (ja) |
-
1990
- 1990-09-07 JP JP23757390A patent/JP2863614B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH04121053A (ja) | 1992-04-22 |
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