JPH02215221A - 波形整形回路 - Google Patents
波形整形回路Info
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- JPH02215221A JPH02215221A JP1037010A JP3701089A JPH02215221A JP H02215221 A JPH02215221 A JP H02215221A JP 1037010 A JP1037010 A JP 1037010A JP 3701089 A JP3701089 A JP 3701089A JP H02215221 A JPH02215221 A JP H02215221A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 36
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 6
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 5
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 abstract description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- G11B20/10—Digital recording or reproducing
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
- H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
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- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、間欠的に作動する波形整形回路に関するもの
であって、出力信号のデユーティがそろい、動作時の過
渡特性が改善された波形整形回路に係る。
であって、出力信号のデユーティがそろい、動作時の過
渡特性が改善された波形整形回路に係る。
第５図は、従来の波形整形回路の一例を示す回路図であ
り、入力信号が供給される入力端子２に抵抗２５．２６
が接続され、それらの他端が夫々差動増幅器ｌの反転型
入力端子と非反転型入力端子に接続される。差動増幅器
１は、その反転型入力端子と出力端子との間に負帰還抵
抗２８が接続されて負帰還回路を構成している。抵抗２
５と非反転型入力端子との接続点がコンデンサ１６とト
ランジスタ２９のコレクタに接続されている。トランジ
スタ２９のエミッタである端子２０は、基準電圧源■８
が接続され、端子１３は、トランジスタ２９のベースで
あり、急速充電の為の制御信号が供給されている。３は
、入力信号を波形整形した出力を得る出力端子である。
り、入力信号が供給される入力端子２に抵抗２５．２６
が接続され、それらの他端が夫々差動増幅器ｌの反転型
入力端子と非反転型入力端子に接続される。差動増幅器
１は、その反転型入力端子と出力端子との間に負帰還抵
抗２８が接続されて負帰還回路を構成している。抵抗２
５と非反転型入力端子との接続点がコンデンサ１６とト
ランジスタ２９のコレクタに接続されている。トランジ
スタ２９のエミッタである端子２０は、基準電圧源■８
が接続され、端子１３は、トランジスタ２９のベースで
あり、急速充電の為の制御信号が供給されている。３は
、入力信号を波形整形した出力を得る出力端子である。
電源投入に同期して端子１３に急速充電する為の制御信
号が印加され、トランジスタ２９を介してコンデンサ１
６に充電電流ｉＣが供給される。
号が印加され、トランジスタ２９を介してコンデンサ１
６に充電電流ｉＣが供給される。
差動増幅器１の反転型入力端子に抵抗２６を介して入力
信号が供給される。抵抗２５とコンデンサ１６は、積分
回路２７を構成しており、その積分回路によって入力信
号が平滑され非反転型入力端子を介して差動増幅器に供
給され、入力信号が波形整形されている。
信号が供給される。抵抗２５とコンデンサ１６は、積分
回路２７を構成しており、その積分回路によって入力信
号が平滑され非反転型入力端子を介して差動増幅器に供
給され、入力信号が波形整形されている。
第５図の波形整形回路は、入力信号が入力端子２に供給
され、その波形が第６図（ｂ）の（イ）に示されている
。又、第６図（ａ）に示されているように急速充電の為
の制御信号が制御端子１３に印加されると、トランジス
タ２９が作動して、コンデンサ１６に充電電流ｉｃが急
速に流れ込み、コンデンサ１６の充電電圧は、充電曲線
（ロ）を描いて上昇する。その充電電圧は、基準電圧■
えからトランジスタ２９の飽和電圧Ｖ ＣＥ （３Ａｌ
を引いた電圧（■え−Ｖ ＣＥ （＄Ａ４１ ）の近
傍に達する。
され、その波形が第６図（ｂ）の（イ）に示されている
。又、第６図（ａ）に示されているように急速充電の為
の制御信号が制御端子１３に印加されると、トランジス
タ２９が作動して、コンデンサ１６に充電電流ｉｃが急
速に流れ込み、コンデンサ１６の充電電圧は、充電曲線
（ロ）を描いて上昇する。その充電電圧は、基準電圧■
えからトランジスタ２９の飽和電圧Ｖ ＣＥ （３Ａｌ
を引いた電圧（■え−Ｖ ＣＥ （＄Ａ４１ ）の近
傍に達する。
制御信号がオフとなると、コンデンサ１６の充電電圧は
、放電曲線（ハ）を描いて降下して、入力信号が平滑さ
れて直流バイアス電圧に重畳された電圧レベル（ニ）に
達する（第６図（ｂ）参照）。
、放電曲線（ハ）を描いて降下して、入力信号が平滑さ
れて直流バイアス電圧に重畳された電圧レベル（ニ）に
達する（第６図（ｂ）参照）。
第６図から明らかなように、データエラーの発生する期
間は、ｔ＋””ｔｚの期間であり、この充放電期間は、
積分回路２７の時定数に比例する。この種の波形整形回
路にあっては、デユーティがそろった出力信号を得るに
は、積分回路２７の時定数が大きいほど安定しているが
、時定数を大きくするとデータエラーが発生する期間Ｄ
＋−ｔ ｒ ）即ち、急速充電後の基準電圧レベルが過
渡的に不安定となる期間が長くなる欠点がある。
間は、ｔ＋””ｔｚの期間であり、この充放電期間は、
積分回路２７の時定数に比例する。この種の波形整形回
路にあっては、デユーティがそろった出力信号を得るに
は、積分回路２７の時定数が大きいほど安定しているが
、時定数を大きくするとデータエラーが発生する期間Ｄ
＋−ｔ ｒ ）即ち、急速充電後の基準電圧レベルが過
渡的に不安定となる期間が長くなる欠点がある。
本発明は、上述の如き課題に基づきなされたもので、そ
の主な目的は、短時間で出力信号のデユーティがそろい
、過渡変動の少ない波形整形回路を提供するものである
。
の主な目的は、短時間で出力信号のデユーティがそろい
、過渡変動の少ない波形整形回路を提供するものである
。
又、他の目的は、データエラーが発生する期間を可能な
限り短縮できる波形整形回路を提供するものである。
限り短縮できる波形整形回路を提供するものである。
〔課題を解決する為の手段］
本発明の波形整形回路は、入力信号が供給される入力端
子と第１の積分回路により該入力信号が積分された出力
信号が入力される他の入力端子とを有する差動増幅器と
、該第１の積分回路の時定数より小さく設定した第２の
積分回路とを具え、該第２の積分回路の出力で該第１の
積分回路のコンデンサを急速充電するようになされたも
のである。
子と第１の積分回路により該入力信号が積分された出力
信号が入力される他の入力端子とを有する差動増幅器と
、該第１の積分回路の時定数より小さく設定した第２の
積分回路とを具え、該第２の積分回路の出力で該第１の
積分回路のコンデンサを急速充電するようになされたも
のである。
本発明の波形整形回路は、差動増幅器の一方の入力端子
に接続された第１の積分回路のコンデンサを、入力信号
の振幅より減衰した積分出力を得る該第１の積分回路よ
り時定数の小さい第２の積分回路の出力電圧で急速充電
することによって、前記コンデンサの充放電期間を短縮
し、データエラーの低減を図るものである。
に接続された第１の積分回路のコンデンサを、入力信号
の振幅より減衰した積分出力を得る該第１の積分回路よ
り時定数の小さい第２の積分回路の出力電圧で急速充電
することによって、前記コンデンサの充放電期間を短縮
し、データエラーの低減を図るものである。
第１図は、本発明に係る波形整形回路の一実施例であり
、入力信号が供給される入力端子２に抵抗４，５．９が
接続されている。抵抗４，５の他端が差動増幅器１の反
転型入力端子と非反転型入万端子に夫々接続され、その
反転型入力端子とその出力端子３間に負帰還抵抗８が接
続されている。
、入力信号が供給される入力端子２に抵抗４，５．９が
接続されている。抵抗４，５の他端が差動増幅器１の反
転型入力端子と非反転型入万端子に夫々接続され、その
反転型入力端子とその出力端子３間に負帰還抵抗８が接
続されている。
抵抗５の他端は、コンデンサ６に接続され、抵抗５とコ
ンデンサ６とによって積分回路７を構成している。抵抗
９の他端は、コンデンサ１０に接続され、抵抗９とコン
デンサ１０とにより積分回路１１を形成している。抵抗
９とコンデンサＩＯとの接続点Ｐ、は、ボルテージホロ
ワ型のバッファ回路を形成する差動増幅器１２の非反転
型入力端子に接続され、差動増幅器１２の反転型入力端
子と出力端子間が接続されて抵抗５とコンデンサ６との
接続点Ｐ２に接続されている。差動増幅器１２は、急速
充電の為の制御信号が供給される制御端子１３を具えて
いる。又、積分回路１１と差動増幅器１２は、コンデン
サ６に急、速充電する為の急速充電回路１５を構成して
いる。３は、波形整形された出力波形を得る出力端子で
ある。
ンデンサ６とによって積分回路７を構成している。抵抗
９の他端は、コンデンサ１０に接続され、抵抗９とコン
デンサ１０とにより積分回路１１を形成している。抵抗
９とコンデンサＩＯとの接続点Ｐ、は、ボルテージホロ
ワ型のバッファ回路を形成する差動増幅器１２の非反転
型入力端子に接続され、差動増幅器１２の反転型入力端
子と出力端子間が接続されて抵抗５とコンデンサ６との
接続点Ｐ２に接続されている。差動増幅器１２は、急速
充電の為の制御信号が供給される制御端子１３を具えて
いる。又、積分回路１１と差動増幅器１２は、コンデン
サ６に急、速充電する為の急速充電回路１５を構成して
いる。３は、波形整形された出力波形を得る出力端子で
ある。
さて、第２図は、積分回路７．１１の周波数特性を示す
ものであって、第２図の横軸が入力信号の周波数であり
、縦軸が積分回路の入力電圧Ｖ。
ものであって、第２図の横軸が入力信号の周波数であり
、縦軸が積分回路の入力電圧Ｖ。
と出力電圧■２との振幅の比を示しており、ｆＩ。
ｆｔは、夫々積分回路７，１１の遮断周波数であり、ｒ
、は、入力信号の最低周波数であり、ｆ４は、入力信号
の最大周波数を示している。以下、図に基づき積分回路
について説明する。
、は、入力信号の最低周波数であり、ｆ４は、入力信号
の最大周波数を示している。以下、図に基づき積分回路
について説明する。
負帰還抵抗８の抵抗値を無限大とすると、差動増幅器ｌ
の反転型入力端子には、入出力電圧の振幅の比（Ｖ、／
Ｖｌ ）が１となる信号が入力されることになる。入力
信号をデユーチーのそろった出力パルスに波形整形する
為には、差動増幅器１の非反転型入力端子に入力される
入力信号の振幅レベルを、より平滑した積分出力とする
必要性がある。即ち、入力信号の周波数より積分回路１
１の時定数ＣｂＲｓの遮断周波数ｆ２が小さ（なるよう
に設定する必要がある。
の反転型入力端子には、入出力電圧の振幅の比（Ｖ、／
Ｖｌ ）が１となる信号が入力されることになる。入力
信号をデユーチーのそろった出力パルスに波形整形する
為には、差動増幅器１の非反転型入力端子に入力される
入力信号の振幅レベルを、より平滑した積分出力とする
必要性がある。即ち、入力信号の周波数より積分回路１
１の時定数ＣｂＲｓの遮断周波数ｆ２が小さ（なるよう
に設定する必要がある。
積分回路７，１１は、夫々抵抗５とコンデンサ６及び抵
抗９とコンデンサ１０から構成されており、その時定数
Ｃ，Ｒ，，Ｃ，。Ｒ５は、次のような関係式が成り立つ
ように設定する。
抗９とコンデンサ１０から構成されており、その時定数
Ｃ，Ｒ，，Ｃ，。Ｒ５は、次のような関係式が成り立つ
ように設定する。
Ｃｂ Ｒｓ ＞ ＣｌｏＲｗ・−−−一−−−−・
−−−−−−・−・（１）但し、ＲｓＲｑは、夫々抵抗
５，９の抵抗値であり、Ｃｂ、ＣＩｏは、夫々コンデン
サ６．１０の容量である。
−−−−−−・−・（１）但し、ＲｓＲｑは、夫々抵抗
５，９の抵抗値であり、Ｃｂ、ＣＩｏは、夫々コンデン
サ６．１０の容量である。
又、積分回路１１，７の周波数特性は、第２図の（１）
、 （２）に示されており、積分回路７．１１の関係を
遮断周波数ｆ、、ｆｔで示せば、 ｆＩ＜ｆｚ となる。
、 （２）に示されており、積分回路７．１１の関係を
遮断周波数ｆ、、ｆｔで示せば、 ｆＩ＜ｆｚ となる。
積分回路１１の時定数ＣＩｏＲｑは、入力信号が最低と
なる周波数ｆ３を勘案して設定すればよい。
なる周波数ｆ３を勘案して設定すればよい。
積分回路１１の時定数Ｃ０゜Ｒ７の遮断周波数ｆ２と入
力信号が最低となる周波数ｆ、との関係は、次のような
関係式が成り立つように積分回路１１の時定数０１゜Ｒ
９を設定する。
力信号が最低となる周波数ｆ、との関係は、次のような
関係式が成り立つように積分回路１１の時定数０１゜Ｒ
９を設定する。
ｆｔ ＜ ｆｚ ’−−・・−−一−
−−・−−−・−−−−−・−−−−−〜（３）因に、
積分回路７，１１の遮断周波数ｆ、、ｆ。
−−・−−−・−−−−−・−−−−−〜（３）因に、
積分回路７，１１の遮断周波数ｆ、、ｆ。
は、次のような関係にある。
ｆｌ−１／２πＣｈＲｓ
ｆ ｚ＝ １ ／２ Ｋ Ｃｌ０Ｒ１無論、本発明の
波形整形回路は、遮断周波数ｆ８を基準として入力信号
の最低周波数ｒ３と最大周波数ｆ４が、 ｆｚ ＜ｆｚ ＜ｆａ ’−−−・・−一−−−−−
−−−−−−・−−−−−−−−（４）の関係となる場
合であっても作動することは言うまでもない。
波形整形回路は、遮断周波数ｆ８を基準として入力信号
の最低周波数ｒ３と最大周波数ｆ４が、 ｆｚ ＜ｆｚ ＜ｆａ ’−−−・・−一−−−−−
−−−−−−・−−−−−−−−（４）の関係となる場
合であっても作動することは言うまでもない。
上述のように設定された波形整形回路の動作を第３図に
基づき説明する。
基づき説明する。
波形整形回路に電源が投入され、第３図（ａ）に示すよ
うにｔｌからｔ４の期間、波形整形回路が作動する。こ
のような間欠受信信号に同期して急速充電する為の制御
信号が１．からｔ２の期間、印加される（第３図（ｂ）
参照）。このとき、入力端子２の入力信号の波形は、（
イ）のような波形となる。又、積分回路１１の接続点Ｐ
、点の波形は、零電位から上昇し、入力信号を積分する
。
うにｔｌからｔ４の期間、波形整形回路が作動する。こ
のような間欠受信信号に同期して急速充電する為の制御
信号が１．からｔ２の期間、印加される（第３図（ｂ）
参照）。このとき、入力端子２の入力信号の波形は、（
イ）のような波形となる。又、積分回路１１の接続点Ｐ
、点の波形は、零電位から上昇し、入力信号を積分する
。
この積分回路１１の出力の振幅は、積分回路１１の周波
数特性に基づいて入力信号より減衰したものとなる。積
分回路１１のＰｔ点の電圧が急速充電用バッファ回路で
ある差動増幅器１２を通してコンデンサ６を充電するの
で、充電期間（ｔｌ〜ｔｉの２２点の波形は、（ロ）の
ような波形となる。又、制御信号が遮断される時刻Ｌ２
で２２点の波形は、点線（ハ）のような放電曲線を描い
て降下する。その後、Ｐｚ点の電位は、時刻ｔ。
数特性に基づいて入力信号より減衰したものとなる。積
分回路１１のＰｔ点の電圧が急速充電用バッファ回路で
ある差動増幅器１２を通してコンデンサ６を充電するの
で、充電期間（ｔｌ〜ｔｉの２２点の波形は、（ロ）の
ような波形となる。又、制御信号が遮断される時刻Ｌ２
で２２点の波形は、点線（ハ）のような放電曲線を描い
て降下する。その後、Ｐｚ点の電位は、時刻ｔ。
で直流バイアス電圧に平滑された入力信号が重畳された
電位である（二）のレベルとなり、入力信号は、波形整
形され、時刻し、からは、デユーチーのそろった出力信
号が得られる。このコンデンサ６の充放電は、積分回路
１１によって減衰した信号レベルから放電を開始する為
に、従来の波形整形回路が、（Ｖ＊ ＶｃｔｔｓＡｔ
）電圧から放電を開始するのに対して、放電時間（ｔｚ
−ｔｓ）を短縮することが可能である。従って、データ
エラーが発生する期間を短くすることができる。
電位である（二）のレベルとなり、入力信号は、波形整
形され、時刻し、からは、デユーチーのそろった出力信
号が得られる。このコンデンサ６の充放電は、積分回路
１１によって減衰した信号レベルから放電を開始する為
に、従来の波形整形回路が、（Ｖ＊ ＶｃｔｔｓＡｔ
）電圧から放電を開始するのに対して、放電時間（ｔｚ
−ｔｓ）を短縮することが可能である。従って、データ
エラーが発生する期間を短くすることができる。
第４図は、波形整形回路の他の実施例を示すものである
。第４図の実施例は、急速充電回路１５の構成が、第１
図の実施例と異なっており、入力端子２がボルテージホ
ロワ型のバッファ回路である差動増幅回路１２の入力端
子に接続され、その出力端子が抵抗１４に接続され、そ
の他端がコンデンサ６に接続されている。抵抗１４とコ
ンデンサ６によって積分回路１１を構成している。コン
デンサ６は、積分回路７のコンデンサと共用されており
、積分回路７と１１の時定数の差異は、抵抗５と１４の
抵抗値によって設定される。他の回路は、第１図の実施
例と同じ回路構成となっている。
。第４図の実施例は、急速充電回路１５の構成が、第１
図の実施例と異なっており、入力端子２がボルテージホ
ロワ型のバッファ回路である差動増幅回路１２の入力端
子に接続され、その出力端子が抵抗１４に接続され、そ
の他端がコンデンサ６に接続されている。抵抗１４とコ
ンデンサ６によって積分回路１１を構成している。コン
デンサ６は、積分回路７のコンデンサと共用されており
、積分回路７と１１の時定数の差異は、抵抗５と１４の
抵抗値によって設定される。他の回路は、第１図の実施
例と同じ回路構成となっている。
熱論、第１図及び第４図の実施例の波形整形回路では、
積分回路を用いて構成されているが、整流回路を用いて
もよいことは、明らかである。
積分回路を用いて構成されているが、整流回路を用いて
もよいことは、明らかである。
本発明の波形整形回路は、一方の入力端子に入力信号が
入力される差動増幅器の他方の入力端子に接続された時
定数の異なる二種の積分回路を具えたものである。それ
らの積分回路で、時定数を小さく設定した積分回路によ
り入力信号を減衰してその積分回路の出力電圧を、時定
数を大きく設定した積分回路のコンデンサに印加して急
速充電することにより、間欠動作時の積分回路の過渡変
動を小さくできる。これによってコンデンサの充放電に
よる過渡的な変動で発生するデータエラ期間を短縮する
ことが可能であり、極めて効果的である。
入力される差動増幅器の他方の入力端子に接続された時
定数の異なる二種の積分回路を具えたものである。それ
らの積分回路で、時定数を小さく設定した積分回路によ
り入力信号を減衰してその積分回路の出力電圧を、時定
数を大きく設定した積分回路のコンデンサに印加して急
速充電することにより、間欠動作時の積分回路の過渡変
動を小さくできる。これによってコンデンサの充放電に
よる過渡的な変動で発生するデータエラ期間を短縮する
ことが可能であり、極めて効果的である。
第１図は、本発明に係る波形整形回路の一実施例を示す
回路図、第２図は、積分回路の周波数特性を示す図、第
３図は、本発明に係る波形整形回路の動作を説明する為
の図、第４図は、本発明に係る波形整形回路の他の実施
例を示す回路図、第５図は、従来の波形整形回路の一例
を示す回路図、第６図は、従来の波形整形回路の動作を
説明する為の図である。 奮 １ 図 第２ 図 １２：差動増幅器、 ２：入力端子。 出力端子、 ４，５，９．１４：抵抗。 １０：コンデンサ。 １１：積分回路、 ８：負帰還抵抗。 ：制御端子、 １５：急速充電回路 イ１ ＋２ 子。 子４ ＣＨｘｌ
回路図、第２図は、積分回路の周波数特性を示す図、第
３図は、本発明に係る波形整形回路の動作を説明する為
の図、第４図は、本発明に係る波形整形回路の他の実施
例を示す回路図、第５図は、従来の波形整形回路の一例
を示す回路図、第６図は、従来の波形整形回路の動作を
説明する為の図である。 奮 １ 図 第２ 図 １２：差動増幅器、 ２：入力端子。 出力端子、 ４，５，９．１４：抵抗。 １０：コンデンサ。 １１：積分回路、 ８：負帰還抵抗。 ：制御端子、 １５：急速充電回路 イ１ ＋２ 子。 子４ ＣＨｘｌ
Claims (4)
- （１）入力信号が供給される第１の入力端子と、積分回
路を介して該入力信号の積分出力が供給される第２の入
力端子とを具える差動増幅器を有する波形整形回路に於
いて、該入力信号の振幅を減衰して直流バイアス電圧に
重畳した出力電圧によって、前記積分回路のコンデンサ
を急速充電することを特徴とする波形整形回路。 - （２）入力信号が供給される第１の入力端子と、積分回
路を介して該入力信号の積分出力が供給される第２の入
力端子とを具える差動増幅器を有する波形整形回路に於
いて、該入力信号を積分して該第２の入力端子を介し該
差動増幅器に供給する第２の積分回路を具えており、前
記第１の積分回路に対し該第２の積分回路の時定数を小
さく設定したことを特徴とする波形整形回路。 - （３）入力信号が供給される第１の入力端子と、積分回
路を介して該入力信号の積分出力が供給される第２の入
力端子とを具える差動増幅器を有する波形整形回路に於
いて、該入力信号が入力される第２の積分回路を具え、
該第２の積分回路を構成する抵抗とコンデンサとの接続
点が急速充電の為の制御信号が供給されるバッファ回路
に接続され、該バッファ回路の出力端が該第１の積分回
路を構成する抵抗とコンデンサとの接続点に接続されて
なることを特徴とする波形整形回路。 - （４）入力信号が供給される第１の入力端子と、積分回
路を介して該入力信号の積分出力が供給される第２の入
力端子とを具える差動増幅器を有する波形整形回路に於
いて、前記入力信号がバッファ回路を介して抵抗に接続
され、該抵抗の他端が該第１の積分回路を構成する抵抗
とコンデンサとの接続点に接続されてなることを特徴と
する波形整形回路。
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