JPH01252010A - 周波数変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ この発明は、周波数変１Ｍ　（ＦＭ）出力の中心周波数
の変化に無関係に不要高調波成分の除去を可能にした周
波数変調回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、マルチバイブレータ方式の周波数変調回路が知ら
れているが、この周波数変調回路のＦＭ比出力は、通常
、矩形波出力であるため、多くの奇数次の高調波成分が
含まれており、このような周波数変調回路を、たとえば
、ＶＴＲのＦＭオーディオ系に用いると、ＦＭ比出力含
まれている高次高調波がビデオ系に侵入し、忠実度を低
下させる原因になる。たとえば、第６図に示すように、
周波数変調器（ＭＯＤ）２の出力部側に低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）４を設置することが行われ、ＬＰＦ４には
π型フィルタが用いられる。このようなπ型フィルタで
構成すると、ＩＣに内蔵することが困難であり、ＩＣ化
を前提としてＬＰＦ４には、たとえば、第７図に示す二
次アクティブＬＰＦが用いられる。

この二次アクティブＬＰＦは、演算増幅器６の前段に抵
抗８、ｌＯ、キャパシタ１２を設置するとともに、演算
増幅器６の入力側と出力側との間にキャパシタ１４を設
置し、ＩＣに内蔵可能な回路として構成される。Ｒは抵
抗値、Ｃｌ２ｃは容量値を表す。

そして、ＭＯＤ２では、第８図のＡに示すように、基準
中心周波数「。を中心にした本来のＦＭ出力■１，４が
得られるとともに、−次および二次の高調波周波数ｆ、
、ｆ２を中心にした高調波成分のＦＭ比出力得られる。

また、ＬＰＦ４では、第８図のＢに示すように、中心周
波数ｆ０に対応したカットオフ周波数ｆｃを持つフィル
タ特性が設定されているので、第８図のＣに実線で示す
ように、−次および二次の高調波周波数ｆ＋、ｆｚの各
成分は、減衰利得Ｇ２、Ｇ２により、中心周波数ｆ。の
成分に比較して不都合を生じない程度の低レベルに抑え
られる。

ＶＦＭ。は、高調波成分を除去した最終的なＦＭ比出力
表す。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、ＬＰＦ４のカットオフ周波数ｆｃは、素子特
性のばらつきを考慮して中心周波数ｆ。から十分に離れ
た周波数に設定することが行われている。このため、高
調波成分に対し、十分な減衰比が取り難く、しかも、カ
ットオフ周波数ｆｃが素子特性のばらつきによって変化
すると、高調波成分に対する減衰比率が変り、高調波成
分を十分に減衰させることができない。

また、カットオフ周波数ｆ、を固定値とした場合には、
ＰＡＬ方式、ＳＥＣＡＭ方弐など、中心周波数ｆ。が異
なる方式、或いは、左右チャネルで異なる中心周波数ｆ
。のステレオ周波数変調では、中心周波数ｆ。に対する
カットオフ周波数ｆ、の最適化が崩れ、高調波成分の除
去が中心周波数ｒ。によって不十分になるおそれがあっ
た。

たとえば、第５図のＣに示すｆＯ′、ｆｏ＃に変更する
と、これに伴って高調波周波数ｆ＋、ｆｚもｆｌ　′、
ｆｌ　′、ｆ２′、ｆ２′となるので、中心周波数ｆ。

とカットオフ周波数ｆｃとの関係が崩れ、減衰利得Ｇ１
、Ｇ２もＧＩ’、ＧＩ　″、Ｇ２　’　、０２″のよう
に変化し、減衰利得Ｇ、′では、高調波周波数ｆ、の成
分を十分に除去できないことになる。

そこで、この発明は、中心周波数ｆ。およびカットオフ
周波数ｆｃに一定の相関関係を持たせ、任意の中心周波
数ｆ。に対応して最適なカットオフ周波数ｒｅを設定す
るとともに、中心周波数ｆ、のずれに無関係に不要高調
波成分の除去を可能にした周波数変調回路の実現を目的
とするものである。

〔課題を解決するための手段］ この発明の周波数変調回路は、第１図に示すように、基
準電流（定電流Ｉ０）に信号電流ｉを重畳させた変調入
力電流Ｉ。１（＝１゜＋ｉ）を得る入力制御部１５と、
変調入力電流■。１中の基準電流によって定まる中心周
波数ｆ。とともに、信号電流ｉの振幅変化に応じた周波
数変化を持つ周波数変調出力ＶＦＭを得る変調器（ＭＯ
Ｄ２０）と、変調入力電流■。、でカットオフ周波数ｆ
ｃが制御され、周波数変調出力ＶＦＭから不要な周波数
成分を除去するフィルタ（ＬＰＦ４０．）とを備えたも
のである。

〔作　　　用］ 人力制御部１５は、基ｆ＄電流（定電流Ｉ。）に、入力
信号■ｉを電流変換して得られた信号電流ｉを重畳させ
、基準電流（定電流Ｉ。）と信号電流ｉとからなる変調
入力電流Ｉ。１を発生する。

変調器（ＭＯＤ２０）は、得られた変調入力電流Ｉｏｉ
Ｏ中の基準電流（定電流Ｉ０）に対応した中心周波数ｆ
０と、信号電流ｉの振幅変化に応じた周波数変化とから
なる周波数変調出力■、を発生し、フィルタ（ＬＰＦ４
Ｑ）は、変調入力電流■。ｉでカットオフ周波数ｆｃが
制御され、変調入力電流Ｉ。五によって設定されるカッ
トオフ周波数ｆ、により、周波数変調出力■、から不要
な周波数成分を除去する。

したがって、変調器（ＭＯＤ２０）の中心周波数ｆｏと
フィルタ（ＬＰＦ４０）のカットオフ周波数ｆ、とは変
調入力電流１　ｏｉを媒介として一定の相関関係を持ち
、中心周波数ｆ。の変化に対応したカットオフ周波数ｒ
ｃが最適化され、中心周波数ｆ。の変動に無関係に不要
高調波成分の除去が行われる。

〔実　施　例〕

第１図は、この発明の周波数変調回路の実施例を示す。

入力制御部１５は、基準入力端子１５１および信号入力
端子１５２を備え、基準入力端子１５１には基準電流と
しての定電流■。、信号入力端子１５２には信号源１６
から音声信号などの入力信号■８が加えられる。定電流
Ｉ０は抵抗１５３を通して流れ、人力信号■１はキャパ
シタ１５４および抵抗１５５を通して信号電流ｉに変換
され、定電流Ｉ。に信号電流ｉが、演算増幅器１５６お
よびトランジスタ１５７で構成された全帰還増幅器を通
して重畳され、変調入力電流■。＋（＝Ｉ。

十ｉ）が得られる。この場合、演算増幅器１５６および
トランジスタ１５７は、定電流Ｉ０と信号電流ｉとを加
算して変調入力電流■。、を得るための換算手段を構成
している。

このようにして得られた変調入力電流■。、は、周波数
変調器（ＭＯＤ）２０および低域通過フィルタ（ＬＰＦ
）４０に対し、ベース・コレクタを共通化したトランジ
スタ１５８と電流ミラー回路を成すトランジスタ２１．
４１を通して流れ、ＭＯＤ２０には変調入力、ＬＰＦ４
０にはカットオフ周波数ｆ、の制御人力となっている。

ＭＯＤ２０は、制御入力としてたとえば、電流によって
制御される制御発振器を以て構成されており、変調入力
電流Ｉ。１が加えられると、定電流１ｏに対応した中心
周波数ｆ。とともに、信号電流ｉに対応した周波数変移
を持つＦＭ出力■□が得られる。このＭＯＤ２０に付加
されたキャパシタ２２には、中心周波数ｆ０を得るため
に必要な容量が設定されている。

そして、ＬＰＦ４０は、アクティブ低域通過フィルタな
どで構成されて、ＭＯＤ２０のＦＭ出力■、中に含まれ
る高調波周波数ｆ、、ｆ２の成分を除去するために制御
可能なカットオフ特性が設定され、制御入力として変調
入力電流■。、に応じてカットオフ周波数ｆｃが設定さ
れる。

この周波数変調回路において、変調入力電流■。直中の
定電流■。がＩ０′または１ＯＮに変化すルト、ＭＯＤ
２０（７）ＦＭ出力ＶＦＭが変化し、たとえば、第２図
のＡに示すように、中心周波数ｆ、がｆ。′またはｆ０
″に、また、一定の比例関係を以て高調波周波数ｆｔが
ｆＩ′またはｆｌ”、高調波周波数ｆ２が［、ｌまたは
ｆ２′に変化する。

また、ＬＰＦ４０には変調入力電流■。ｉが特性制御入
力として加えられているので、変調入力電流Ｉ。ｉがＩ
０１′またはＩ０１′に変化すると、その変化に応じた
カットオフ特性が得られ、第２図のＢに示すように、カ
ットオフ周波数ｆｃがｆｃ′または「、＃に変化する。

このため、ＬＰＦ４０には、中心周波数ｆ。の変動に対
応したカットオフ周波数ｆ、が設定されることになり、
高調波周波数ｒ、、ｒ２に対応して一定の減衰利得Ｇ３
、Ｇ２が設定される。したがって、第２図のＣに示すよ
うに、カットオフ周波数ｆ、による高調波周波数ｆ＋、
ｆｚの減衰利得Ｇ＋、Ｇｚと同様に、変動した高調波周
波数ｆｌ’、ｆｌ＃、ｆ２′、１２Ｎに減衰利得Ｇ、’
、Ｇ、″、Ｇ２′、０２″が設定され、高調波周波数ｆ
、、ｆ２、ｆｌ’、ｆｌ　′、ｆｚ　’　、ｆｚ　’　
）成分カ同−Ｌ／ベルで確実に除去されたＦＭ出力■、
。が出力端子５０から取り出されるのである。

次に、第３図は、この発明の周波数変調回路の具体的な
回路構成例を示す。

入力制御部１５が発生した変調入力電流１　ｏｆは、ト
ランジスタ１５８を通じてＭＯＤ２０に加えられ、トラ
ンジスタ１５８と電流ミラー回路を構成するトランジス
タ２１１を通してトランジスタ２０１．２０２のエミッ
タ側から引かれる。トランジスタ２０１．２０３とトラ
ンジスタ２０２．２０４のベース間は共通に接続されて
いるので、トランジスタ２０１，２０２には、トランジ
スタ２１１に引き込まれるエミッタ電流に応じたペース
電流が流れる。トランジスタ２０３．２０４、抵抗２０
５．２０６および定電流源２０７は差動増幅器を構成し
、トランジスタ２０１．２０３またはトランジスタ２０
２．２０４に付加されたトランジスタ２０８．２０９は
帰還回路を構成しており、トランジスタ２０８．２０９
のエミッタ間に中心周波数ｆ。を設定するキャパシタ２
２が設置されている。

また、抵抗２１３．２１４は分圧回路を成し、抵抗２１
３側で基準電圧Δ■が形成される。この基準電圧Δ■は
電圧補正回路を成すトランジスタ２１５のベースに加え
られ、トランジスタ２１５のエミッタ側から、トランジ
スタ１５８と電流ミラー回路を成すトランジスタ２１２
によって変調入力電流■。１が引かれる。このため、ト
ランジスタ２１５のエミッタ側には、変調入力電流１　
ａｉによって補正された基準電圧へＶが得られる。この
基準電圧Δ■とともに、キャパシタ２２の両端子側出力
は、比較器２１６．２１７に加えられて比較される。そ
の比較出力は、ＳＲ−フリップフロップ回路（ＳＲ−Ｆ
Ｆ）２１８のセット人力Ｓ、リセット人力Ｒに加えられ
、そのセット人力Ｓ１リセット人力Ｒによって得られた
非反転出力Ｑ、反転出力頁が得られる。非反転出力Ｑお
よび反転出力可は、トランジスタ２０３．２０４のベー
ス側に帰還されるとともに、出力バッファ増幅器のトラ
ンジスタ２１９．２２０のベースに加えられる。トラン
ジスタ２１９．２２０には、定電流源２２１によって動
作電流が流れ、トランジスタ２１９．２２０のコレクタ
側に設置されたダイオード２２２および抵抗２２３を通
して第４図に示すＦＭ出力■、が得られる。

ここで、キャパシタ２２の容量をＣ８とすると、定電流
Ｉ。、基準電圧ΔＶによって、中心周波数ｆ０は、 となり、基準電流としての定電流！。と正比例関係を持
っている。ただし、ＴはＦＭ出力■、の周期、Δ■は振
幅電圧、２Δ■はピーク値開電圧である。

次に、ＬＰＦ４０は、二つの可変抵抗回路４２．４４お
よびキャパシタ４６．４８を以て構成され、ＦＭ出力Ｖ
工は、前段の可変抵抗回路４２におけるトランジスタ４
２１のベースに加えられる。トランジスタ４２１には、
エミッタ側に設置された定電流＃４２２によって定電流
が引かれているので、ＦＭ出力Ｖ２，４に応じた電流が
エミッタから取り出される。トランジスタ４２３．４２
４、抵抗４２５．４２６および定電流源４２７は差動増
幅器を構成し、負荷として電流ミラー回路を成すトラン
ジスタ４２８．４２９、ダイオード４３０および抵抗４
３１が設置されている。トランジスタ４２４のベース側
には、帰還入力のため、トランジスタ４２１および定電
流ａ４２２に対応してトランジスタ４３２および定電流
源４３３が設置されている。トランジスタ４２３．４２
４のコレクタ出力は、次段に設置されたトランジスタ４
３４．４３５のベースに加えられている。トランジスタ
４３４．４３５のコレクタ側には負荷として電流ミラー
回路を成すトランジスタ４３６．４３７が設置されて、
差動増幅器が構成されている。各トランジスタ４３４．
４３５のエミッタには、トランジスタ１５Ｂと電流ミラ
ー回路を成すトランジスタ４１１が設置され、その動作
電流が変調入力電流１　ａｉで設定されている。

前段側の可変抵抗回路４２の出力は、トランジスタ４３
５のコレクタ側から取り出され、トランジスタ４３２の
ベースに帰還されているとともに、後段側の可変抵抗回
路４４におけるトランジスタ４４１のベースに加えられ
る。トランジスタ４４１には、エミッタ側に設置された
定電流源４４２によって定電流が引かれているので、前
段側の可変抵抗出力に応じた電流がエミッタ側から取り
出される。トランジスタ４４３．４４４、抵抗４４５．
４４６および定電流源４４７は差動増幅器を構成し、負
荷として電流ミラー回路を成すトランジスタ４４８．４
４９、ダイオード４５０および抵抗４５１が設置されて
いる。トランジスタ４４４のベース側には、帰還入力の
ため、トランジスタ４４１および定電流源４４２に対応
してトランジスタ４５２および定電流源４５３が設置さ
れている。トランジスタ４４３．４４４のコレクタ出力
は、次段に設置されたトランジスタ４５４．４５５のベ
ースに加えられている。トランジスタ４５４．４５５の
コレクタ側には負荷として電流ミラー回路を成すトラン
ジスタ４５６．４５７が設置されて、差動増幅器が構成
されている。各トランジスタ４５４．４５５のエミッタ
側には、トランジスタ１５８と電流ミラー回路を成すト
ランジスタ４１２が設置され、その動作電流が変調入力
電流■。ｉで設定されている。

そして、後段側の可変抵抗回路４４の出力がトランジス
タ４５５のコレクタ側から取り出され、トランジスタ４
５２のベースに帰還されているとともに、トランジスタ
４６１．４６２のベースに加えられている。トランジス
タ４６１．４６２および定電流源４６３．４６４は出力
バッファ回路として設置され、トランジスタ４６１のエ
ミッタおよびトランジスタ４４１のベース間にはキャパ
シタ４６、トランジスタ４６１のベース・接地間にはキ
ャパシタ４日が接続されている。各トランジスタ４６１
．４６２は、エミッタ側に設置された定電流源４６３．
４６４によって動作電流が流れる。なお、抵抗１５９．
２２４．２２５．４５８．４５９は、電流ミラー回路を
構成する各トランジスタ１５８．２１１．２１２．４１
１．４１２について特性を補償するために挿入されたも
のである。

このようにＬＰＦ４０では、二つの可変抵抗回路４２．
４４およびキャパシタ４６．４日を以て構成されており
、可変抵抗回路４２．４４がトランジスタ４１１．４１
２を通して引き込まれる変調入力電流１　ｏｔによって
制御されるので、固定素子で構成されたキャパシタ４６
．４８に対して変調入力電流１　ｏｉに応じた抵抗値が
等価的に得られる。

第５図は、このＬＰＦ４０の等価回路を示す。

この等価回路は、バッファ回路４０１．４０２．４０３
、抵抗４０４．４０５およびキャパシタ４６．４８から
成り、端子４３の入力電圧を■１、バッファ回路４０２
の入力電圧をＶ２、バッファ回路４０３を通して端子５
０から得られる出力電圧を■。、各抵抗４０４．４０５
の抵抗値をＲ、キャパシタ４６．４８の容量をＣ＋、Ｃ
ｚ　とすると、 ＣＩ が成立し、式（２）から、 Ｖ、−Ｖ２＝ｓｃｚ　Ｒ（Ｌ　−ｖｏ　）・・・（４） となり、式（４）からｖｌは、 Ｖ、＝　（１＋ＳＣ！　Ｒ）ｖ２−ＳＣ２ＲＶ。

・・・（５） となる。また、式（３）から、 ■２−■。＝ＳＣ４ＲＶｏ　　　　・・・（６）となり
、式（６）から■２は、 ｖ２＝　（１＋ＳＣＩ　　Ｒ）Ｖ。　　　・・・（７）
となる。

ゆえに、式（５）および（７）から■１は、Ｖ、＝　（
１＋ＳＣ，Ｒ）（１＋ＳＣ，Ｒ）Ｖ。

−３Ｃ２ＲＶ。

＝　　（１＋ＳＣＩ　　Ｒ＋Ｓ２　　Ｃ１ｃｚ　　Ｒ２
）ｖ。

・　・　・（８） となり、式（８）から、 ■。　　　　　　　　■ Ｖ＋　　　　１＋ＳＣ＋　　Ｒ＋Ｓ”　Ｃ＋　　Ｃｚ　
Ｒ”ωＯ ・・・（９） となり、式（９）からカットオフ角周波数ω。および係
数Ｑは、 ω。＝□　　　　・・・０ω となるバターワースフィルタとなり、Ｃ２＝２Ｃ，二〇
とすると、弐〇〇）からカットオフ周波数ｒ、および係
数Ｑは、 （以下この頁余白） ｌｌ ・　・　・０２） となる。

ところで、各抵抗４２５．４２６の加算抵抗値および抵
抗４４５．４４６の加算抵抗値をＲ２、定電流Ｒ４２７
，４４７による定電流をＩＩとすると、抵抗値Ｒは、 となり、これを式０２）に代入すると、カットオフ周波
数ｆ、は、 となり、中心周波数ｆ０と同様に、カットオフ周波数ｆ
ｅも定電流Ｉ０と正比例関係になることが判る。

このようにＭＯＤ２０の中心周波数ｆ。に対しＬＰＦ４
０のカットオフ周波数ｆｃが定電流Ｉ。

を媒介として一定の関係を持ち、第２図に示したように
、定電流■。が変化した場合、中心周波数ｆｏおよびカ
ットオフ周波数ｆ、を相対的に変化させ、中心周波数ｆ
。の変化に無関係に高調波成分が一定のレベルで高精度
に取り除かれたＦＭ出力Ｖ　ＦＭＯを出力端子５０から
取り出すことができる。

なお、ＬＰＦ４０は、二次アクティブ低域通過フィルタ
を用いた場合について説明したが、取り除く高調波成分
に応じたフィルタを以て構成することができる。

また、実施例ではフィルタとしてＬＰＦ４０を用いた場
合について説明したが、この発明は、必要によって帯域
フィルタや高域フィルタを用いる場合についても適用で
きる。

〔発明の効果］ 以上説明したように、この発明によれば、変調器の中心
周波数および低域通過フィルタのカットオフ周波数に一
定の相関関係ができるので、任意の中心周波数に対応し
た最適なカットオフ周波数が得られるとともに、中心周
波数に対し、最適なカットオフ周波数を設定して、十分
な減衰比率が設定でき、素子特性のばらつきなどによっ
て中心周波数が変動して確実に同一レベルで高調波成分
を除去でき、しかも、中心周波数とカットオフ周波数と
の関係を利用して周波数調整を行うこともでき、たとえ
ば、ステレオ周波数変調、ＰＡＬ方式、ＳＥＣＡＭ方弐
など、中心周波数が異なる方式に対応した周波数出力の
取出しも行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の周波数変調回路の実施例を示すブロ
ック図、第２図は第１図に示した周波数変調回路の動作
特性を示す図、第３図は第１図に示した周波数変調回路
の具体的な回路構成例を示す回路図、第４図は第３図に
示した周波数変調回路における変調器のＦＭ出力を示す
図、第５図は第３図に示した周波数変調回路における低
域通過フィルタの等価回路を示す回路図、第６図は従来
の周波数変調回路を示すブロック図、第７図は従来の周
波数変調回路に用いられるアクティブ低域フィルタを示
す回路図、第８図は第６図に示した周波数変調回路の動
作特性を示す図である。 １５・・・入力制御部 ２０・・・周波数変調器（変調器） ４０・・・低域通過フィルタ（フィルタ）■、・・・入
力信号 １、□・・・変調入力電流（Ｉｏ＋ｉ）■８、ＶＦＭ。 ・・・周波数変調出力 特許出願人　口　−ム株弐会社、１．・−１第４図 第７図 □ｆ ｃ ｆ −ｆ 第　８　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 基準電流に信号電流を重畳させた変調入力電流を得る入
   力制御部と、 前記変調入力電流の前記基準電流によって定まる中心周
   波数とともに前記信号電流の振幅変化に応じた周波数変
   化を持つ周波数変調出力を得る変調器と、 前記変調入力電流でカットオフ周波数が制御され、前記
   周波数変調出力から不要な周波数成分を除去するフィル
   タとを備えた周波数変調回路。