JP2547323Y2

JP2547323Y2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP2547323Y2
Application number: JP7985990U
Authority: JP
Inventors: 直景岸本; 勝己佐藤
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1990-07-25
Filing date: 1990-07-25
Publication date: 1997-09-10
Anticipated expiration: 2005-07-25
Also published as: JPH0439091U

Description

【考案の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この考案は、調光機能を有する放電灯点灯装置等に用
いられるインバータ装置に関するものである。

〔従来の技術〕

第５図は従来のインバータ装置（特開昭63-297276号
公報参照）の回路図を示している。このインバータ装置
は、直流電源E₁の両端間にバイポーラトランジスタから
なる第１および第２のスイッチング素子Q₁,Q₂が直列接
続されている。各スイッチング素子Q₁,Q₂には、それぞ
れダイオードD₁,D₂が逆並列接続されている。スイッチ
ング素子Q₁の両端には、直流成分をカットするための結
合用コンデンサC₀を介してインダクタL₁および放電ラン
プ等の負荷ｌの直列回路を含む負荷回路Ｚが接続されて
いる。この負荷回路Ｚに流れる振動電流Ｉを第１のスイ
ッチング素子Q₁の制御端子にのみインダクタL₁の２次巻
線n₂により帰還する帰還手段FB₁を設け、上記振動電源
Ｉで決まる所定周期スイッチング素子Q₁のみをオンオフ
制御している。n₁はインダクタL₁の一次巻線、C₁はコン
デンサである。

また、上記のスイッチング素子Q₁のオフに応答して起
動するタイマ回路３により、第２のスイッチング素子Q₂
をタイマ回路３のタイマ動作中オンにし、タイマ回路３
のタイマ動作終了後にオフにするスイッチング素子制御
手段X₁を設けている。

なお、第５図に示すスイッチング素子制御手段X₁にお
いては、検出回路１によりスイッチング素子Q₁のオフ時
点を検出しており、このオフ時点でトリガ回路２により
タイマ回路３をトリガしてタイマ動作を開始させ、タイ
マ回路３のタイマ出力によりスイッチング素子Q₂を一定
時間オンにし、その後スイッチング素子Q₂をオフにする
ようにしている。

この場合、タイマ回路３の時定数に応じてスイッチン
グ素子Q₂のオン・デューティ（オン期間の長さ）を変え
ることができるので、インバータ装置の出力調整を行う
ことができ、負荷ｌが放電ランプである場合には調光を
行うことができる。

第６図は第５図の回路の具体構成を示す回路図であ
る。インバータ装置の基本構成については、第５図で示
した従来例と同様であるので、同一の機能を有する部分
には同一の符号を付して重複する説明は省略する。

第６図において、抵抗R₁はスイッチング素子Q₁のベー
ス抵抗、抵抗R₂はスイッチング素子Q₂のベース抵抗であ
る。

このインバータ装置は、電源スイッチSWをオンにして
直流電源E₁を投入したときに、スイッチング素子Q₁,Q₂
が発振動作を開始するための起動回路ST₁を有する。こ
の起動回路ST₁は、電源投入により、コンデンサC₂が抵
抗R₃を介して充電され、その充電電圧が二端子サイリス
タQ₃のブレークオーバー電圧に達すると、二端子サイリ
スタQ₃がオンとなり、スイッチング素子Q₂のベースに二
端子サイリスタQ₃を介してベース電流を流し、スイッチ
ング素子Q₂を最初にオン動作させ、インバータ装置を起
動させる。D₃はダイオードである。

また、スイッチング素子Q₂は、第５図におけるトリガ
回路２およびタイマ回路３を構成する単安定マルチバイ
ブレータMV₁によりオンオフ制御される。この単安定マ
ルチバイブレータMV₁は、汎用の集積回路（例えば、日
本電気（株）製のμPD4538）よりなり、立ち下がりトリ
ガ入力端子Ｂがハイレベルからローレベルに変化した後
の一定時間は出力端子Ｑがハイレベル、出力端子がロ
ーレベルとなり、一定時間経過後に出力端子Q,の状態
が反転する。この例では、スイッチング素子Q₂のコレク
タ・エミッタ間電圧V_Q2をスイッチング素子Q₂に並列接
続した抵抗R₄,R₅の直列回路で分圧することにより、ス
イッチング素子Q₁のオフを検出し（第５図の検出回路１
を構成している）、単安定マルチバイブレータMV₁のト
リガ信号としている。単安定マルチバイブレータMV₁の
出力端子Ｑがハイレベルになる時間（出力端子がロー
レベルになる時間）は、抵抗R₆とコンデンサC₃との時定
数で決定される。

単安定マルチバイブレータMV₁の出力端子Ｑは抵抗R₇
を介して駆動用のトランジスタQ₄のベースに接続され、
出力端子は抵抗R₈を介して駆動用のトランジスタQ₅の
ベースに接続されている。トランジスタQ₄のコレクタは
直流電源E₂の正極に、トランジスタQ₅のエミッタは直流
電源E₂の負極にそれぞれ接続されている。トランジスタ
Q₄のエミッタとトランジスタQ₅のコレクタとは、抵抗R₂
を介してスイッチング素子Q₂のベースに接続されてい
る。

したがって、単安定マルチバイブレータMV₁は、スイ
ッチング素子Q₂のオン期間τ_１を決めるためのタイマ回
路として動作する。単安定マルチバイブレータMV₁は、
時定数設定用の抵抗R₆の値を変化させることにより連続
的に出力調整を行うことができ、負荷ｌが放電ランプで
ある場合に、連続調光が可能となる。

なお、V_Q1はスイッチング素子Q₁のコレクタ・エミッ
タ間電圧、I_Q1,I_Q2はそれぞれスイッチング素子Q₁,Q₂の
コレクタ電流、I_D1,I_D2はそれぞれダイオードD₁,D₂を流
れる回生電流、V_BE2はスイッチング素子Q₂であるトラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧である。

第７図は負荷回路Ｚが誘導性である場合についてのイ
ンバータ装置の各部の動作波形図である。同図（ａ）は
インダクタL₁に負荷電流として流れる振動電流Ｉを示
し、図中I_Q1,I_Q2はそれぞれスイッチング素子Q₁,Q₂に流
れるコレクタ電流、I_D1,I_D2はそれぞれダイオードD₁,D₂
に流れる回生電流を示している。また、同図（ｂ）はス
イッチング素子Q₁のコレクタ・エミッタ間電圧V_Q1を、
同図（ｃ）はスイッチング素子Q₂のコレクタ・エミッタ
間電圧V_Q2を、同図（ｄ）はスイッチング素子Q₁のベー
ス・エミッタ間電圧V_BE1を、同図（ｅ），（ｆ）は単安
定マルチバイブレータMV₁の出力端子Q,の出力信号
を、同図（ｇ）のスイッチング素子Q₁のベース電流I_B1
をそれぞれ示している。

以下、第７図の動作波形図を参照しながら、第６図の
インバータ装置の動作について説明する。電源スイッチ
SWを投入すると、起動回路ST₁により最初にスイッチン
グ素子Q₂がオンとなり、そのコレクタ・エミッタ間電圧
V_Q2（第７図（ｃ）参照）がローレベルになるので、単
安定マルチバイブレータMV₁の立ち下がりトリガ入力端
子Ｂはハイレベルからローレベルに変化する。これによ
り、単安定マルチバイブレータMV₁はトリガされて、そ
の出力端子Ｑはハイレベル、出力端子はローレベルと
なる（第７図（ｅ），（ｆ）参照）。したがって、駆動
用のトランジスタQ₄はオン、同トランジスタQ₅はオフと
なり、直流電源E₂からトランジスタQ₄，抵抗R₂を通して
スイッチング素子Q₂にベース電流が供給され、スイッチ
ング素子Q₂のオン状態が維持される。

スイッチング素子Q₂がオンとなると、ダイオードD₃が
導通してコンデンサC₂は充電されなくなるので、起動回
路ST₁は動作を停止する。このとき、インダクタL₁の２
次巻線n₂は、スイッチング素子Q₁のベース・エミッタ間
に逆バイアス電圧を印加するような極性に巻かれてお
り、スイッチング素子Q₁はオフ状態を維持する。

つぎに、抵抗R₆とコンデンサC₃で決まる所定時間の経
過後に、単安定マルチバイブレータMV₁の出力端子Ｑは
ローレベル、出力端子はハイレベルとなり、トランジ
スタQ₄はオフ、トランジスタQ₅はオンになる。このた
め、スイッチング素子Q₂はオフ状態になる。第７図
（ａ）に示すAA点でスイッチング素子Q₂がオフとなる
と、スイッチング素子Q₂のコレクタ電流I_Q2が減少する
ことによりインダクタL₁の残留インダクタンスは逆の誘
起電圧を発生する。このとき、インダクタL₁に流れる振
動電流Ｉは同一方向に流れようとするので、ダイオード
D₁が導通し、電流I_D1が流れる。また、インダクタL₁の
２次巻線n₂が逆の誘起電圧を発生することにより、第７
図（ｄ）に示すように、スイッチング素子Q₁のベース・
エミッタ間電圧V_BE1が正極性となってスイッチング素子
Q₁が順バイアスされ、スイッチング素子Q₁はオン状態と
なる。そして、ダイオードD₁の電流I_D1がゼロになる
と、コンデンサC₀の蓄積電荷を電源とてしスイッチング
素子Q₁にコレクタ電流I_Q1が流れる。このとき、インダ
クタL₁のコアは飽和磁束に向かって直線的に磁化され
る。やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタL₁
のインダクタンスは急激にゼロの方向に向かい、その結
果、スイッチング素子Q₁のコレクタ電流I_Q1の時間変化
分は、無限大となる。

スイッチング素子Q₁のコレクタ電流I_Q1が時刻T_A（第
７図（ｇ）参照）において、ベース電流のh_FE倍〔I_Q1＝
h_FE・I_B1〕に達すると、スイッチング素子Q₁は不飽和状
態となり、インダクタL₁の各巻線n₁,n₂の誘起電圧は減
少するから、帰還されるベース電流I_B1も減少していき
（第７図（ｇ）参照）、スイッチング素子Q₁は逆バイア
スされる。この後は、スイッチング素子Q₁の蓄積時間t
_stgの間だけ振動電流が流れた後に、スイッチング素子Q
₁はオフとなる。スイッチング素子Q₁がオフとなった後
も、インダクタL₁に流れる振動電流Ｉは同一方向に流れ
ようとするので、ダイオードD₂が導通し、電流I_D2が負
荷回路Z,コンデンサC₀，直流電源E₁の経路で流れる。ダ
イオードD₂が導通すると、スイッチング素子Q₂のコレク
タ・エミッタ間電圧V_Q2がゼロになるので、単安定マル
チバイブレータMV₁の立ち下がりトリガ入力端子Ｂは再
度ハイレベルからローレベルに変化し、単安定マルチバ
イブレータMV₁の出力端子Ｑはハイレベルになり、駆動
用のトランジスタQ₄がオンとなって、スイッチング素子
Q₂は順バイアスされる。ダイオードD₂に流れる振動電流
I_D2がゼロになった後は、直流電源E₁によりコンデンサC
₀，負荷回路Z,スイッチング素子Q₂の経路でコレクタ電
流I_Q2が流れる。

以下、上述の動作を繰り返すことにより、インバータ
装置の発振動作が継続される。

〔考案が解決しようとする課題〕

しかしながら、第６図で示したような従来例において
は、以下のような問題があった。つまり、スイッチング
素子Q₁であるトランジスタの電流増幅率h_FEおよび蓄積
時間t_tsgのばらつきの影響を受けやすい。そして、スイ
ッチング素子Q₁の電流増幅率h_FEおよび蓄積時間t_tsgが
ばらつくことにより、スイッチング素子Q₁の導通時間TT
₁が大きくばらつき、負荷ｌの出力が大きく変動してし
まい、制御しにくいという問題があった。

さらに、スイッチング素子Q₁の電流増幅率h_FEが大き
い方向にばらついた場合、スイッチング素子Q₁はオンと
なってから不飽和状態になるまでの期間が長くなり、さ
らに電流増幅率h_FEが大であるとき、蓄積時間t_tsgも大
きくなる方向であるために、スイッチング素子Q₁の導通
期間TT₁は非常に大きくなる。このような場合の各部の
動作波形を第８図に示す。同図（ａ）はスイッチング素
子Q₁のコレクタ電流I_Q1とダイオードD₁の回生電流I_D1を
示し、同図（ｂ）はスイッチング素子Q₂のコレクタ電流
I_Q2とダイオードD₂の回生電流I_D2を示している。同図
（ｃ）はスイッチング素子Q₂のベース・エミッタ間電圧
V_BE2を、同図（ｄ）はスイッチング素子Q₁のベース・エ
ミッタ間電圧V_BE1をそれぞれ示している。同図（ｅ）は
スイッチング素子Q₁のコレクタ・エミッタ間電圧V
_Q1を、同図（ｆ）はスイッチング素子Q₂のコレクタ・エ
ミッタ間電圧V_Q2をそれぞれ示している。同図（ｇ）は
負荷回路Ｚに流れる振動電流Ｉを示している。

以下、第８図を参照しながら動作を説明する。

時刻t₀でスイッチング素子Q₂がオフとなると、第７図
と同様にダイオードD₁，スイッチング素子Q₁に振動電流
Ｉ（I_D1,I_Q1）が流れるが、スイッチング素子Q₁の導通
時間TT₂が長くなっているので、スイッチング素子Q₁が
オフとなる時のコレクタ電流I_Q1の値I_C1が非常に小さい
値となる（第８図（ａ）参照）。この後、インダクタL₁
に流れる振動電流Ｉは同一方向に流れようとするので、
ダイオードD₂が導通し、電流I_D2が流れるが、ダイオー
ドD₂がオンとなっている期間TT₃は非常に短い（第８図
（ａ）参照）。また、ダイオードD₂がオンとなってから
前述のようにスイッチング素子Q₂のベース・エミッタ間
電圧V_BE2がハイレベルになるまでの伝達遅延時間T_Dは必
ず発生するため、T_D＞TT₃となると、以下のような問題
が発生する。すなわち、時刻t₂より、振動電流Ｉは、ス
イッチング素子Q₂に流れようとするが、伝達遅延時間T_D
によりスイッチング素子Q₂がオフとなっているため、ダ
イオードD₁がオンとなり、ダイオードD₁−コンデンサC₀
−負荷回路Ｚ−インダクタL₁の経路で振動電流Ｉが電流
I_D1として流れる。そして、時刻t₃において、時刻t₁よ
り伝達遅延時間T_Dの遅れの後、スイッチング素子Q₂のベ
ース・エミッタ間電圧V_BE2がハイレベルとなってスイッ
チング素子Q₂がオンとなると、ダイオードD₁の逆回復時
間t_rrの期間だけ、直流電源E₁よりダイオードD₁および
スイッチング素子Q₂の経路で大きな電源短絡電流I_Pが流
れる（第８図（ａ），（ｂ）参照）という問題がある。
そして、この電源短絡電流I_Pが流れることでスイッチン
グ素子Q₁,Q₂のストレスが増大し、場合によってはスイ
ッチング素子Q₁,Q₂が破壊するおそれがあった。

この考案の目的は、スイッチング素子の特性のばらつ
きによる出力変動を抑制することができるともに、過大
な電源短絡電流が流れるのを防止することができるイン
バータ装置を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

この考案のインバータ装置は、直流電源の両端子間に
第１および第２のスイッチング素子の直列回路を接続
し、第１および第２のスイッチング素子に第１および第
２のダイオードをそれぞれ逆並列接続し、第１のスイッ
チング素子の両端子間にインダクタおよび負荷の直列回
路を含む負荷回路を結合用コンデンサを介して接続して
いる。

また、インダクタの両端電圧をを第１のスイッチング
素子の制御端子に帰還して所定周期で第１のスイッチン
グ素子をオンオフさせる帰還手段を設け、第１のスイッ
チング素子のオフを検出して起動するタイマ回路のタイ
マ動作期間中第２のスイッチング素子をオンにするとと
もにタイマ回路のタイマ動作終了後に第２のスイッチン
グ素子をオフにするスイッチング素子制御手段を設けて
いる。

〔作用〕

この考案の構成によれば、インダクタの両端電圧を第
１のスイッチング素子の制御端子に帰還することで第１
のスイッチング素子のオンオフを制御している。インダ
クタは振動電流の変化に応じた電圧を生じる。この結
果、インダクタの両端電圧を第１のスイッチング素子の
制御端子に帰還することで、振動電流の変化勾配が反転
した時に第１のスイッチング素子のオンオフを反転させ
ることができる。この結果、スイッチング素子の特性の
ばらつきがあっても、振動電流の変化勾配が逆転したと
きに必ず第１のスイッチング素子をオンからオフにする
ことができ、スイッチング素子の特性のばらつきによる
第１のスイッチング素子のオン期間の変動を抑制するこ
とができ、したがってスイッチング素子の特性のばらつ
きによる出力変動を抑制することができる。また、出力
変動の抑制作用によって第２のスイッチング素子のオン
の遅れによる第２のスイッチング素子がオンとなる直前
の第１のダイオードへの通電を防止することができ、第
１のダイオードと第２のスイッチング素子とを通る電源
短絡電流を防止することができる。

〔実施例〕

この考案の第１の実施例を第１図および第２図に基づ
いて説明する。このインバータ装置は、第１図に示すよ
うに、インバータ装置の基本構成については従来例と同
様で、第６図の帰還手段FB₁に代えて、帰還手段FB₂を用
いており、スイッチング素子Q₁,Q₂としてMOS・FETを用
いている点が従来例と異なる。なお、スイッチング素子
Q₁,Q₂としてのMOS・FETには、寄生ダイオードが存在
し、第６図におけるダイオードD₁,D₂の機能を有する。

帰還手段FB₂は、インダクタL₁の両端電圧V_L1（振動電
流Ｉの変化分に応じた電圧を生じる）をスイッチング素
子Q₁にゲート・スイッチング素子間電圧V_GS1として帰還
するもので、抵抗R₉とツェナーダイオードZD₁と反転バ
ッファBF₁とから構成されている。

このインバータ装置では、インダクタL₁の両端電圧V
_L1をスイッチング素子Q₁の制御端子に帰還することでス
イッチング素子Q₁のオンオフを制御している。インダク
タL₁は振動電流Ｉの変化に応じた電圧V_L1を生じる。こ
の結果、インダクタL₁の両端電圧V_L1をスイッチング素
子Q₁の制御端子に帰還することで、振動電流Ｉの変化勾
配が反転した時にスイッチング素子Q₁のオンオフを反転
させることができる。この結果、スイッチング素子Q₁,Q
₂の特性のばらつきがあっても、振動電流の変化勾配が
逆転したときに必ずスイッチング素子Q₁をオンからオフ
にすることができ、スイッチング素子Q₁,Q₂の特性のば
らつきによるスイッチング素子Q₁のオン期間の変動を抑
制することができ、したがってスイッチング素子Q₁,Q₂
の特性のばらつきによる出力変動を抑制することができ
る。また、出力変動の抑制作用によってスイッチング素
子Q₂のオンの遅れによるスイッチング素子Q₂がオンとな
る直前のスイッチング素子Q₁の寄生ダイオードへの通電
を防止することができ、寄生ダイオードとスイッチング
素子Q₂とを通る電源短絡電流を防止することができる。

以下、より詳しく説明する。

この実施例においては、第１のスイッチング素子Q₁に
のみ、インダクタL₁の両端電圧V_L1を抵抗R₉およびツェ
ナーダイオードZD₁で帰還し、反転バッファBF₁の出力に
よってスイッチング素子Q₁をオンオフ制御している。第
２のスイッチング素子Q₂については従来例と同様に単安
定マルチバイブレータMV₁でオンオフ制御している。な
お、起動回路ST₁の図示は省略している。

第２図は第１図のインバータ装置において、負荷回路
Ｚが誘導性である場合の各部の動作波形図を示してい
る。同図（ａ）は負荷回路Ｚに流れる振動電流Ｉを示
し、同図（ｂ）はインダクタL₁の両端電圧V_L1を示して
いる。同図（ｃ）は反転バッファBF₁の入力側の電圧V₁
を示し、同図（ｄ）はスイッチング素子Q₁のゲート・ソ
ース間電圧V_GS1を示し、同図（ｅ）はスイッチング素子
Q₁に流れるドレイン電流I_Q1およびダイオードD₁（図示
しないが、スイッチング素子Q₁の寄生ダイオードとして
存在している）に流れる回生電流I_D1を示している。同
図（ｆ）はスイッチング素子Q₁のコレクタ・エミッタ間
電圧V_Q1を示し、同図（ｇ）はスイッチング素子Q₂のコ
レクタ・エミッタ間電圧V_Q2を示している。同図（ｈ）
はスイッチング素子Q₂のゲート・ソース間電圧V_GS2を示
し、同図（ｉ）はスイッチング素子Q₂に流れるドレイン
電流I_Q2およびダイオードD₂（図示しないが、スイッチ
ング素子Q₂の寄生ダイオードとして存在している）に流
れる回生電流I_D2を示している。

以下、第２図の波形図を参照しながら、インバータ装
置の動作を説明する。

時刻t₀でスイッチング素子Q₂がオフとなると、インダ
クタL₁に流れる振動電流Ｉは同一方向に流れ続けようと
し、ダイオードD₁が導通し、電流I_D1が流れる。またこ
のとき、インダクタL₁の両端電圧V_L1は負に反転するの
で（第２図（ｂ）参照）、抵抗R₉とツェナーダイオード
ZD₁の接続点の電圧V₁（反転バッファBF₁への入力電圧）
はハイレベルからローレベル（ツェナーダイオードZD₁
の順方向電圧降下V_F1分の負電位）に反転し、第２図
（ｄ）に示すように、反転バッファBF₁の出力電圧すな
わちスイッチング素子Q₁のゲート・ソース間電圧V_GS1が
ハイレベルになるので、スイッチング素子Q₁はオン状態
となる。ダイオードD₁の電流I_D1がゼロになると、コン
デンサC₀の蓄積電荷を電源として、スイッチング素子Q₁
にドレイン電流I_Q1が流れる。その後、時刻t₁まで、ド
レイン電流I_Q1すなわち振動電流Ｉは増加していき、時
刻t₁において、ピーク値I_Pに達する。このスイッチング
素子Q₁のオン後振動電流Ｉがピーク値I_Pに達するまでの
時間TTは負荷回路Ｚにより決まる。

ここで、インダクタL₁の両端電圧V_L1は、 V_L1＝L₁・（dI/dt） ……（１）となるので、時刻t₀より時刻t₁までの振動電流Ｉが増加
している期間は、電圧V_L1は負電位となり、電圧V₁がロ
ーレベル、ゲート・ソース間電圧V_GS1がハイレベルとな
り、スイッチング素子Q₁がオン状態を維持する。

しかし、時刻t₂以降は、振動電流Ｉが減少方向に向か
うので、電圧V_L1が正電位となり、電圧V₁がローレベル
からハイレベルに反転し始める。そして、時刻t₂におい
て、電圧V₁が反転バッファBF₁のハイレベル入力電圧V_H
に達すると、ゲート・ソース間電圧V_GS1がハイレベルよ
りローレベルに反転して、スイッチング素子Q₁がオフと
なる。スイッチング素子Q₁がオフとなった後も、インダ
クタL₁に流れる振動電流Ｉは同一方向に流れ続けようと
するので、ダイオードD₂が導通し、電流I_D2が負荷回路
Z,コンデンサC₀，直流電源E₁の経路で流れる。このと
き、電圧V₁は時刻t₂の後、ツェナーダイオードZD₁のツ
ェナー電圧V₂に安定し、これは反転バッファBF₁のハイ
レベル入力電圧であるので、ゲート・ソース間電圧V_GS1
がローレベルを維持し、スイッチング素子Q₁はオフ状態
を維持する。そして、ダイオードD₂が導通してスイッチ
ング素子Q₂のドレイン・ソース間電圧V_Q2がゼロにな
り、単安定マルチバイブレータMV₁の立ち下がりトリガ
入力端子Ｂはハイレベルよりローレベルに変化し、単安
定マルチバイブレータMV₁の出力端子Ｑはハイレベルと
なり、トランジスタQ₄がオンとなってスイッチング素子
Q₂のゲート・ソース間電圧V_GS2がハイレベルとなってス
イッチング素子Q₂がオンとなる。ダイオードD₂に流れる
電流I_D2（振動電流Ｉ）がゼロなった後は、直流電源E₁
よりコンデンサC₀，負荷回路Z,スイッチング素子Q₂の経
路で、ドレイン電流I_Q2が流れる。

以下、上述の動作を繰り返すことにより、インバータ
装置の発振動作が継続する。

以上の実施例では、インダクタL₁の両端電圧V_L1を抵
抗R₃，ツェナーダイオードZD₁および反転バッファBF₁を
介してスイッチング素子Q₁のゲート端子に帰還し、反転
バッファBF₁の出力でスイッチング素子Q₁をオンオフ制
御するようにしているので、第６図の従来例のようにイ
ンダクタL₁に帰還用の二次巻線n₂を設けることは不要と
なり、インダクタL₁を小型・低価格化することできる。

また、この実施例では、スイッチング素子Q₁のオン期
間は、負荷回路Ｚにより決まる振動電流Ｉの所定期間
（上昇勾配期間）に必ずなるので、スイッチング素子
Q₁,Q₂の特性のばらつきによる出力の変動を防止でき
る。さらに、スイッチング素子Q₁がオフとなる場合のド
レイン電流I_Q1の値I_S1が振動電流Ｉのピークに略等しい
ので、ダイオードD₂（スイッチング素子Q₂の寄生ダイオ
ード）がオンとなっている期間TT₃を十分に確保するこ
とができ、スイッチング素子Q₂がオンとなる直前にダイ
オードD₁（スイッチング素子Q₁の寄生ダイオード）を通
して振動電流Ｉが流れることはなくなり、従来例で述べ
たような電源短絡電流が流れるのを防止することがで
き、スイッチング素子Q₁,Q₂に与えるストレスを増大さ
せることなく、スイッチング素子Q₁,Q₂の破壊を防止す
ることができる。

また、スイッチング素子制御手段X₁によって、スイッ
チング素子Q₂のオン期間の長さを調整することにより、
負荷回路Ｚに流れる負荷電流を任意の値に設定すること
ができ、しかもそのための構成が簡単かつ安価である。

この考案の第２の実施例を第３図に基づいて説明す
る。このインバータ装置は、第３図に示すように、第１
図における帰還手段FB₂に代えて、帰還手段FB₃を用いて
いる。その他の構成は第１図と同様である。同一の機能
を有する部分は第１図と同一の符号を付して重複する説
明は省略する。

この帰還手段FB₃は、ダイオードD₄と抵抗R₁₀,R₁₁,R₁₂
とトランジスタQ₆と直流電源E₃と非反転バッファBF₂と
からなり、インダクタL₁の両端電圧V_L1を、トランジス
タQ₆と抵抗R₁₀,R₁₁,R₁₂とダイオードD₄により帰還し、
非反転バッファBF₂で帰還電圧に基づいてスイッチング
素子Q₁をオンオフ制御している。

具体的には、抵抗R₁₀，トランジスタQ₆，抵抗R₁₁,R₁₂
は反転回路を構成しており、インダクタL₁の両端電圧V
_L1が正電位の場合はトランジスタQ₆がオンとなり、非反
転バッファBF₂の出力はローレベルとなってスイッチン
グ素子Q₁がオフとなる。また、電圧V_L1が負電位の場合
は、トランジスタQ₆がオフとなり、非反転バッファBF₂
の出力はハイレベルとなってスイッチング素子Q₁がオン
となる。したがって、帰還手段FB₃は第１図の帰還手段F
B₂と等価になり、全体の動作は第１図のインバータ装置
と同様であり、その効果も第１図の実施例と同様であ
る。

この発明の第３の実施例を第４図に基づいて説明す
る。このインバータ装置は、第１図におけるスイッチン
グ素子制御手段X₁に代えて、スイッチング素子制御手段
X₂を用いており、その他の構成は第１図のものと同様で
ある。

この実施例では、MOS・FETからなる第２のスイッチン
グ素子Q₂は無安定マルチバイブレータOSC₁の出力により
他励制御される。無安定マルチバイブレータOSC₁は、タ
イマ用集積回路（例えば、日本電気（株）製のμPD555
5）IC₁等で構成される。ただし、スイッチング素子Q₂の
両端子間に接続された抵抗R₄,R₅，反転回路INV₁および
ナンドゲートNAND₁はスイッチング素子Q₁のオフ期間を
検出するためのものであり、スイッチング素子Q₁がオフ
となっている間は、インバータINV₁の出力はローレベル
となり、スイッチング素子Q₂の駆動用の非反転バッファ
BF₂の出力であるゲート・ソース間電圧V_GS2がローレベ
ルとなってスイッチング素子Q₂がオフとなる。

そして、スイッチング素子Q₁がオフとなると、インバ
ータL₁の振動電流Ｉは流れ続けようとして、インバータ
L₁−負荷回路Ｚ−直流電源E₁−スイッチング素子Q₂の寄
生ダイオードの経路で流れるため、スイッチング素子Q₂
のドレイン・ソース間電圧V_Q2はゼロに下がる。これに
より、反転回路INV₁の出力がハイレベルとなり、無安定
マルチバイブレータOSC₁のハイレベル出力により他励制
御される。

この実施例においても、第１図の実施例と同様の作用
効果を奏する。また、スイッチング素子Q₁,Q₂の動作周
波数が無安定マルチバイブレータOSC₁の周波数と同じく
一定になるという効果もある。

なお、上記各実施例は、スイッチング素子Q₁,Q₂とし
てMOS・FETを用いているが、バイポーラトランジスタを
用いても、同様に回路構成することが可能である。

〔考案の効果〕

この考案のインバータ装置によれば、振動電流の変化
に応じた電圧を生じるインダクタの両端電圧を第１のス
イッチング素子の制御端子に帰還することで第１のスイ
ッチング素子のオンオフを制御しているので、振動電流
の変化勾配が反転した時に第１のスイッチング素子のオ
ンオフを反転させることができ、スイッチング素子の特
性のばらつきがあっても、振動電流の変化勾配が逆転し
たときに必ず第１のスイッチング素子をオンからオフに
することができ、スイッチング素子の特性のばらつきに
よる第１のスイッチング素子のオン期間の変動を抑制す
ることができ、したがってスイッチング素子の特性のば
らつきによる出力変動を抑制することができる。

また、出力変動の抑制作用によって第２のスイッチン
グ素子のオンの遅れによる第２のスイッチング素子がオ
ンとなる直前の第１のダイオードへの通電を防止するこ
とができ、第１のダイオードと第２のスイッチング素子
とを通る電源短絡電流を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の第１の実施例のインバータ装置の構
成を示す回路図、第２図は第１図のインバータ装置の各
部の動作波形図、第３図はこの考案の第２の実施例の構
成を示す回路図、第４図はこの考案の第３の実施例の構
成を示す回路図、第５図は従来のインバータ装置の構成
を示す回路図、第６図は第５図の回路の具体構成を示す
回路図、第７図は第６図の各部の動作波形図、第８図は
同じく欠点を説明するための各部の動作波形図である。 Q₁,Q₂……スイッチング素子、Ｚ……負荷回路、ｌ……
負荷、L₁……インダクタ、C₁……コンデンサ、C₀……結
合用コンデンサ、X₁……スイッチング素子制御手段、FB
₂……帰還手段

Claims

(57)【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】直流電源の両端子間に第１および第２のス
イッチング素子の直列回路を接続し、前記第１および第
２のスイッチング素子に第１および第２のダイオードを
それぞれ逆並列接続し、前記第１のスイッチング素子の
両端子間にインダクタおよび負荷の直列回路を含む負荷
回路を結合用コンデンサを介して接続し、前記インダク
タの両端電圧を前記第１のスイッチング素子の制御端子
に帰還して所定周期で前記第１のスイッチング素子をオ
ンオフさせる帰還手段を設け、前記第１のスイッチング
素子のオフを検出して起動するタイマ回路のタイマ動作
期間中前記第２のスイッチング素子をオンにするととも
に前記タイマ回路のタイマ動作終了後に前記第２のスイ
ッチング素子をオフにするスイッチング素子制御手段を
設けたインバータ装置。