JP3232743B2 - フィルタ自動調整回路および基準電流発生回路 - Google Patents
フィルタ自動調整回路および基準電流発生回路Info
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- JP3232743B2 JP3232743B2 JP03903093A JP3903093A JP3232743B2 JP 3232743 B2 JP3232743 B2 JP 3232743B2 JP 03903093 A JP03903093 A JP 03903093A JP 3903093 A JP3903093 A JP 3903093A JP 3232743 B2 JP3232743 B2 JP 3232743B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ビデオ信号などを処理
する集積回路（以下、ＩＣという）に係り、特に、ＩＣ
に内蔵されるフィルタの自動調整回路および基準電流発
生回路に関するものである。
する集積回路（以下、ＩＣという）に係り、特に、ＩＣ
に内蔵されるフィルタの自動調整回路および基準電流発
生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＩＣ内蔵のアクティブフィルタの周波数
ｆ0 の調整には、一般に、フィルタ自体に基準信号（リ
ファレンス信号）を入力し、その入力信号の位相検波出
力により負帰還をかけ調整する方法が適用されている。
ビデオ系ＩＣにおいては、サブキャリアがリファレンス
基準信号として用いられることが多い。
ｆ0 の調整には、一般に、フィルタ自体に基準信号（リ
ファレンス信号）を入力し、その入力信号の位相検波出
力により負帰還をかけ調整する方法が適用されている。
ビデオ系ＩＣにおいては、サブキャリアがリファレンス
基準信号として用いられることが多い。
【０００３】図５は、従来のフィルタ自動調整回路の一
例を示す構成図である。図５において、１は９０°移相
器、２は帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦという）など
からなるリファレンスフィルタ、３は位相比較器として
の乗算器、４は低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦとい
う）、５は電圧／電流（以下、Ｖ／Ｉと略記する）変換
器、６は被調整フィルタをそれぞれ示している。
例を示す構成図である。図５において、１は９０°移相
器、２は帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦという）など
からなるリファレンスフィルタ、３は位相比較器として
の乗算器、４は低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦとい
う）、５は電圧／電流（以下、Ｖ／Ｉと略記する）変換
器、６は被調整フィルタをそれぞれ示している。
【０００４】このような構成においては、たとえば図示
しない基準発振器により生成された自動調整の基準とな
る周波数ｆscの基準信号ＳB が９０°移相器１に入力さ
れる。９０°移相器１では、入力基準信号ＳB から、位
相が０°と９０°の２種の信号ＳB0およびＳB90 が得ら
れる。
しない基準発振器により生成された自動調整の基準とな
る周波数ｆscの基準信号ＳB が９０°移相器１に入力さ
れる。９０°移相器１では、入力基準信号ＳB から、位
相が０°と９０°の２種の信号ＳB0およびＳB90 が得ら
れる。
【０００５】位相が０°の信号ＳB0は、乗算器３の一方
の入力端に入力される。これに対して、位相が９０°の
信号ＳB90 は、リファレンスフィルタ２に入力される。
このリファレンスフィルタ２の出力信号は、乗算器３の
他方の入力端に入力される。乗算器３では、２つの入力
信号を乗算することにより両者の位相比較が行われ、そ
の結果である位相エラーはＬＰＦ４に出力される。
の入力端に入力される。これに対して、位相が９０°の
信号ＳB90 は、リファレンスフィルタ２に入力される。
このリファレンスフィルタ２の出力信号は、乗算器３の
他方の入力端に入力される。乗算器３では、２つの入力
信号を乗算することにより両者の位相比較が行われ、そ
の結果である位相エラーはＬＰＦ４に出力される。
【０００６】ＬＰＦ４では、入力された位相エラーの高
次成分がカットされ、高次成分がカットされた信号はＶ
／Ｉ変換器５に入力され、電圧から電流に変換される。
Ｖ／Ｉ変換器５による電流ＩＲは、リファレンスフィル
タ２に帰還され、基準信号ＳB に対してリファレンスフ
ィルタ２の出力位相が９０°となるように制御される。
つまり、リファレンスフィルタ２の周波数ｆ0 が、基準
信号ＳB と同様の精度に調整されたことになり、被調整
フィルタ６のｆ0 も調整される。
次成分がカットされ、高次成分がカットされた信号はＶ
／Ｉ変換器５に入力され、電圧から電流に変換される。
Ｖ／Ｉ変換器５による電流ＩＲは、リファレンスフィル
タ２に帰還され、基準信号ＳB に対してリファレンスフ
ィルタ２の出力位相が９０°となるように制御される。
つまり、リファレンスフィルタ２の周波数ｆ0 が、基準
信号ＳB と同様の精度に調整されたことになり、被調整
フィルタ６のｆ0 も調整される。
【０００７】また、ビデオ信号処理ＩＣなどにおいて
は、任意の時間τを作る必要性があり、これを実現する
手段としては、キャパシタに定電流を充放電して、いわ
ゆるランプ（ＲＡＭＰ）波形を作り、ランプ波形がある
電圧に達するまでの時間が一定であることを利用する回
路が適用されている。しかし、これをＩＣ内で実現しよ
うとすると、容量のバラツキが±７％程度あることか
ら、正確な値を得ることが困難である。そこで、従来
は、正確な値が必要なときは、ＩＣ内部のキャパシタで
はなく外付けのキャパシタを用い、電流は温特や素子の
バラツキのない基準電流を生成して対応していた。
は、任意の時間τを作る必要性があり、これを実現する
手段としては、キャパシタに定電流を充放電して、いわ
ゆるランプ（ＲＡＭＰ）波形を作り、ランプ波形がある
電圧に達するまでの時間が一定であることを利用する回
路が適用されている。しかし、これをＩＣ内で実現しよ
うとすると、容量のバラツキが±７％程度あることか
ら、正確な値を得ることが困難である。そこで、従来
は、正確な値が必要なときは、ＩＣ内部のキャパシタで
はなく外付けのキャパシタを用い、電流は温特や素子の
バラツキのない基準電流を生成して対応していた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のフィルタ自動調整回路では、リファレンスフィルタ
２と被調整フィルタ６は、種々のバラツキ要因に対して
影響を受け易く、被調整フィルタ６の調整を精度良く行
うことができない場合がある。また、ビデオ信号処理Ｉ
Ｃにおいて、周波数ｆ0 の精度を要求されるものとし
て、サブキャリア周波数ｆscのトラップ(TRAP)がある
が、これは図６に示すように、ｆ0 において位相特性が
不連続で、リファレンスフィルタとして用いることがで
きない。そこで、他のＬＰＦ、ＢＰＦ、ＨＰＦやイコラ
イザなどをリファレンスフィルタ２として適用して自動
調整回路を構成すると、各バラツキ要因に対しリファレ
ンスフィルタ２と被調整フィルタ６が必ずしも一対一の
対応とはならず、被調整フィルタであるトラップのｆ0
の精度を向上するこができないという問題がある。
来のフィルタ自動調整回路では、リファレンスフィルタ
２と被調整フィルタ６は、種々のバラツキ要因に対して
影響を受け易く、被調整フィルタ６の調整を精度良く行
うことができない場合がある。また、ビデオ信号処理Ｉ
Ｃにおいて、周波数ｆ0 の精度を要求されるものとし
て、サブキャリア周波数ｆscのトラップ(TRAP)がある
が、これは図６に示すように、ｆ0 において位相特性が
不連続で、リファレンスフィルタとして用いることがで
きない。そこで、他のＬＰＦ、ＢＰＦ、ＨＰＦやイコラ
イザなどをリファレンスフィルタ２として適用して自動
調整回路を構成すると、各バラツキ要因に対しリファレ
ンスフィルタ２と被調整フィルタ６が必ずしも一対一の
対応とはならず、被調整フィルタであるトラップのｆ0
の精度を向上するこができないという問題がある。
【０００９】また、任意時間τを設定するための回路で
は、外部キャパシタ用の端子と、温特のない基準電流を
生成するための端子が必要となるなどの問題があった。
は、外部キャパシタ用の端子と、温特のない基準電流を
生成するための端子が必要となるなどの問題があった。
【００１０】本発明は、かかる事情に鑑みてなされたも
のであり、その目的は、被調整フィルタの調整を高精度
に行えるフィルタ自動調整回路、並びにＩＣ端子、素子
数の削減を図れ、絶対バラツキに比例した電流を発生で
き、精度のよい回路を実現できる基準電流発生回路を提
供することにある。
のであり、その目的は、被調整フィルタの調整を高精度
に行えるフィルタ自動調整回路、並びにＩＣ端子、素子
数の削減を図れ、絶対バラツキに比例した電流を発生で
き、精度のよい回路を実現できる基準電流発生回路を提
供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、基準信号が入力されるリファレンスフ
ィルタと、上記基準信号とリファレンスフィルタの出力
信号との位相比較を行う位相比較器とを備え、上記位相
比較器の出力信号を上記リファレンスフィルタに帰還さ
せてリファレンスフィルタの基準周波数を所定の周波数
に保持するとともに、帰還信号を被調整フィルタに入力
させて当該被調整フィルタの基準周波数を所定の周波数
に保持させるフィルタ自動調整回路において、上記リフ
ァレンスフィルタは第１のバンドパスフィルタにより構
成され、上記被調整フィルタは、上記帰還信号が入力さ
れる第２のバンドパスフィルタと、この第２のバンドパ
スフィルタへの入力信号から当該第２のバンドパスフィ
ルタの出力信号を減算する演算回路とから構成されてい
る。
め、本発明では、基準信号が入力されるリファレンスフ
ィルタと、上記基準信号とリファレンスフィルタの出力
信号との位相比較を行う位相比較器とを備え、上記位相
比較器の出力信号を上記リファレンスフィルタに帰還さ
せてリファレンスフィルタの基準周波数を所定の周波数
に保持するとともに、帰還信号を被調整フィルタに入力
させて当該被調整フィルタの基準周波数を所定の周波数
に保持させるフィルタ自動調整回路において、上記リフ
ァレンスフィルタは第１のバンドパスフィルタにより構
成され、上記被調整フィルタは、上記帰還信号が入力さ
れる第２のバンドパスフィルタと、この第２のバンドパ
スフィルタへの入力信号から当該第２のバンドパスフィ
ルタの出力信号を減算する演算回路とから構成されてい
る。
【００１２】
【００１３】本発明の基準電流発生回路は、基準信号が
入力されるリファレンスフィルタと、上記基準信号とリ
ファレンスフィルタの出力信号との位相比較を行い、そ
の位相検波出力電流を上記リファレンスフィルタに帰還
させてリファレンスフィルタの基準周波数を所定の周波
数に保持する回路とを有し、上記帰還電流を出力とする
電流源と、エミッタ同士が接続されコレクタを出力とす
る一対の出力トランジスタと、これら一対の出力トラン
ジスタのベースと所定電源との間にベース・エミッタ接
合が接続された一対の入力トランジスタとを備え、上記
一対の出力トランジスタのエミッタ同士の接続中点が上
記電流源の出力に接続されてなるギルバートアンプとか
ら構成されている。
入力されるリファレンスフィルタと、上記基準信号とリ
ファレンスフィルタの出力信号との位相比較を行い、そ
の位相検波出力電流を上記リファレンスフィルタに帰還
させてリファレンスフィルタの基準周波数を所定の周波
数に保持する回路とを有し、上記帰還電流を出力とする
電流源と、エミッタ同士が接続されコレクタを出力とす
る一対の出力トランジスタと、これら一対の出力トラン
ジスタのベースと所定電源との間にベース・エミッタ接
合が接続された一対の入力トランジスタとを備え、上記
一対の出力トランジスタのエミッタ同士の接続中点が上
記電流源の出力に接続されてなるギルバートアンプとか
ら構成されている。
【００１４】
【作用】本発明のフィルタ自動調整回路によれば、基準
信号がリファレンスフィルタおよび位相比較器に入力さ
れる。また、リファレンスフィルタの出力信号が位相比
較器に入力される。位相比較器では、基準信号とリファ
レンスフィルタの出力信号との位相比較が行われ、その
比較結果を示す信号がリファレンスフィルタに帰還され
る。これにより、リファレンスフィルタの基準周波数が
所定の周波数に保持される。また、帰還信号が被調整フ
ィルタに入力されて、被調整フィルタの基準周波数が所
定の周波数に保持される。このとき、リファレンスフィ
ルタと被調整フィルタとは同種フィルタにより構成され
ていることから、種々のバラツキ要因に対し同じような
動きが行われ、両フィルタの周波数が所定周波数に精度
よく調整される。
信号がリファレンスフィルタおよび位相比較器に入力さ
れる。また、リファレンスフィルタの出力信号が位相比
較器に入力される。位相比較器では、基準信号とリファ
レンスフィルタの出力信号との位相比較が行われ、その
比較結果を示す信号がリファレンスフィルタに帰還され
る。これにより、リファレンスフィルタの基準周波数が
所定の周波数に保持される。また、帰還信号が被調整フ
ィルタに入力されて、被調整フィルタの基準周波数が所
定の周波数に保持される。このとき、リファレンスフィ
ルタと被調整フィルタとは同種フィルタにより構成され
ていることから、種々のバラツキ要因に対し同じような
動きが行われ、両フィルタの周波数が所定周波数に精度
よく調整される。
【００１５】本発明のフィルタ自動調整回路によれば、
バンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタへの入
力信号から当該バンドパスフィルタの出力信号を減算す
る演算回路とからなる被調整フィルタの伝達関数は、ト
ラップの場合の伝達関数と同じになる。したがって、被
調整フィルタを上述の回路により構成し、かつ、ｆ0 の
自動調整回路も同一のバンドパスフィルタを用いること
により、安定したｆ0 となるｆ scトラップを実現でき
る。
バンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタへの入
力信号から当該バンドパスフィルタの出力信号を減算す
る演算回路とからなる被調整フィルタの伝達関数は、ト
ラップの場合の伝達関数と同じになる。したがって、被
調整フィルタを上述の回路により構成し、かつ、ｆ0 の
自動調整回路も同一のバンドパスフィルタを用いること
により、安定したｆ0 となるｆ scトラップを実現でき
る。
【００１６】本発明の基準電流発生回路によれば、ギル
バートアンプの一対の入力トランジスタのベース・エミ
ッタ接合に差動信号電流が流れ、これによりベース・エ
ミッタ接合に生じる電圧降下で出力トランジスタのベー
スが駆動される。また、電流源は、フィルタ自動調整回
路と同様に構成され、帰還制御により安定に調整された
出力電流は、一対の出力トランジスタのエミッタに供給
される。出力トランジスタは差動増幅器として機能し、
そのコレクタから容量バラツキに比例した電流が出力さ
れる。
バートアンプの一対の入力トランジスタのベース・エミ
ッタ接合に差動信号電流が流れ、これによりベース・エ
ミッタ接合に生じる電圧降下で出力トランジスタのベー
スが駆動される。また、電流源は、フィルタ自動調整回
路と同様に構成され、帰還制御により安定に調整された
出力電流は、一対の出力トランジスタのエミッタに供給
される。出力トランジスタは差動増幅器として機能し、
そのコレクタから容量バラツキに比例した電流が出力さ
れる。
【００１７】
【実施例】図１は、本発明に係るビデオ信号処理ＩＣに
おけるフィルタ自動調整回路の一実施例を示す構成図で
あって、従来例を示す図５と同一構成部分は同一符号を
もって表す。すなわち、１は９０°移相器、２ａはＢＰ
Ｆからなるリファレンスフィルタ（以下、リファレンス
ＢＰＦという）、３は乗算器、４はＬＰＦ、５はＶ／Ｉ
変換器、６ａは被調整フィルタをそれぞれ示している。
おけるフィルタ自動調整回路の一実施例を示す構成図で
あって、従来例を示す図５と同一構成部分は同一符号を
もって表す。すなわち、１は９０°移相器、２ａはＢＰ
Ｆからなるリファレンスフィルタ（以下、リファレンス
ＢＰＦという）、３は乗算器、４はＬＰＦ、５はＶ／Ｉ
変換器、６ａは被調整フィルタをそれぞれ示している。
【００１８】被調整フィルタ６ａは、リファレンスＢＰ
Ｆ２ａと同じ調整電流ＩＲの入力ラインに接続されたＢ
ＰＦ６１と、入力信号ｖinからＢＰＦ６１を通過した信
号ｖ inを減算する演算回路６２とからなり、ＢＰＦ６１
および演算回路６２を組み合せた、いわゆる（１−ＢＰ
Ｆ）回路によりｆscトラップを構成している。これに合
わせて、上述したように、ｆ0 の自動調整用のリファレ
ンスフィルタも同種フィルタであるＢＰＦにより構成さ
れる。これにより、ｆ0 に対する各種バラツキ要因に対
して、完全に安定したｆ0 となるｆscトラップを実現し
ている。
Ｆ２ａと同じ調整電流ＩＲの入力ラインに接続されたＢ
ＰＦ６１と、入力信号ｖinからＢＰＦ６１を通過した信
号ｖ inを減算する演算回路６２とからなり、ＢＰＦ６１
および演算回路６２を組み合せた、いわゆる（１−ＢＰ
Ｆ）回路によりｆscトラップを構成している。これに合
わせて、上述したように、ｆ0 の自動調整用のリファレ
ンスフィルタも同種フィルタであるＢＰＦにより構成さ
れる。これにより、ｆ0 に対する各種バラツキ要因に対
して、完全に安定したｆ0 となるｆscトラップを実現し
ている。
【００１９】以下に、ｆ0 の精度が要求されるｆscトラ
ップを（１−ＢＰＦ）回路により構成し、かつ、ｆ0 の
自動調整回路も同一のＢＰＦを用いることにより、安定
したｆ0 となるｆscトラップを実現できる理由について
説明する。
ップを（１−ＢＰＦ）回路により構成し、かつ、ｆ0 の
自動調整回路も同一のＢＰＦを用いることにより、安定
したｆ0 となるｆscトラップを実現できる理由について
説明する。
【００２０】現在、ビデオ信号処理ＩＣには、多数のフ
ィルタが内蔵されている。これらフィルタは、図２に示
す２次バイカットフィルタを基本として構成される。２
次バイカットフィルタは、図２に示すように、ｇm アン
プＡＭＰ1 ，ＡＭＰ 2 、キャパシタＣ1 ，Ｃ2 および信
号源ｖ1 〜ｖ3 により構成される。具体的な接続は、ア
ンプＡＭＰ1 の非反転入力(+) は信号源ｖ1 に接続さ
れ、反転入力(-) はアンプＡＭＰ2 の反転入力(-) およ
びアンプＡＭＰ2 の出力側に接続されている。アンプＡ
ＭＰ1 の出力はキャパシタＣ1 を介して信号源ｖ2 に接
続されているとともに、アンプＡＭＰ2 の非反転入力
(+) に接続されている。また、アンプＡＭＰ2 の出力に
はキャパシタＣ2 を介して信号源ｖ3 に接続されてい
る。
ィルタが内蔵されている。これらフィルタは、図２に示
す２次バイカットフィルタを基本として構成される。２
次バイカットフィルタは、図２に示すように、ｇm アン
プＡＭＰ1 ，ＡＭＰ 2 、キャパシタＣ1 ，Ｃ2 および信
号源ｖ1 〜ｖ3 により構成される。具体的な接続は、ア
ンプＡＭＰ1 の非反転入力(+) は信号源ｖ1 に接続さ
れ、反転入力(-) はアンプＡＭＰ2 の反転入力(-) およ
びアンプＡＭＰ2 の出力側に接続されている。アンプＡ
ＭＰ1 の出力はキャパシタＣ1 を介して信号源ｖ2 に接
続されているとともに、アンプＡＭＰ2 の非反転入力
(+) に接続されている。また、アンプＡＭＰ2 の出力に
はキャパシタＣ2 を介して信号源ｖ3 に接続されてい
る。
【００２１】このような構成を有する２次バイカットフ
ィルタは、ｖ1 〜ｖ3 の入力の組み合わせにより、各種
フィルタが実現される。たとえば、トラップを構成する
場合には、信号源ｖ1 およびｖ3 により同一信号を入力
し、ＢＰＦを構成する場合には信号源ｖ2 より信号を入
力すればよく、それぞれの伝達関数は、以下に示すよう
になる。 ｖ0(TRAP) ＝｛（Ｓ2 ＋ω0 2）／〔Ｓ2 ＋（ω0 ／Ｑ）・Ｓ＋ω0 2〕｝・ｖin …(1) ｖ0(BPF)＝｛〔（ω0 ／Ｑ）・Ｓ〕／〔Ｓ2 ＋（ω0 ／Ｑ）・Ｓ＋ω0 2〕｝・ｖ in …(2) ただし、 ω0 ＝｛（ｇm1・ｇm2）／（Ｃ1 ・Ｃ2 ）｝1/2 …(3) Ｑ ＝｛（Ｃ2 ・ｇm1）／（Ｃ1 ・ｇm2）｝1/2 …(4) ここで、図１の被調整フィルタ６ａの（１−ＢＰＦ）の
回路構成を考えると、その伝達関数は、次式で示すよう
になる。 １−ｖ(BPF) ＝｛（Ｓ2 ＋ω0 2）／〔Ｓ2 ＋（ω0 ／Ｑ）・Ｓ＋ω0 2〕｝・ｖin …(5)
ィルタは、ｖ1 〜ｖ3 の入力の組み合わせにより、各種
フィルタが実現される。たとえば、トラップを構成する
場合には、信号源ｖ1 およびｖ3 により同一信号を入力
し、ＢＰＦを構成する場合には信号源ｖ2 より信号を入
力すればよく、それぞれの伝達関数は、以下に示すよう
になる。 ｖ0(TRAP) ＝｛（Ｓ2 ＋ω0 2）／〔Ｓ2 ＋（ω0 ／Ｑ）・Ｓ＋ω0 2〕｝・ｖin …(1) ｖ0(BPF)＝｛〔（ω0 ／Ｑ）・Ｓ〕／〔Ｓ2 ＋（ω0 ／Ｑ）・Ｓ＋ω0 2〕｝・ｖ in …(2) ただし、 ω0 ＝｛（ｇm1・ｇm2）／（Ｃ1 ・Ｃ2 ）｝1/2 …(3) Ｑ ＝｛（Ｃ2 ・ｇm1）／（Ｃ1 ・ｇm2）｝1/2 …(4) ここで、図１の被調整フィルタ６ａの（１−ＢＰＦ）の
回路構成を考えると、その伝達関数は、次式で示すよう
になる。 １−ｖ(BPF) ＝｛（Ｓ2 ＋ω0 2）／〔Ｓ2 ＋（ω0 ／Ｑ）・Ｓ＋ω0 2〕｝・ｖin …(5)
【００２２】すなわち、被調整フィルタ６ａの（１−Ｂ
ＰＦ）の回路構成の伝達関数は、上記(1) 式に示すトラ
ップの場合の伝達関数と同じになる。したがって、ｆ0
の精度が要求されるｆscトラップを（１−ＢＰＦ）回路
により構成し、かつ、ｆ0 の自動調整回路も同一のＢＰ
Ｆを用いることにより、安定したｆ0 となるｆscトラッ
プを実現できる。
ＰＦ）の回路構成の伝達関数は、上記(1) 式に示すトラ
ップの場合の伝達関数と同じになる。したがって、ｆ0
の精度が要求されるｆscトラップを（１−ＢＰＦ）回路
により構成し、かつ、ｆ0 の自動調整回路も同一のＢＰ
Ｆを用いることにより、安定したｆ0 となるｆscトラッ
プを実現できる。
【００２３】次に、上記構成による動作を説明する。た
とえば図示しない基準発振器により生成された自動調整
の基準となる周波数ｆscの基準信号ＳB が９０°移相器
１に入力される。９０°移相器１では、入力基準信号Ｓ
B から、位相が０°と９０°の２種の信号ＳB0およびＳ
B90 が得られる。
とえば図示しない基準発振器により生成された自動調整
の基準となる周波数ｆscの基準信号ＳB が９０°移相器
１に入力される。９０°移相器１では、入力基準信号Ｓ
B から、位相が０°と９０°の２種の信号ＳB0およびＳ
B90 が得られる。
【００２４】位相が０°の信号ＳB0は、乗算器３の一方
の入力端に入力される。これに対して、位相が９０°の
信号ＳB90 は、リファレンスＢＰＦ２ａに入力される。
このリファレンスＢＰＦ２ａの出力信号は、乗算器３の
他方の入力端に入力される。乗算器３では、２つの入力
信号を乗算することにより両者の位相比較が行われ、そ
の結果である位相エラーはＬＰＦ４に出力される。
の入力端に入力される。これに対して、位相が９０°の
信号ＳB90 は、リファレンスＢＰＦ２ａに入力される。
このリファレンスＢＰＦ２ａの出力信号は、乗算器３の
他方の入力端に入力される。乗算器３では、２つの入力
信号を乗算することにより両者の位相比較が行われ、そ
の結果である位相エラーはＬＰＦ４に出力される。
【００２５】ＬＰＦ４では、入力された位相エラーの高
次成分がカットされ、高次成分がカットされた信号はＶ
／Ｉ変換器５に入力され、電圧から電流に変換される。
Ｖ／Ｉ変換器５による電流ＩＲは、リファレンスＢＰＦ
２ａに帰還され、基準信号ＳB に対してリファレンスＢ
ＰＦ２ａの出力位相が９０°となるように制御される。
つまり、リファレンスＢＰＦ２ａの周波数ｆ0 が、基準
信号ＳB と同様の精度に調整されたことになり、被調整
フィルタ６ａのｆ0 も各種バラツキ要因に対して安定に
調整される。
次成分がカットされ、高次成分がカットされた信号はＶ
／Ｉ変換器５に入力され、電圧から電流に変換される。
Ｖ／Ｉ変換器５による電流ＩＲは、リファレンスＢＰＦ
２ａに帰還され、基準信号ＳB に対してリファレンスＢ
ＰＦ２ａの出力位相が９０°となるように制御される。
つまり、リファレンスＢＰＦ２ａの周波数ｆ0 が、基準
信号ＳB と同様の精度に調整されたことになり、被調整
フィルタ６ａのｆ0 も各種バラツキ要因に対して安定に
調整される。
【００２６】以上説明したように、本実施例によれば、
ビデオ信号処理ＩＣなどの内蔵されるアクティブフィル
タでそのｆ0 の精度が要求されるｆscトラップを、ＢＰ
Ｆ６１と、入力信号ｖinからＢＰＦ６１を通過した信号
ｖinを減算する演算回路６２とからなり、ＢＰＦ６１お
よび演算回路６２を組み合わせた、いわゆる（１−ＢＰ
Ｆ）回路により構成し、かつ、ｆ0 の自動調整回路のリ
ファレンスフィルタ２ａも同一のＢＰＦで構成したの
で、ｆ0 に対する各種バラツキ要因に対してほぼ完全に
安定したｆscトラップを実現できる。
ビデオ信号処理ＩＣなどの内蔵されるアクティブフィル
タでそのｆ0 の精度が要求されるｆscトラップを、ＢＰ
Ｆ６１と、入力信号ｖinからＢＰＦ６１を通過した信号
ｖinを減算する演算回路６２とからなり、ＢＰＦ６１お
よび演算回路６２を組み合わせた、いわゆる（１−ＢＰ
Ｆ）回路により構成し、かつ、ｆ0 の自動調整回路のリ
ファレンスフィルタ２ａも同一のＢＰＦで構成したの
で、ｆ0 に対する各種バラツキ要因に対してほぼ完全に
安定したｆscトラップを実現できる。
【００２７】実際に、従来３％程度であったｆ0 の精度
を１％以下とすることができ、８mmビデオ信号処理フォ
ーマットで０．５％のｆ0 精度を要求されるクロマエン
ファシスの規格を充分に満足でき、完全内蔵化を実現で
きた。
を１％以下とすることができ、８mmビデオ信号処理フォ
ーマットで０．５％のｆ0 精度を要求されるクロマエン
ファシスの規格を充分に満足でき、完全内蔵化を実現で
きた。
【００２８】なお、本実施例では、ｆscトラップの場合
を例に説明したが、トラップ以外の場合には、リファレ
ンスフィルタと被調整フィルタとを同種フィルタにより
構成することにより、両フィルタ共、種々のバラツキ要
因に対し同じ動きをすることになり、そのｆ0 を精度良
く調整できる。
を例に説明したが、トラップ以外の場合には、リファレ
ンスフィルタと被調整フィルタとを同種フィルタにより
構成することにより、両フィルタ共、種々のバラツキ要
因に対し同じ動きをすることになり、そのｆ0 を精度良
く調整できる。
【００２９】図３は、本発明に係るビデオ信号処理回路
における基準電流発生回路を用いたランプ波形発生回路
の基本構成を示すブロック図である。図３において、Ａ
はフィルタ自動調整回路で、たとえばＢＰＦとして機能
する２次バイカットフィルタＡ−１と、フィルタのｆ0
調整系Ａ−２から構成されており、図１あるいは図５で
示す回路と同等の回路である。Ｂはランプ波形発生回路
で、ｇm アンプＡＭＰ3 と、定電圧源Ｖ1 と、キャパシ
タＣ3 とから構成されている。
における基準電流発生回路を用いたランプ波形発生回路
の基本構成を示すブロック図である。図３において、Ａ
はフィルタ自動調整回路で、たとえばＢＰＦとして機能
する２次バイカットフィルタＡ−１と、フィルタのｆ0
調整系Ａ−２から構成されており、図１あるいは図５で
示す回路と同等の回路である。Ｂはランプ波形発生回路
で、ｇm アンプＡＭＰ3 と、定電圧源Ｖ1 と、キャパシ
タＣ3 とから構成されている。
【００３０】２次バイカットフィルタＡ−１は、図２を
用いて説明した構成と同様であるが、２次バイカットフ
ィルタＡ−１およびランプ波形発生回路Ｂの各ｇm アン
プＡＭＰ1 〜ＡＭＰ3 は、ギルバートアンプにより構成
されており、２次バイカットフィルタＡー１のｆ0 のバ
ラツキ（容量やｇm アンプのバラツキ）を調整するため
に、ギルバートアンプの電流を調整電流ＩＲにより制御
している。
用いて説明した構成と同様であるが、２次バイカットフ
ィルタＡ−１およびランプ波形発生回路Ｂの各ｇm アン
プＡＭＰ1 〜ＡＭＰ3 は、ギルバートアンプにより構成
されており、２次バイカットフィルタＡー１のｆ0 のバ
ラツキ（容量やｇm アンプのバラツキ）を調整するため
に、ギルバートアンプの電流を調整電流ＩＲにより制御
している。
【００３１】本回路は、フィルタ自動調整回路による調
整電流ＩＲを用いてｇm アンプＡＭＰ3 としてのギルバ
ートアンプを構成することによりＩＣ内の容量バラツキ
に比例した基準電流を生成する基準電流発生回路が構成
され、このｇm アンプＡＭＰ 3 の出力側にキャパシタＣ
3 を接続することによりランプ波形発生回路Ｂが構成さ
れている。
整電流ＩＲを用いてｇm アンプＡＭＰ3 としてのギルバ
ートアンプを構成することによりＩＣ内の容量バラツキ
に比例した基準電流を生成する基準電流発生回路が構成
され、このｇm アンプＡＭＰ 3 の出力側にキャパシタＣ
3 を接続することによりランプ波形発生回路Ｂが構成さ
れている。
【００３２】ここで、フィルタ自動調整回路による調整
電流ＩＲを用いてｇm アンプＡＭＰ 3 としてのギルバー
トアンプを構成することにより、ＩＣ内の容量バラツキ
に比例した基準電流を生成できる理由について順を追っ
て説明する。
電流ＩＲを用いてｇm アンプＡＭＰ 3 としてのギルバー
トアンプを構成することにより、ＩＣ内の容量バラツキ
に比例した基準電流を生成できる理由について順を追っ
て説明する。
【００３３】図４は、各ｇm アンプＡＭＰ1 〜ＡＭＰ3
として用いられるギルバートアンプを示す回路図であ
る。図４において、Ｑ1 〜Ｑ6 はｎｐｎ形トランジス
タ、ｉ1 〜ｉ3 は電流源、Ｒ E1，ＲE2は抵抗素子をそれ
ぞれ示しており、これら各素子が以下のように接続され
ている。
として用いられるギルバートアンプを示す回路図であ
る。図４において、Ｑ1 〜Ｑ6 はｎｐｎ形トランジス
タ、ｉ1 〜ｉ3 は電流源、Ｒ E1，ＲE2は抵抗素子をそれ
ぞれ示しており、これら各素子が以下のように接続され
ている。
【００３４】すなわち、トランジスタＱ1 のベースは入
力端(+) に接続され、コレクタは電源電圧に接続され、
エミッタは抵抗素子ＲE1の一端に接続されている。トラ
ンジスタＱ2 のベースは入力端(-) に接続され、コレク
タは電源電圧に接続され、エミッタは抵抗素子ＲE2の一
端に接続されている。トランジスタＱ3 のベースは抵抗
素子ＲE1の他端およびトランジスタＱ5 のコレクタに接
続され、コレクタは電源電圧に接続され、エミッタはト
ランジスタＱ 4 のエミッタに接続され、これらエミッタ
同士の接続中点は電流源ｉ2 に接続されている。トラン
ジスタＱ4 のベースは抵抗素子ＲE2の他端およびトラン
ジスタＱ6 のコレクタに接続され、コレクタは電流源ｉ
1 に接続されている。トランジスタＱ5 はベースとコレ
クタとが接続され、そのエミッタはトランジスタＱ6 の
エミッタに接続され、これらエミッタ同士の接続中点は
電流源ｉ3 に接続されている。また、トランジスタＱ6
のベースとコレクタとが接続されている。
力端(+) に接続され、コレクタは電源電圧に接続され、
エミッタは抵抗素子ＲE1の一端に接続されている。トラ
ンジスタＱ2 のベースは入力端(-) に接続され、コレク
タは電源電圧に接続され、エミッタは抵抗素子ＲE2の一
端に接続されている。トランジスタＱ3 のベースは抵抗
素子ＲE1の他端およびトランジスタＱ5 のコレクタに接
続され、コレクタは電源電圧に接続され、エミッタはト
ランジスタＱ 4 のエミッタに接続され、これらエミッタ
同士の接続中点は電流源ｉ2 に接続されている。トラン
ジスタＱ4 のベースは抵抗素子ＲE2の他端およびトラン
ジスタＱ6 のコレクタに接続され、コレクタは電流源ｉ
1 に接続されている。トランジスタＱ5 はベースとコレ
クタとが接続され、そのエミッタはトランジスタＱ6 の
エミッタに接続され、これらエミッタ同士の接続中点は
電流源ｉ3 に接続されている。また、トランジスタＱ6
のベースとコレクタとが接続されている。
【００３５】ギルバートアンプは、トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 ，Ｑ5 ，Ｑ6 が入力段を、トランジスタＱ3 ，Ｑ4
が出力段を構成し、トランジスタＱ4 のコレクタと電流
源ｉ 1 との接続中点から出力電流ＩOUT を出力するよう
になっている。
Ｑ2 ，Ｑ5 ，Ｑ6 が入力段を、トランジスタＱ3 ，Ｑ4
が出力段を構成し、トランジスタＱ4 のコレクタと電流
源ｉ 1 との接続中点から出力電流ＩOUT を出力するよう
になっている。
【００３６】このギルバートアンプのｇm は、次式で示
すようになる。 ｇm ＝（ＩＲ）／〔２（ＲE ＋２ｒe ）・ＩIN〕 …(5) ここで、図３の２次バイカットフィルタＡ−１のキャパ
シタＣ1 およびＣ2 の容量を共にＣとすると、調整電流
ＩＲは次式で表される。 ＩＲ＝２（ＲE ＋２ｒe ）・ＩIN・Ｃ・ω0 …(6) したがって、ランプ波形発生回路Ｂのｇm アンプＡＭＰ
3 のｇm3は次式で表される。 ｇm3＝〔２（ＲE ＋２ｒe ）・ＩIN・Ｃ・ω0 〕 ／〔２（ＲE ＋２ｒe ）・ＩIN〕 ＝Ｃ・ω0 …(7) ｇm アンプＡＭＰ3 の入力に対し定電圧源Ｖ1 から電圧
Ｖを与えると、出力電流ＩOUT は次式のようになる。 ＩOUT ＝Ｃ・ω0 ・Ｖ …(8) ここで、ω0 はバラツキを調整されているので一定で、
電圧Ｖも一定である。したがって、出力電流ＩOUT は容
量値Ｃのバラツキに比例した電流となる。
すようになる。 ｇm ＝（ＩＲ）／〔２（ＲE ＋２ｒe ）・ＩIN〕 …(5) ここで、図３の２次バイカットフィルタＡ−１のキャパ
シタＣ1 およびＣ2 の容量を共にＣとすると、調整電流
ＩＲは次式で表される。 ＩＲ＝２（ＲE ＋２ｒe ）・ＩIN・Ｃ・ω0 …(6) したがって、ランプ波形発生回路Ｂのｇm アンプＡＭＰ
3 のｇm3は次式で表される。 ｇm3＝〔２（ＲE ＋２ｒe ）・ＩIN・Ｃ・ω0 〕 ／〔２（ＲE ＋２ｒe ）・ＩIN〕 ＝Ｃ・ω0 …(7) ｇm アンプＡＭＰ3 の入力に対し定電圧源Ｖ1 から電圧
Ｖを与えると、出力電流ＩOUT は次式のようになる。 ＩOUT ＝Ｃ・ω0 ・Ｖ …(8) ここで、ω0 はバラツキを調整されているので一定で、
電圧Ｖも一定である。したがって、出力電流ＩOUT は容
量値Ｃのバラツキに比例した電流となる。
【００３７】ランプ波形発生回路Ｂの出力電圧Ｖ
OUT は、キャパシタＣ3 の容量をＣ3aとする、次式で与
えられる。 ＶOUT ＝（ＩOUT ・τ）／Ｃ3a …(9) この(9) 式より時間τを求めると、次式で示すようにな
る。 τ＝（Ｃ3a・ＶOUT ）／ＩOUT …(10) 出力電流ＩOUT は、上記(8) 式により容量値Ｃに比例し
た電流であるので、時間τは、容量の絶対バラツキの影
響を受けない。
OUT は、キャパシタＣ3 の容量をＣ3aとする、次式で与
えられる。 ＶOUT ＝（ＩOUT ・τ）／Ｃ3a …(9) この(9) 式より時間τを求めると、次式で示すようにな
る。 τ＝（Ｃ3a・ＶOUT ）／ＩOUT …(10) 出力電流ＩOUT は、上記(8) 式により容量値Ｃに比例し
た電流であるので、時間τは、容量の絶対バラツキの影
響を受けない。
【００３８】以上説明したように、本基準電流発生回路
は、フィルタの自動調整回路の調整電流をギルバートア
ンプの電流源に用いることにより、容量の絶対バラツキ
に比例した電流を生成することができ、容量バラツキを
キャンセルできることはもとより、温特もキャンセルで
き、また、ＩＣ内部のみで構成することができることか
ら、ＩＣ端子の削減、外付け部品の削減を図れ、少ない
素子数で精度の良い回路を実現できる。また、この基準
電流発生回路を用いることにより絶対バラツキの少ない
任意の時間τを得ることができる。
は、フィルタの自動調整回路の調整電流をギルバートア
ンプの電流源に用いることにより、容量の絶対バラツキ
に比例した電流を生成することができ、容量バラツキを
キャンセルできることはもとより、温特もキャンセルで
き、また、ＩＣ内部のみで構成することができることか
ら、ＩＣ端子の削減、外付け部品の削減を図れ、少ない
素子数で精度の良い回路を実現できる。また、この基準
電流発生回路を用いることにより絶対バラツキの少ない
任意の時間τを得ることができる。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のフィルタ
自動調整回路によれば、フィルタのｆ 0 を精度良く調整
でき、また、ｆ0 に対する各種バラツキ要因に対してほ
ぼ完全に安定したｆscトラップを実現できる。
自動調整回路によれば、フィルタのｆ 0 を精度良く調整
でき、また、ｆ0 に対する各種バラツキ要因に対してほ
ぼ完全に安定したｆscトラップを実現できる。
【００４０】また、本発明の基準電流発生回路によれ
ば、容量の絶対バラツキに比例した電流を生成すること
ができ、容量バラツキをキャンセルできることはもとよ
り、温特もキャンセルでき、また、ＩＣ内部のみで構成
することができることから、ＩＣ端子の削減、外付け部
品の削減を図れ、少ない素子数で精度の良い回路を実現
できる。
ば、容量の絶対バラツキに比例した電流を生成すること
ができ、容量バラツキをキャンセルできることはもとよ
り、温特もキャンセルでき、また、ＩＣ内部のみで構成
することができることから、ＩＣ端子の削減、外付け部
品の削減を図れ、少ない素子数で精度の良い回路を実現
できる。
【図１】本発明に係るビデオ信号処理回路におけるフィ
ルタ自動調整回路の一実施例を示す構成図である。
ルタ自動調整回路の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明に係る２次バイカットフィルタを示す構
成図である。
成図である。
【図３】本発明に係るビデオ信号処理回路における基準
電流発生回路を用いたランプ波形発生回路の基本構成を
示すブロック図である。
電流発生回路を用いたランプ波形発生回路の基本構成を
示すブロック図である。
【図４】本発明に係るギルバートアンプを示す回路図で
ある。
ある。
【図５】従来のフィルタ自動調整回路の構成図である。
【図６】ｆSCトラップの位相特性を示す図である。
１…９０°移相器 ２ａ…ＢＰＦからなるリファレンスフィルタ ３…乗算器 ４…ＬＰＦ ５…Ｖ／Ｉ変換器 ６ａ…被調整フィルタ ６１…ＢＰＦ ６２…演算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−61508（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/04
Claims (2)
- 【請求項１】 基準信号が入力されるリファレンスフィ
ルタと、 上記基準信号とリファレンスフィルタの出力信号との位
相比較を行う位相比較器とを備え、 上記位相比較器の出力信号を上記リファレンスフィルタ
に帰還させてリファレンスフィルタの基準周波数を所定
の周波数に保持するとともに、帰還信号を被調整フィル
タに入力させて当該被調整フィルタの基準周波数を所定
の周波数に保持させるフィルタ自動調整回路であって、上記リファレンスフィルタは第１のバンドパスフィルタ
により構成され、 上記被調整フィルタは、上記帰還信号が入力される第２
のバンドパスフィルタと、この第２のバンドパスフィル
タへの入力信号から当該第２のバンドパスフィルタの出
力信号を減算する演算回路とから構成されている フィル
タ自動調整回路。 - 【請求項２】 基準信号が入力されるリファレンスフィ
ルタと、上記基準信号とリファレンスフィルタの出力信
号との位相比較を行い、その位相検波出力電流を上記リ
ファレンスフィルタに帰還させてリファレンスフィルタ
の基準周波数を所定の周波数に保持する回路とを有し、
上記帰還電流を出力とする電流源と、 エミッタ同士が接続されコレクタを出力とする一対の出
力トランジスタと、これら一対の出力トランジスタのベ
ースと所定電源との間にベース・エミッタ接合が接続さ
れた一対の入力トランジスタとを備え、上記一対の出力
トランジスタのエミッタ同士の接続中点が上記電流源の
出力に接続されてなるギルバートアンプとから構成され
ていることを特徴とする基準電流発生回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03903093A JP3232743B2 (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | フィルタ自動調整回路および基準電流発生回路 |
| KR1019940003396A KR100312623B1 (ko) | 1993-02-26 | 1994-02-25 | 액티브필터회로장치 |
| US08/807,000 US5745001A (en) | 1993-02-26 | 1997-02-26 | Active filter circuit apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03903093A JP3232743B2 (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | フィルタ自動調整回路および基準電流発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06252695A JPH06252695A (ja) | 1994-09-09 |
| JP3232743B2 true JP3232743B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=12541718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03903093A Expired - Fee Related JP3232743B2 (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | フィルタ自動調整回路および基準電流発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3232743B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3001429B2 (ja) * | 1996-09-12 | 2000-01-24 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | フィルタ回路 |
| EP1723721A1 (en) * | 2004-01-20 | 2006-11-22 | Xceive Corporation | Integrated tunable filter for broadband tuner |
-
1993
- 1993-02-26 JP JP03903093A patent/JP3232743B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06252695A (ja) | 1994-09-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |