JPH0834686B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスイッチングレギュレータに関し、特にスイ
ッチングトランジスタのターンオン・ターンオフの速度
を向上させることのできるスイッチングレギュレータ回
路に関する。

［従来の技術］ 一般に直流電源回路の小型化、高効率化を達成するた
めにスイッチングレギュレータが使用される。

第11図は従来のスイッチングレギュレータの回路図で
ある。同図を参照して、スイッチング電源は、直流電圧
Viが入力される入力端子１と、直流電圧Viをスイッチン
グして負荷に伝えるスイッチングトランジスタ２と、ス
イッチング制御部３と、スイッチング制御部３からの信
号に応答してスイッチングトランジスタ２をオン／オフ
させる駆動用トランジスタ４と、スイッチングトランジ
スタ２のベース電流を制限するためのベース抵抗５と、
スイッチングトランジスタ２のベース・エミッタ間に蓄
積されたキャリアを放出させる放電用抵抗６と、スイッ
チングトランジスタ２でスイッチングされた電圧を平滑
化するためのコイル７およびコンデンサ８と、フライホ
イールダイオード９と、出力電圧Voをスイッチング制御
部３に伝えるための分圧抵抗10および11と、出力電圧Vo
に接続される出力端子12とを有する。

次に第11図、第12図および第13図を用いて上記スイッ
チング電源の動作を説明する。第12図は上記第11図の各
部の信号の波形図であり、第13図は上記第12図の各部の
信号のターンオン、ターンオフ時における拡大図であ
る。

直流電圧Viはスイッチングトランジスタ２のエミッタ
に接続され、この状態でスイッチング制御部３からのコ
ントロール信号ａにより駆動トランジスタ４がオン／オ
フし、ベース抵抗５を介してスイッチングトランジスタ
２のベース電流をコントロールしてスイッチングトラン
ジスタ２をオン／オフさせる。スイッチングトランジス
タ２のオン時には、入力電圧Viはコイル７、コンデンサ
８に供給され、スイッチングトランジスタ２のオフ時に
はコイル７に蓄積されたエネルギがフライホイールダイ
オード９を介して他に供給される。そして、出力電圧Vo
を分圧抵抗10および11で分圧し、スイッチング制御部３
に帰還をかけてスイッチング制御部３でコントロール信
号ａのデューティーサイクルを変え、出力電圧Voを一定
に保つ。

次にスイッチングトランジスタ２の動作に着目する
と、コントロール信号ａに対するスイッチングトランジ
スタ２のベース電流ｂ、コレクタ電流ｃ、コレクタ・エ
ミッタ間電圧ｄは第12図のようになる。さらにスイッチ
ングトランジスタ２のオフからオン、オンからオフの過
渡期を拡大した波形は第13図のようになる。これらの波
形からスイッチングトランジスタ２の損失は以下の式に
示される。

（１）オン期間の損失をP_ONとすると、 ここでＴはスイッチング周期、V_CE（sat）はスイッチ
ングトランジスタ２のコレクタ飽和電圧、IC1,IC2はス
イッチングトランジスタ２のコレクタ電流の最小値と最
大値、tONはスイッチングトランジスタ２の従来のオン
期間である。

（２）オフからオンの過渡期の損失をターンオン損失Pt
rとすると、 ここでtrはスイッチングトランジスタ２の立ち上がり
時間である。

（３）オンからオフの過渡期の損失をターンオフ損失Pt
offとすると、 ここで、tsはスイッチングトランジスタ２の蓄積時
間、tfはスイッチングトランジスタ２の立上がり時間で
ある。

よって、スイッチングトランジスタ２の全損失PTRは PTR＝PON＋Ptr＋Ptoff 一方、スイッチングレギュレータとしては、平滑用の
コイル７、コンデンサ８をできるだけ小型化するために
スイッチング周波数を高くする。そのため、上記スイッ
チングトランジスタの全損失PTRのうちで特にターンオ
フ損失Ptoffが全損失の大きな割合を占めるようにな
り、スイッチングトランジスタ２のコレクタ損失を増加
させ、さらにスイッチングレギュレータの効率低下とい
う問題が生じる。このターンオフ損失Ptoffを小さくす
るには、ターンオフ時間tf＋tsを短くする必要がある
が、このターンオフ時間を短くするための蓄積キャリア
放電抵抗６は、スイッチングトランジスタ２のオン時の
無効電流の増加の関係から次の式を満足する必要があ
る。

R2＞＞VBE/IB1 ここで、R2は放電用抵抗６の抵抗値、VBEはスイッチ
ングトランジスタ２のベース・エミッタ間電圧、IB1は
スイッチングトランジスタ２のオン時のベース電流であ
る。この式から、放電用抵抗６はあまり大きな抵抗値を
選択することはできず、ターンオフ時間を短くすること
ができない。

［発明が解決しようとする課題］ 従来のスイッチングレギュレータは以上のように構成
されているので、スイッチングトランジスタのターンオ
ン・ターンオフ時間を短くすることができず、スイッチ
ングレギュレータの損失を低減させることが困難であ
る。このときからスイッチングレギュレータの効率を向
上させることやスイッチング周波数を高くすることがで
きず、小型化しにくいという問題がある。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、ス
イッチングトランジスタのターンオン時間、ターンオフ
時間を短縮し、高効率でしかも小型化できるスイッチン
グレギュレータ回路を提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための第１の発明のスイッチング
レギュレータは、スイッチング制御部により発生される
スイッチング制御信号によってオン・オフされるスイッ
チングトランジスタを用いて、エミッタより入力される
直流電源入力をスイッチングし、該スイッチングトラン
ジスタのコレクタからの出力を平滑化することにより負
荷側に所望電圧の直流出力を提供するスイッチングレギ
ュレータであって、 上記直流電源に接続された第１の抵抗と、 駆動トランジスタのコレクタに一端が接続された第２
の抵抗と、 アノードが上記第１の抵抗に接続され、カソードがス
イッチングトランジスタのベース電流制限抵抗を介して
スイッチングトランジスタのベースに接続されたダイオ
ードと、 上記第１の抵抗と上記ダイオードとの接続点と、上記
第２の抵抗の他端とに接続されたコンデンサと、 コレクタがスイッチングトランジスタのエミッタに接
続され、エミッタが上記第２の抵抗とコンデンサとの接
続点に接続され、ベースが駆動トランジスタのコレクタ
およびスイッチングトランジスタのベース抵抗に接続さ
れ、上記スイッチングトランジスタのオン時には開放さ
れ、コンデンサを充電するための経路を形成し、スイッ
チングトランジスタのオフ時には導通し、スイッチング
トランジスタの蓄積電荷を放電させるための経路を形成
する充放電用トランジスタとを含むことを特徴とする。

また第２の発明に係るスイッチングレギュレータは、
スイッチング制御部より発生されるスイッチング制御信
号によってオン・オフされるスイッチングトランジスタ
を用いて、エミッタより入力される直流電源入力をスイ
ッチングし、該スイッチングトランジスタのコレクタか
らの出力を平滑化することにより負荷側に所望電圧の直
流出力を提供するスイッチングレギュレータであって、 スイッチングトランジスタのベースに一端が接続され
る第１の抵抗と、 駆動トランジスタのコレクタと上記第１の抵抗の他端
とに接続される第２の抵抗と、 上記第１の抵抗と上記第２の抵抗との接続点に一端が
接続されたコンデンサと、 上記コンデンサの他端と駆動トランジスタのコレクタ
との間に接続されたダイオードと、 ベースが上記駆動トランジスタのコレクタに接続さ
れ、コレクタがスイッチングトランジスタのエミッタに
接続されてエミッタが上記コンデンサの他端に接続さ
れ、スイッチングトランジスタオン時には開放され、コ
ンデンサを充電させるための経路を形成し、スイッチン
グトランジスタオフ時には導通し、スイッチングトラン
ジスタの蓄積電荷を放電させるための経路を形成する充
放電用トランジスタとを含むことを特徴とする。

さらに第３の発明に係るスイッチングレギュレータ
は、スイッチング制御部より発生されるスイッチング制
御信号によってオン・オフされるスイッチングトランジ
スタを用いて、エミッタより入力される直流電源入力を
スイッチングし、該スイッチングトランジスタのコレク
タからの出力を平滑化することにより負荷側に所望電圧
の直流出力を提供するスイッチングレギュレータであっ
て、 上記スイッチングトランジスタのベース電流を増幅す
るための第１のトランジスタと、 この第１のトランジスタのベースに一端が共通接続さ
れたベース抵抗およびコンデンサと、 このコンデンサおよびベース抵抗の他端と駆動トラン
ジスタのコレクタとの間に接続された充電電流制限抵抗
と、 上記コンデンサの一端にベースが接続され、上記スイ
ッチングトランジスタのベースエミッタ間を導通させる
ための第２のトランジスタと、 上記コンデンサの他端と上記直流電源との間に接続さ
れ、上記第２のトランジスタのバイアスを設定するため
のバイアス抵抗とを含み、 スイッチングトランジスタのオン時には上記第１のト
ランジスタが導通し、この第１のトランジスタとコンデ
ンサと充電電流制限抵抗とでなす充電経路が形成され、
スイッチングトランジスタのオフ時には、上記第２のト
ランジスタが導通し、上記バイアス抵抗とコンデンサと
スイッチングトランジスタとでなす放電経路が形成され
ることを特徴とする。

［作用］ 上記第１の発明によれば、駆動トランジスタのオンに
よりスイッチングトランジスタがターンオンするときに
は、充放電用トランジスタが開放され、充電経路が形成
される。そして、直流電源からコンデンサに充電電流が
流れる。一方、駆動トランジスタのオフによりスイッチ
ングトランジスタがターンオンするときには、コンデン
サの充電電圧がスイッチングトランジスタのベースおよ
び充放電用トランジスタのベースに加わり、充放電用ト
ランジスタが導通し、スイッチングトランジスタの蓄積
キャリア放出経路が形成される。これにより、スイッチ
ングを加速し、スイッチングトランジスタのターンオフ
時間を短縮することができる。

また、上記第２の発明によれば、駆動トランジスタの
オンによりスイッチングトランジスタがターンオンする
ときには、充放電用トランジスタが開放されて、コンデ
ンサを充電するための経路が形成される。このコンデン
サの充電電流がスイッチングトランジスタのベース電流
に重畳されるので、スイッチングトランジスタのターン
オン時間を短くすることができる。一方、駆動トランジ
スタのオフによりスイッチングトランジスタがターンオ
フするときには、コンデンサ充電電圧がダイオードを通
して充放電用トランジスタのベースに加えられ、充放電
用トランジスタが導通し、スイッチングトランジスタの
蓄積キャリアの放出経路が形成される。これにより、ス
イッチングトランジスタのスイッチングを加速し、ター
ンオフ時間を短縮することができる。

さらに、第３の発明によれば、駆動トランジスタのオ
ンによりスイッチングトランジスタがオンするときに
は、第１のトランジスタを通してコンデンサが充電され
る。このコンデンサの充電電流がスイッチングトランジ
スタのベース電流に重畳されるので、スイッチングトラ
ンジスタのターンオンを短くすることができる。一方、
駆動トランジスタのオフによりスイッチングトランジス
タがターンオフするときは、コンデンサの充電電圧が第
２のトランジスタのベースに加わり、第２のトランジス
タが導通し、スイッチングトランジスタのベース・エミ
ッタ間が導通状態になり、スイッチングトランジスタの
蓄積キャリアを放出するための経路が形成される。これ
により、スイッチングを加速し、スイッチングトランジ
スタのターンオフ時間を短縮することができる。

［実施例］ 以下、本発明に係るスイッチングレギュレータ回路を
添付図面に従って説明する。

第１図は本発明の第１の実施例の要部を示す回路図で
あり、第２図は第１の実施例の全体を示す回路図であ
る。図において、上記第11図で説明した従来例と同一も
しくは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は省
略する。

この第１の実施例のスイッチングレギュレータ回路
は、直流電源Viに接続された第１の充電用抵抗22と、駆
動トランジスタ４のコレクタに接続された第２の充電用
抵抗23と、上記第１の充電用抵抗22と第２の充電用抵抗
23との間に接続され、スイッチングトランジスタ２のス
イッチングを加速するためのコンデンサ21と、ベースが
駆動トランジスタ４のコレクタに接続されてコレクタが
スイッチングトランジスタ２のエミッタに接続され、エ
ミッタが上記コンデンサ21の一方端子（−側）に接続さ
れた充放電用トランジスタ24と、アノードが上記コンデ
ンサ21の他方の端（＋側）に接続され、カソードがベー
ス電流制限用抵抗26を介してスイッチングトランジスタ
２のベースに接続されたダイオード25とを有する。上記
充放電用トランジスタ24がオフ状態のときは、第１図中
実線の矢印（イ）で示されるように、直流電源Viから接
地電源GNDとの間にコンデンサ21が介在されるような経
路が形成される。また、駆動トランジスタ４のオフ時に
は、第１図中破線の矢印（ロ）で示されるようにコンデ
ンサ21の充電電圧が充放電用トランジスタ24のベースに
加わるようにされており、この充放電用トランジスタ24
の導通によりスイッチングトランジスタ２のエミッタと
コンデンサ21のマイナス側端子とが導通され、スイッチ
ングトランジスタ２の蓄積キャリア放出経路が形成され
るようになっている。

上記第１の実施例の動作を第１図、第２図、第３図、
および第４図を参照して説明する。なお、第３図は第１
図および第２図に示すスイッチングレギュレータ回路の
各部の信号波形図であり、第４図はターンオン・ターン
オフ時における信号波形を拡大した図である。

直流電源Viをスイッチングトランジスタ２がスイッチ
ングし、コイル７、コンデンサ８、フライホイールダイ
オード９で平滑し、出力電圧Voを得る。また出力電圧Vo
を分圧抵抗10、11で分圧し、スイッチング制御部３に帰
還され、コントロール信号m,rを発生させ、駆動トラン
ジスタ４を介してスイッチングトランジスタ２のオン・
オフデューティサイクルを制御して、出力電圧Voの出力
電圧を安定させる。

以上の動作は従来例で説明した動作と同じである。以
下、スイッチングトランジスタ２のオン・オフ動作を中
心に説明する。スイッチング制御部３からのコントロー
ル信号m,rにより駆動トランジスタ４がオンになると、
ベース電流制限抵抗26および５を通してスイッチングト
ランジスタ２をオンにするためのベース電流IB1（第３
図のn,第４図のｓ）を流す。このとき、充放電用トラン
ジスタ24はオフであり、直流電源Vi、第１の充電用抵抗
22、コンデンサ21、第２の充電用抵抗23、駆動トランジ
スタ４、GNDからなる充電経路が形成される。この充電
経路によりコンデンサ21は充電される。そして充放電用
トランジスタ24のベース・エミッタ間にはコンデンサ21
の充電電流により発生する第２の充電用抵抗23の両端電
圧が逆バイアスとなって加わる。

また、コンデンサ21の充電完了後は、無バイアスとな
り、駆動トランジスタ４がオンの間、充放電用トランジ
スタ24はオフとなっている。ダイオード25は、コンデン
サ21の充電途中までは逆バイアスがかかり、充電の後半
から徐々に順バイアスに移行し、最終的、すなわちコン
デンサ21の充電完了後のダイオード25の順方向電流ID2
は下式のようになり、条件的にスイッチングトランジス
タ２のベース電流ID1に対して無視できる。

ここで、R5は第１充電抵抗22の抵抗値、R7はベース電
流制限抵抗26の抵抗値、VBE1はスイッチングトランジス
タ２のベース・エミッタ間電圧、VD2はダイオード25の
順方向電圧である。上記R5はコンデンサ21の充電時定数
に関係し、R7は放電時定数に関係する。そして、以上の
関係からR5とR7の比をR5＞10・R7に設定する。

次に、スイッチング制御部３からのコントロール信号
m,rにより駆動トランジスタ４がオフになると、コンデ
ンサ21に充電されている電圧の＋側がダイオード25、ベ
ース電流制限抵抗26を介してスイッチングトランジスタ
２のベースに伝達される。同時に、上記コンデンサ21の
＋側電位は、ダイオード25、ベース電流制限抵抗５を介
して充放電用トランジスタ24のベースに伝達され、第２
の充電用抵抗23を含めたバイアス回路となり、充放電用
トランジスタ24をオンにし、スイッチングトランジスタ
２のエミッタとコンデンサ21のマイナス側を短絡するこ
とになる。したがって、コンデンサ21の充電電圧がスイ
ッチングトランジスタ２のベース・エミッタ間に逆バイ
アスとして加わることになり、ターンオフ時にコンデン
サ21の＋側、ダイオード25、ベース電流制限抵抗26、ス
イッチングトランジスタ２のベース、エミッタ、充放電
用トランジスタ24のコレクタ、エミッタ、コンデンサ21
の−側の経路でスイッチングトランジスタ２の蓄積キャ
リアを放出させるようにベース電流IB2（第３図のn,第
４図のｓ）を流す。なお、ここでベース電流制限抵抗26
は上記スイッチングトランジスタのベース電流IB2の電
流制限抵抗になっている。

上記第１の実施例によれば、スイッチングトランジス
タ２のオン時にコンデンサ21を充電し、ターンオフ時に
は、コンデンサ21の充電電圧がダイオード25および充放
電用トランジスタ24に加わり、スイッチングトランジス
タ２のベース・エミッタ間に逆バイアスとして加わり、
スイッチングトランジスタの蓄積キャリアを急速に放出
し、ターンオフ時間のスピードアップを図ることができ
るので、スイッチング時における損失の軽減、スイッチ
ングレギュレータの効率の向上が図れる。

第５図は、本発明の第２の実施例の要部を示す回路図
であり、第６図は、第２の実施例の全体を示す回路図で
ある。図において、上記第11図で説明した従来例と同一
もしくは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は
省略する。

この第２の実施例のスイッチングレギュレータ回路
は、スイッチングトランジスタ２のベースに接続された
第１の抵抗27と、駆動トランジスタ４のコレクタに接続
された第２の抵抗５と、上記第１の抵抗27および第２の
抵抗５に一方の端子（＋側）が接続され、他方の端子
（−側）がダイオード28を介して、駆動トランジスタ４
のコレクタに接続されたコンデンサ21と、上記ダイオー
ド28のアノードにエミッタが接続され、ベースがカソー
ドに接続され、コレクタが上記スイッチングトランジス
タ２のエミッタに接続された充放電用トランジスタ24と
を有する。上記充放電用トランジスタ24がオフ状態のと
きは、第５図中実線の矢印（イ）で示されるように、ス
イッチングトランジスタ２のベースと接地電源GNDとの
間にコンデンサ21が介在されるような経路が形成され
る。駆動トランジスタ４のオフ時には、第５図中破線の
矢印（ロ）で示されるように、コンデンサ21の充電電圧
がスイッチングトランジスタ２のベースおよび充放電用
トランジスタ24のベースに加わるようにされており、こ
の充放電用トランジスタ24の導通により、スイッチング
トランジスタ２のエミッタとコンデンサ21のマイナス側
が導通され、スイッチングトランジスタ２の蓄積キャリ
ア放出経路が形成されるようになっている。

次に、第２の実施例の動作を第５図、第６図、第７
図、および第８図を参照して説明する。なお、第７図は
第５図および第６図に示すスイッチングレギュレータ回
路の各部の信号波形図であり、第８図はターンオン・タ
ーンオフ時における信号波形を拡大した図である。この
スイッチングレギュレータ回路の基本的動作は従来例お
よび前述の第１の実施例と同様であり、相違する点は、
ターンオン・ターンオフ時における動作であるため、こ
のターンオン・ターンオフにおける動作を中心に説明す
る。

スイッチング制御部３からのコントロール信号m,rに
より駆動トランジスタ４がオンになると、第１の抵抗2
7、第２の抵抗５を介してスイッチングトランジスタ２
をオンにするベース電流IB1（第７図のn,第８図のｓ）
を流す。この時、充放電用トランジスタ24はオフであ
り、スイッチングトランジスタ２のベースで、第１の抵
抗27、コンデンサ21、ダイオード28、駆動トランジスタ
４、GND、からなる充電経路が形成される。この充電経
路によりコンデンサ21は充電される。そして、スイッチ
ングトランジスタ２がオフからオンになる直後の過渡期
には、コンデンサ21の充電電流は、第７図のＡに示され
るように、上記ベース電流IB1に加算されて流れること
になり、スイッチングトランジスタ２のターンオン時間
のスピードアップに寄与する。また、コンデンサ21の充
電の間、充放電用トランジスタ24のベース・エミッタ間
にかかる逆バイアス電圧を小さくするために、ダイオー
ド28が入っており、充放電用トランジスタ24のベース・
エミッタ間逆バイアスは、ダイオード28の順方向電圧効
果の0.6V前後に押さえられ、充放電用トランジスタ24の
ベース・エミッタ耐圧（VEDO）より十分に小さくなる。
なお、スイッチングトランジスタ２がオンするときは、
次のような関係が必要である。

R1＋R5＝（Vi−VBE1）/IB1 ただし、R1は第２の抵抗27の抵抗値、R5は第１の抵抗
５の抵抗値、VBE1はスイッチングトランジスタ２の飽和
時のベース・エミッタ間電圧、IBE1はスイッチングトラ
ンジスタ２に流すコレクタ電流に対してコレクタ・エミ
ッタ間飽和電圧を十分小さくするために必要なベース電
流である。

次に、スイッチング制御部３からのコントロール信号
m,rにより駆動トランジスタ４がオフになると、コンデ
ンサ21に充電されていた電圧の＋側が第１の抵抗27を介
してスイッチングトランジスタ２のベースに加わるとと
もに、第２の抵抗５を介して充放電用トランジスタ24の
ベースに加わる。これにより、充放電用トランジスタ24
がオンになる。そして、コンデンサ21の−側はスイッチ
ングトランジスタ２のエミッタに接続され、コンデンサ
21の充電電圧がスイッチングトランジスタ２のベース・
エミッタ間に逆バイアスとなって加わり、スイッチング
トランジスタ２の蓄積キャリアの放出を加速する形でベ
ース電流IB2（第４図のｓ）として電流を流し、スイッ
チングトランジスタ２のターンオフ時間を短くする。な
お、第１の抵抗27は上記ベース電流IB2の電流制限抵抗
になっている。

上記第２の実施例によれば、スイッチングトランジス
タのターンオフ時にコンデンサの充電電流を流し、ター
ンオンのスピードアップを図ることができる。また、タ
ーンオフ時におけるスピードアップに関しては前述の第
１の実施例と同様の効果がある。

第９図は本発明の第３の実施例の要部を示す回路図で
あり、第10図は第３の実施例の全体を示す回路図であ
る。図において、上記第11図で説明した従来例と同一も
しくは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は省
略する。

この第３の実施例のスイッチングレギュレータ回路
は、スイッチングトランジスタ２のベースにエミッタが
接続され、コレクタがベース電流制限抵抗５を介してGN
Dに接続された第１のトランジスタ30と、第１のトラン
ジスタ30のベースにベースが接続され、コレクタがスイ
ッチングトランジスタ２のエミッタに接続され、エミッ
タがスイッチングトランジスタ２のベースに接続された
第２のトランジスタ31と、上記第１のトランジスタ30の
ベース抵抗32に並列接続されたコンデンサ21と、直流電
源Viに接続され第１のトランジスタのバイアス電圧を設
定するためのバイアス抵抗33と、スイッチングトランジ
スタ２のターンオン時に駆動トランジスタ４に流れる過
電流を制限する過電流制限抵抗34とを有する。上記第１
のトランジスタ30がオンであり、第２のトランジスタ31
がオフのときは、第９図中実線の矢印（イ）で示される
ように、第１のトランジスタのベースと接地電源GNDと
の間にコンデンサ21が介在されるような経路が形成され
る。また、駆動トランジスタ４のオフ時には、第９図中
破線の矢印（ロ）で示されるようにコンデンサ21の充電
電圧およびバイアス電圧が第２のトランジスタのベース
に加わるようにされており、この第２のトランジスタ31
の導通によりスイッチングトランジスタ２のエミッタ・
ベース間が短絡され、スイッチングトランジスタ２の蓄
積キャリア放出経路が形成されるようになっている。

上記第３の実施例の動作を説明する。この実施例の波
形は前述の第２の実施例と同様であり、第７図および第
８図に示した波形図を用いる。なお、基本的動作におい
ては従来例で説明した動作と同じである。ここではスイ
ッチングトランジスタ２のオン／オフ動作を中心に説明
する。

スイッチング制御部３からのコントロール信号m,rに
より駆動トランジスタ４がオンすると、ベース電流制限
抵抗32、過電流制限抵抗34を介して第１のトランジスタ
30がオンにされ、スイッチングトランジスタ２をオンす
るためのベース電流IB1（第７図のｎ、第８図のｓ）を
流す。

第２のトランジスタ31はオフ状態であり、充電経路
（イ）が形成されており、コンデンサ21はスイッチング
トランジスタ２のベース・第１のトランジスタ30、過電
流制限抵抗34を介して充電される。このときコンデンサ
21の充電電流は、スイッチングトランジスタ２のオフか
らオンの過渡期に第１のトランジスタ30を介して第７図
のＡに示されるような形で上記ベース電流IB1に加算さ
れて流れることになり、スイッチングトランジスタ２の
ターンオン時間のスピードアップに寄与する。また、コ
ンデンサ21の充電電流は、駆動トランジスタ４のコレク
タ電流として流れるために、駆動トランジスタ４の最大
定格以上の過電流が流れて駆動トランジスタ４を破壊す
る恐れがあるので、過電流制限抵抗34を設ける必要があ
る。

次に、スイッチング制御部３からのコントロール信号
m,rにより駆動トランジスタ４がオフすると、コンデン
サ21に充電されていた電圧によりバイアス抵抗33を介し
て第２のトランジスタ31にバイアス電圧が加わり、第２
のトランジスタ31がオンする。これによりスイッチング
トランジスタ２のベース・エミッタ間が短絡され、スイ
ッチングトランジスタ２のベース・エミッタ間に蓄積さ
れたキャリアを放出するための経路が形成される。した
がって、スイッチングトランジスタ２のベースにはベー
ス電流IB2（第８図のｓ）が流れ、スイッチングトラン
ジスタ２のターンオフ時間を短縮する。

上記第３の実施例によれば、スイッチングトランジス
タ２のターンオン時に、コンデンサ21に充電電流を流し
て、ターンオン時間のスピードアップを図り、ターンオ
フ時には、コンデンサの充電電圧が第１のトランジスタ
31に印加され、スイッチングトランジスタ２のエミッタ
ベース間を短絡し、スイッチングトランジスタ２の蓄積
キャリアを急速に放出するため、ターンオフ時間のスピ
ードアップを図ることができる。これにより、スイッチ
ングトランジスタ２の損失の軽減およびスイッチングレ
ギュレータの効率が図られ、また過電流制限抵抗34によ
りトランジスタの破壊防止の効果も得られる。

［効果］ 以上の本発明によれば、スイッチングトランジスタの
ターンオン時には、充電経路が形成され、ターンオフ時
には、コンデンサに充電された充電電圧によりスイッチ
ングトランジスタの蓄積キャリアが放出されるので、ス
イッチングトランジスタのスイッチングを加速すること
ができる。したがって、高効率かつ小型のスイッチング
レギュレータが得られるという効果がある。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の第１の実施例の要部を示す回路図、第
２図は、第１の実施例の全体を示す回路図、第３図は第
１図および第２図に示すスイッチングレギュレータ回路
の各部の信号波形図、第４図はターンオン・ターンオフ
時における信号波形を拡大した図、第５図は本発明の第
２の実施例の要部を示す回路図、第６図は上記第２の実
施例の全体を示す回路図、第７図は第５図および第６図
に示すスイッチングレギュレータ回路の各部の信号波形
図、第８図はターンオフ・ターンオフ時における信号波
形を拡大した図、第９図は本発明の第３の実施例の要部
を示す回路図、第10図は上記第３の実施例の全体を示す
回路図、第11図は従来のスイッチングレギュレータ回路
の回路図、第12図は従来のスイッチングレギュレータ回
路の各部の信号波形図、第13図は上記第12図の信号波形
のターンオン・ターンオフ時における拡大図である。 図において、１は入力端子、２はスイッチングトランジ
スタ、３はスイッチング制御部、４は駆動トランジス
タ、21はコンデンサ、22は第１の充電用抵抗、23は第２
の充電用抵抗、24は充放電用トランジスタ、25はダイオ
ード、26はベース電流制限抵抗、30は第１のトランジス
タ、31は第２のトランジスタ、33はバイアス抵抗、34は
過電流制限抵抗である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スイッチング制御部により発生されるスイ
   ッチング制御信号によってオン・オフされるスイッチン
   グトランジスタを用いて、エミッタより入力される直流
   電源入力をスイッチングし、該スイッチングトランジス
   タのコレクタからの出力を平滑化することにより負荷側
   に所望電圧の直流出力を提供するスイッチングレギュレ
   ータにおいて、 上記直流電源に接続された第１の抵抗と、 駆動トランジスタのコレクタに一端が接続された第２の
   抵抗と、 アノードが上記第１の抵抗に接続され、カソードがスイ
   ッチングトランジスタのベース電流制限抵抗を介してス
   イッチングトランジスタのベースに接続されたダイオー
   ドと、 上記第１の抵抗と上記ダイオードとの接続点と、上記第
   ２の抵抗の他端とに接続されたコンデンサと、 コレクタがスイッチングトランジスタのエミッタに接続
   され、エミッタが上記第２の抵抗とコンデンサとの接続
   点に接続され、ベースが駆動トランジスタのコレクタお
   よびスイッチングトランジスタのベース抵抗に接続さ
   れ、上記スイッチングトランジスタのオン時には開放さ
   れ、コンデンサを充電するための経路を形成し、スイッ
   チングトランジスタのオフ時には導通し、スイッチング
   トランジスタの蓄積電荷を放電させるための経路を形成
   する充放電用トランジスタとを含むことを特徴とするス
   イッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】スイッチング制御部より発生されるスイッ
   チング制御信号によってオン・オフされるスイッチング
   トランジスタを用いて、エミッタより入力される直流電
   源入力をスイッチングし、該スイッチングトランジスタ
   のコレクタからの出力を平滑化することにより負荷側に
   所望電圧の直流出力を提供するスイッチングレギュレー
   タにおいて、 スイッチングトランジスタのベースに一端が接続される
   第１の抵抗と、 駆動トランジスタのコレクタと上記第１の抵抗の他端と
   に接続される第２の抵抗と、 上記第１の抵抗と上記第２の抵抗との接続点に一端が接
   続されたコンデンサと、 上記コンデンサの他端と駆動トランジスタのコレクタと
   の間に接続されたダイオードと、 ベースが上記駆動トランジスタのコレクタに接続され、
   コレクタがスイッチングトランジスタのエミッタに接続
   されてエミッタが上記コンデンサの他端に接続され、ス
   イッチングトランジスタオン時には開放され、コンデン
   サを充電させるための経路を形成し、スイッチングトラ
   ンジスタオフ時には導通し、スイッチングトランジスタ
   の蓄積電荷を放電させるための経路を形成する充放電用
   トランジスタとを含むことを特徴とするスイッチングレ
   ギュレータ。
3. 【請求項３】スイッチング制御部より発生されるスイッ
   チング制御信号によってオン・オフされるスイッチング
   トランジスタを用いて、エミッタより入力される直流電
   源入力をスイッチングし、該スイッチングトランジスタ
   のコレクタからの出力を平滑化することにより負荷側に
   所望電圧の直流出力を提供するスイッチングレギュレー
   タにおいて、 上記スイッチングトランジスタのベース電流を増幅する
   ための第１のトランジスタと、 この第１のトランジスタのベースに一端が共通接続され
   たベース抵抗およびコンデンサと、 このコンデンサおよびベース抵抗の他端と駆動トランジ
   スタのコレクタとの間に接続された充電電流制限抵抗
   と、 上記コンデンサの一端にベースが接続され、上記スイッ
   チングトランジスタのベースエミッタ間を導通させるた
   めの第２のトランジスタと、 上記コンデンサの他端と上記直流電源との間に接続さ
   れ、上記第２のトランジスタのバイアスを設定するため
   のバイアス抵抗とを含み、 スイッチングトランジスタのオン時には上記第１のトラ
   ンジスタが導通し、この第１のトランジスタとコンデン
   サと充電電流制限抵抗とでなす充電経路が形成され、ス
   イッチングトランジスタのオフ時には、上記第２のトラ
   ンジスタが導通し、上記バイアス抵抗とコンデンサとス
   イッチングトランジスタとでなす放電経路が形成される
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。