JPS5848821Y2 - パルス発振回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、トランス結合増幅器の入出力を密に結合して
構成され、パルス発生源として使用するパルス発振回路
に関するものである。

トランス結合増幅器の入出力を密に結合したパルス発振
回路の代表的なものとして、第１図で示すブロッキング
発振回路が挙げられる。

第１図で示すブロッキング発振回路は、以下のように動
作する。

すなわち、トランス１を駆動するためのトランジスタ２
が遮断状態にあるとすると、トランジスタ２のベースに
接続されたコンデンサ３は、直流電源端子４から抵抗５
、コンテ゛ンサ３、トランス１の帰還巻線６を経て接地
点へ至る回路を通じて流れる電流で充電される。

この充電により、コンテ゛ンサ３の端子電圧がトランジ
スタ２のペースエミッタ間順方向電圧ＶＢＥ（例えばシ
リコントランジスタで約０．６ Ｖ）に達したところで
、トランジスタ２は導通方向へと向う。

このようなトランジスタの動作により、そのコレクタ回
路に接続されたトランス１の一次巻線７に流れる電流は
増加する方向に変化する。

トランス１の帰還巻線６と一次巻線７は密結合されてい
るために、一次巻線７に流れる電流の増加方向への変化
により帰還巻線６には電圧が誘起され、正帰還作用によ
りトランジスタ２のベース電位が上昇する。

したがって、トランジスタ２は急速に飽和領域に至る。

一方、一次巻線７に流れる電流によって発生するトラン
ス１の磁束密度が飽和領域に達すると、磁束の時間微分
によって帰還巻線６に誘起される電圧が減少する。

このため、コンデンサ３を通してトランジスタ２のベー
スに印加される電圧が低下し、トランジスタ２は遮断方
向へ向うことになる。

また、トランジスタ２か゛遮断方向へ向いはじめると、
一次巻線７に流れる電流は減少する方向に変化し、帰還
巻線６には逆極性の電圧が誘起される。

この電圧がコンテ゛ンサ３を通してトランジスタのベー
スに逆バイアス電圧として印加されるため、トランジス
タ２は急激に遮断し、トランジスタ２は最初の状態へ復
帰する。

以下、同様の動作がくり返され、トランジスタ２のコレ
クタに付設した出力端子８に、パルス発振出力が得られ
る。

ところで、上記のブロッキング発振回路において、トラ
ンジスタ２が導通状態から遮断状態へ向う時期は、トラ
ンス１の磁気特性、特に、飽和磁束密度に依存している
。

しかるに、トランスの飽和領域の磁気特性は、コアのば
らつきあるいは周囲温度の影響を受けて著るしく変化し
易いもので、この磁気特性に変化が生じた場合、トラン
ジスタ２が導通状態から遮断状態へ向う時期が変動し、
したがって、トランジスタ２が導通状態にある導通期間
の変化する不都合が生じる。

さらに、トランジスタ２の導通期間は、そのスイッチン
グ特性、特に、蓄積時間にも依存して変化するものであ
り、トランジスタ２のスイッチング特性のばらつきによ
っても導通期間に変化が生じる。

このように、従来のブロッキング発振回路にはそのパル
ス発振出力がトランス駆動用のトランジスタの特性のば
らつき、トランスの飽和時の磁気特性の変動によって変
化する不都合があった。

本考案は、以上説明してきた従来の発振回路に存在した
不都合を排除する目的でなされたもので、トランスの磁
気特性による影響を低減し、また、トランス駆動用のト
ランジスタの特性を補償することのできる制御回路部を
有し、トランス駆動用のトランジスタの導通期間が変動
することのないパルス発振回路を提供するものである。

以下、本考案のパルス発振回路を図面とともに実施例に
基いて説明する。

第２図は本考案のパルス発振回路の一実施例を示す回路
図であり、第３図ａ−ｄは第２図に示す回路の要部波形
を示す図である。

第２図で示す本考案の実施例回路の構成は、その基本部
分においては第１図で示した従来のパルス発振回路と同
じであるが、図示するところから明らかなように、トラ
ンス駆動用のトランジスタ２のエミッタ回路に接続され
た検出用抵抗つと、同検出用抵抗９の両端に生じる電圧
を分割するべく作用する抵抗１０と１１で構成された電
圧分割手段と、コレクタエミッタ回路がトランス駆動用
トランジスタ２のベースと接地点との間に接続されると
ともに、ベースに前記電圧分割手段で分割された電圧が
ベースバイアス電圧として印加される発振動作制御用ト
ランジスタ１２とからなる制御回路部１３を設けた点で
、従来のパルス発振回路の構成とは異っている。

このように制御回路部１３を付加して構成した本考案の
パルス発振回路において、トランス駆動用のトランジス
タ２が遮断状態にあるとすると、トランジスタ２のベー
スに接続されたコンデ゛ンサ３は、直流電源端子４から
抵抗５、コンデンサ３、トランス１の帰還巻線６を経て
接地点へ至る回路を通じて流れる電流で充電される。

この充電時定数は、コンデンサ３と抵抗５の値によって
決まることは言うまでもない。

この充電によって、コンテ゛ンサ３の端子電圧は次第に
上昇し、端子電圧がトランジスタ２のペースエミッタ間
順方向電圧ｖＢＥに達したところで、トランジスタ２は
導通方向へ向い、そのコレクタ電流は増加する。

したがって、エミッタ電流は増加する。

ところで、本考案のパルス発振回路では、すでに説明し
たように、トランジスタ２のエミッタには検出用抵抗９
が接続されているため、エミッタ電流の増加により、検
出用抵抗９における電圧降下が大きくなり、このため、
トランジスタ２のエミッタ電位は上昇する。

第３図ａは、トランジスタ２のエミッタ電圧波形を示す
図で、図示するように、エミッタ電圧は、トランジスタ
２が導通状態へ向いはじめたｔｌの時点から直線的に増
加している。

このことは、また、エミッタ電流が直線的に増加してい
ることでもある。

ところで、エミッタ電流の直線的な増加は、トランス１
の一次巻線７のインダクタに依存しており、直流電源端
子４に印加される電圧を■、一次巻線７のインダクタン
スをＬ７、そして時間をｔとすると、エミッタ電流■。

は１９１１．・、、、、、、、、、、、、、（１）■。

＝・ｔとしてあられされる。

なお、第（１）式で、トランジスタ２のエミッタ電流■
。

はコレクタ電流に等しいものと仮定する。ところで、エ
ミッタ電圧の増加に伴い、この電圧を電圧分割手段の抵
抗１０と１１で分割して得られるトランジスタ１２のベ
ース電圧もまた増加する。

そして、トランジスタ２のエミッタ電圧が設定電圧レベ
ルｖ１に達したｔ２の時点でトランジスタ１２が導通方
向に向う。

なお、上記の設定電圧レベルＶ□は、抵抗１０の値をＲ
ＩＯ１抵抗１１の値をＲ１□とし、また、トランジスタ
１２のペースエミッタ間順方向電圧をＶＢＥとすると、 としてあられされる。

トランジスタ２のエミッタ電圧が設定電圧レベルｖＴに
達しておらず、また、一次巻線７に流れる電流に基く磁
束密度が飽和領域に達していない範囲では、トランス１
のコアのばらつき、磁気特性の温度による影響は特に現
われず、一次巻線７に流れる電流の増加に従って帰還巻
線６に誘起される電圧が増加し、この電圧がコンテ゛ン
サ３を介してトランジスタ２のベースに印加されるため
に、トランジスタ２は導通の状態を保つ。

しかしながら、エミッタ電圧が■１に達してトランジス
タ１２が導通方向に向うと、トランジスタ２のベース電
圧を降下させる作用が生じ、トランジスタ２は強制的に
遮断方向へ向うことになる。

第３図すは、１〜ランジスタ１２のベース電流波形を示
し、また、第３図Ｃはトランジスタ２のベース電圧波形
を示す。

なお、第３図ａのｔ５はトランジスタ２の蓄積時間であ
り、この間は、トランジスタ２のエミッタ電流に基づき
トランジスタ１２のベースにベース電流が流れトランジ
スタ１２が導通する。

そして蓄積時間ｔ５が経過してトランジスタ２が遮断方
向に向うと、一次巻線７に流れる電流が減少しはじめる
。

この結果、帰還巻線６には逆極性の電圧が誘起され、こ
の電圧か斗うンジスタ２のベースに印加されるため、ト
ランジスタ２は逆バイアス状態となり急激にしかも完全
に遮断する。

以上の回路動作によりトランジスタ２が遮断したのちは
、直流電源端子４から抵抗５、コンデンサ３、帰還巻線
６を経て接地点へ至る回路に流れる充電電流でコンデン
サが充電される。

以下、同様の動作がくり返され、出力端子８には第３図
ｄで示す発振パルス出力があられれる。

第４図は本考案のパルス発振回路の他の実施例を示す回
路図であり、第５図ａ−ｄは第４図で示す回路の要部の
波形を示す図である。

第４図で示す本考案の実施例回路の構成は、その基本部
分においては第１図で示した従来のパルス発振回路と同
じであるが、第４図で示すように、トランス駆動用のト
ランジスタ２のエミッタ回路に接続された検出用抵抗９
と定電圧素子（ダイオード）１４とからなる直列接続体
と、同直列接続体の両端に生じる電圧を分割するべく作
用する抵抗１０と１１で構成された電圧分割手段と、コ
レクタエミッタ回路がトランス駆動用トランジスタ２の
ベースと接地点との間に接続されるとともに、ベースに
前記電圧分割手段で分割された電圧がベースバイアス電
圧として印加されるトランジスタ１２とからなる制御回
路部を設けた点で、従来のパルス発振回路の構成とは異
っている。

以上のように構成された本考案のパルス発振回路におい
て、トランス駆動用のトランジスタ２が遮断状態にある
とすると、トランジスタ２のベースに接続されたコンデ
ンサ３は、直流電源端子４から抵抗５、コンテ゛ンサ３
、トランス１の巻線６を経て接地点へ至る回路を通じて
流れる電流で充電される。

この充電時定数は、コンデンサ３と抵抗５の値によって
決まることは言うまでもない。

コンデンサ３の充電によって、コンテ゛ンサ３の端子電
圧は次第に上昇し、端子電圧がトランジスタ２のペース
エミッタ間順方向電圧Ｖ８Ｅに達したところで、トラン
ジスタ２は導通方向へ向い、そのコレクタ電流は増加す
る。

したがって、エミッタ電流は増加する。

ところで、本実施例のパルス発振回路では、すでに説明
したように、トランジスタ２のエミッタには検出用抵抗
９とダイオード１４との直列接続体が接続されているた
め、エミッタ電流の増加により、直列接続体における電
圧降下が大きくなり、このため、トランジスタ２のエミ
ッタ電位は上昇する。

第５図ａは、ｌ・ランジスタ２のエミッタ電圧波形を示
す図で、図示するように、エミッタ電圧は、トランジス
タ２が導通状態へ向いはじめた時刻ｔｌの時点からダイ
オード１４の順電圧降下ＶＤにより急峻に立ち上り、次
いで、時刻ｔ２の時点から直線的に増加している。

この時刻ｔ２以後ではエミッタ電流もまた直線的に増加
する。

ところで、時刻ｔ２以後におけるエミッタ電流の直線的
な増加は、トランス１の一次巻線７のインダクタンスに
依存しており、直流電源端子４に印加される電圧をＶ、
巻線７のインダクタンスをＲ７そして時間をｔとすると
、エミッタ電流ＩＥは第（１）式の としてあられされる。

一方、エミッタ電流を検出して制御動作を行う制御回路
部のトランジスタ１２は、第（１）式で示したエミッタ
電流が次式で示す設定レベル電流ＩＥＴに達したところ
で導通状態になる。

ここで、Ｒ９，ＲＩＯ，Ｒ１１は抵抗９，１０および１
１の抵抗値（ただし、Ｒ１ｏ＞ Ｒ９，Ｒｏ ＞ Ｒ９
） 、ＶＢＥはトランジスタ１２のペースエミッタ間順
方向電圧、ＶＤはダイオード１４の順電圧降下である。

なお、第（３）式のＶＢＥとＶ。

は、トランジスタ１２とダイオード１４が同一半導体材
料からなるときには等しく、シたがって、第（３）式に
Ｖ８Ｅ＝ＶＤの関係を代入すると、第（３）式は次のよ
うに書き改められる３第（４）式より明らかなように、
トランジスタ１２と同一の半導体材料からなるダイオー
ド１４を抵抗９と直列に接続するならば、抵抗１０と１
１の比を適当な値に選定することにより、設定レベル電
流ＩＥＴを零よりも大きな任意の値に選定することが可
能である。

また、このように設定レベル電流■。

、を任意に選定しうろことは、第（１）式で示肇た直流
電源電圧Ｖが低く、このため、設定レベル電流を小さな
値に設定する必要のある場合、あるいは、一次巻線７の
インダクタンスＬ７が大きく、トランジスタ２のエミッ
タ電流が小さい場合に好都合である。

さらに、トランジスタ１２のペースエミッタ間順方向電
圧ＶＢＥの温度補償効果が、ダイオード１４によって奏
されるため、トランジスタ１２の動作の温度補償もなさ
れる。

すなわち、トランジスタのペースエミッタ間順方向電圧
■ＢＥが温度特性をもち、その温度係数が約−２ｍｖ／
℃であることはすでによく知られている。

ダイオード１４が接続されていない場合には、トランジ
スタ１２のｖＢＥの温度特性によって検出電圧値もまた
温度特性をもつところとなる。

しかしながら、ダイオード１４を図示するように接続し
た場合には、ダイオードの順方向電圧■。

も約−２ｍｖ／℃の温度係数をもつため、このダイオー
ドによってｖＢＥの温度特性が補償される。

第（３）式を温度で微分すると、 となる。

一方、ダイオード１４がない場合には、第（２）式より
設定レベル電流ＩＥＴは、 となり、これを温度で微分すると、 となる。

第（５）式と第（６）式とを比較すると明らかなように
、ダイオード１４を接続することによって、だけ温度係
数が小さくなる。

なお、第５図ａのＶ□は、トランジスタ２のエミッタ電
流が設定レベル電流■１□に達したときのエミッタ電圧
である。

トランジスタ２のエミッタ電流が上記の設定レベル電流
ＩＥＴに達しておらず、しかも、一次巻線７に流れる電
流に基く磁束密度が飽和領域に達していない範囲では、
トランス１のコアのばらつき、磁気特性は特に温度に影
響されず、一次巻線７に流れる電流の増加に従って帰還
巻線６に誘起される電圧が増加する。

この電圧がコンデンサ３を介してトランジスタ２のベー
スに印加されるため、トランジスタ２は導通状態を保持
する。

しかしながら、エミッタ電流が設定レベル電流ＩＥＴに
達するとトランジスタ１２は導通方向に向い、トランジ
スタ２のベース電圧を降下させる作用が生じ、トランジ
スタ２は強制的に遮断方向へ向うことになる。

第５図すは、トランジスタ１２のベース電流波形を示し
、また、第５図Ｃはトランジスタ２のベース電圧波形を
示す。

なお、第５図ａのｔ５はトランジスタ２の蓄積時間であ
り、この間は、トランジスタ２のエミッタ電流が流れ、
この間にトランジスタ１２のベースにベース電流が流れ
トランジスタ１２が導通する。

そして蓄積時間ｔ８が経過してトランジスタ２が遮断方
向に向うと、一次巻線７に流れる電流が減少しはじめる
。

この結果、帰還巻線６には逆極性の電圧が誘起され、こ
の電圧がトランジスタ２のベースに印加されるため、ト
ランジスタ２は逆バイアス状態となり急激に、しかも完
全に遮断する。

以上の動作によりトランジスタ２が遮断したのちは、直
流電源端子４から抵抗５、コンテ゛ンサ３、帰還巻線６
を経て接地点へ至る回路に流れる充電電流でコンデンサ
３が充電される。

以下、同様の動作がくり返され、出力端子８には第５図
ｄで示す発振パルス出力があられれる。

なお、以上の説明では定電圧素子として通常のダイオー
ドを例示したが、ツェナーダイオード等地の定電圧素子
を用いてよいことは勿論である。

以上説明してきたように、本考案のパルス発振回路は、
ブロッキング発振回路の構成要素であるトランスの一次
側巻線に流れる電流を検出して発振動作を制御する制御
回路部の制御動作により、トランスの磁束密度が飽和領
域に達するまでの期間、すなわち、磁束密度が増加する
途中で一次側巻線に流れる電流の遮断を行っているため
、従来の回路のようにコアのばらつきあるいは周囲温度
の影響を受けてトランジスタの導通期間が変化する不都
合はなく、シたがって、安定した発振パルス出力をうろ
ことがで゛きる。

また、電圧分割用抵抗の比を変化させ、設定電圧レベル
■□または設定レベル電流■。

□を調整することにより、トランス駆動用トランジスタ
の蓄積時間も含めて、その導通時間を設定することがで
きるため、同トランジスタの蓄積時間のばらつきによる
発振パルス出力の変動も抑５えることができる。

かかる、パルス発振回路を、例えば、電力変換回路のイ
ンバータとして用いるならば、導通期間ならびに一次側
巻線に流れる電流量を一定に保つことができるため、イ
ンバータの一次側電力を安定に供給でき、したがって、
二次側に安定した電力を取りだすことのできるインバー
タを構成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のブロッキング発振回路を示す図、第２図
は本考案のパルス発振回路の一実施例を示す回路図、第
３図ａ−ｄは第２図で示すパルス発振回路の各部の電流
、電圧波形を示す図、第４図は本考案の他の実施例を示
す回路図、第５図ａ〜ｄは第４図で示すパルス発振回路
の各部の電流、電圧波形を示す図である。 １・・・・・・トランス、２・・・・・・トランス駆動
用トランジスタ、３・・・・・・コンテ゛ンサ、４・・
・・・・直流電源端子、５・・・・・・充電抵抗、６，
７・・・・・・ｋ巻線、８・・・・・・出力端子、９・
・・・・・電流検出用抵抗、１０．１１・・・・・・電
圧分割用抵抗、１２・・・・・・発振動作制御用トラン
ジスタ、１３・・・・・・制御回路部、１４・・・・・
・定電圧素子（ダイオード）。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. トランス駆動用トランジスタのコレクタと電源端子との
   間にトランスの一次巻線が接続され、ベースにコンデン
   サを介して一端が接地点へ接続される帰還巻線の他端が
   接続され、さらにベースに電流供給用抵抗が接続されて
   なる自走型ブロッキング発振回路の、前記トランス駆動
   用トランジスタのエミッタと接地点との間に抵抗もしく
   は同抵抗と定電圧素子との直列接続体よりなる電流検出
   手段を接続するとともに、同電流検出手段と並列に前記
   抵抗よりも十分に大きな抵抗値をもつ第１、第２の抵抗
   の直列接続体よりなる電圧分割手段を接続し、さらに同
   電圧分割出段の分割電圧発生点にベースが接続されたト
   ランジスタのエミッタコレクタ回路を前記トランス駆動
   用トランジスタのベースと接地点との間に接続したこと
   を特徴とするパルス発振回路。