JPH0160991B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、色副搬送波を発生する第１発振器
と、ライン周波信号を発生する第２発振器とを具
え、前記第１発振器が標準規格によつて規定され
る周波数安定度を有し、他に前記第２発振器の制
御下にて複合同期信号を発生するパルス回路と、
搬送色信号を得るように前記色副搬送波を変調す
るための変調回路も具えており、NTSCまたは
PAL標準規格に基づくカラーテレビジヨン方式
に使用するのに好適なカラーテレビジヨン用符号
化回路に関するものである。

背景技術 カラーテレビジヨン標準方式によれば、ライン
周波数に対する色副搬送波周波数の比はNTSC方
式では227.5に、PAL方式では283.7516に規定さ
れている。従来の符号化回路では斯かる比率を得
るために２つの発振器の周波数を互いに個定さ
せ、また周波数の安定性を良くして如何なる情況
下でも上記比率がほぼ一定のままとなるようにし
ている。NTSC標準方式における最近の基準によ
れば、基準色副搬送波がすべての同期パルスの立
上り縁の50％の点にゼロ交差を有するように位相
関係を固定させる必要もある。なお、ここに云う
基準色副搬送波とは、色副搬送波バースト（色同
期信号）と同じ瞬時位相を有している連続信号の
ことを意味する。PAL標準方式の場合には斯様
な関係は目下審議中（E.B.U.Doc.11／22E.23Eお
よび25E）であり、この方式で重要なことは、１
つのフイールドの１つのラインにおけるライン同
期パルスの立上り縁の50％の点に外挿される色副
搬送波のE_u′成分の位相をゼロとする必要がある
ことである。

発明の開示 本発明の目的は周波数および位相関係の双方に
対する必要条件を簡単な手段で満足させ得る上述
したタイプの符号化回路を提供することにある。

本発明によれば、カラーテレビジヨン用符号化
回路において、前記第２発振器の周波数および位
相の双方を再調整するために、前記符号化回路が
僅か１つの制御ループを具、該制御ループが、前
記複合同期信号中に存在する同期パルスの立上り
縁が該パルスの振幅値の1/2に達する瞬時におけ
る前記色副搬送波のゼロ値に対する該色副搬送波
の位相差を作動中に検出する位相比較段を含み、
該位相比較段が前記搬送色信号を受信する第１入
力端子と、前記複合同期信号を受信する第２入力
端子と、ｎを整数としたとき、サンプリング操作
を2nライン周期毎に１度行なうサンプルホール
ド回路に出力を供給する出力端子とを有し、前記
サンプルホールド回路が前記第２発振器用の制御
信号を発生するように構成したことを特徴とす
る。

なお、符号化回路が第２発振器の位相を再調整
するための位相制御ループを具えており、2nラ
イン周期毎に１度位相比較を行なうようにしたも
のは米国特許第4278994号に開示されている。し
かし、この従来の符号化回路は第２発振器の周波
数を再調整するための第２の制御ループも具えて
おり両制御ループにて得られる制御電圧を互いに
加算するようにしている。これに対し本発明は僅
か１つの制御ループによつて周波数と位相の２つ
の所望な関係を満足させることができ、従つて回
路も簡単になると云う認識に基いて成したもので
ある。さらに本発明は、位相比較は両発振器の信
号間でなく、搬送色信号と同期信号との間にて行
なう必要があると云う認識に基いて成したもので
ある。搬送色信号および同期信号は発振器から実
際上取出されるも、これらの信号は重畳段にて遅
延される。この遅延量は一般に可変であり、しか
も温度変動によつて一層変化する。本発明によれ
ば、カラーテレビジヨン信号が既に符号化されて
いる所で、しかもこの符号化信号が加えられる複
合同期信号によつて位相関係を確立させるため、
上述した遅延は自動的に補償される。本発明の好
適な実施に当つては、帰線消去回路を変調回路に
接続して、標準規格によつて規定される時間周期
中に発生するカラーバーストと一緒に搬送色信号
を得るようにし、位相比較段の第１入力端子を前
記変調回路から帰線消去回路への接続線に接続す
るようにする。

所要の精度を得るために、位相比較段は十分注
意して構成する必要がある。この目的のため、本
発明の好適な実施に当つては位相比較段の出力信
号が２つの値だけ、即ち同期パルスの立上り縁が
該パルスの振幅値の1/2に達する瞬時における色
副搬送波の正の位相での第１値と、前記瞬時にお
ける色副搬送波の負の位相での第２値との２つの
値だけを取り得るようにする。

PAL標準規格に基ずくカラーテレビジヨン方
式に使用するのに好適な本発明による符号化回路
によれば、ｎを偶数とし、かつサンプル−ホール
ド回路の出力端子を第２位相比較段の第１入力端
子に接続し、該第２位相比較段の第２入力端子に
は映像周波信号を供給して、該第２位相比較段の
出力端子から制御信号を供給するようにする。さ
らに本発明の他の好適例によれば、制御信号が予
定値以上となる際に第２位相比較段を不作動とす
る手段を設ける。

発明を実施するための最良の形態 以下本発明を図面につき説明する。

第１図はNTSC標準規格によるカラーテレビジ
ヨン信号に対する本発明による符号化回路の一部
を示したものであり、１は副搬送波発振器を示
す。この発振器によつて発生される正弦波信号の
周波数はNTSC標準規格によつて規定され、その
値はf_SC−3.579545MHzであり、この信号を変調回
路２に供給する。変調回路２には既知の方法で発
生させるＩおよびＱ信号を供給する。変調回路２
により既知の方法で得られる搬送色信号を位相比
較段４の第１入力端子３に供給する。この比較段
４の第１入力端子５にはパルス整形器６から得ら
れる複合同期信号を供給する。この目的のため、
パルス整形器６にはライン（水平）周波発振器７
により発生され、周波数がf_H＝15.734265KHzの正
弦波信号であるライン周波信号と、フイールド信
号源８によつて発生され、周波数がf_V＝２／525f_Hに 相当するフイールド周波信号を供給する。端子５
に現われる信号は特にライン同期パルスを含んで
おり、これらパルスの縁部は規定の勾配を有して
おり、しかもこれらパルスは規定の時間間隔で順
次現われる。発振器１および７は、例えば水晶発
振器のような極めて安定なものとする。なお、発
振器１は温度変化によつて生ずる変動をも補償す
る安定な発振器とする。従つて、この発振器１の
周波数安定度は１〜10⁶のオーダとするのに対し、
発振器７の周波数安定度は１〜10⁵のオーダとす
る。

変調回路２はライン帰線消去期間中には色副搬
送波が現われるように構成する。変調回路２から
の信号を帰線消去回路９に供給し、この回路９に
はパルス整形器６からのライン帰線消去信号も供
給する。回路９によつて得られる信号はNTSC標
準規格に基づく搬送色信号であるため、色副搬送
波はライン帰線消去期間中における規定のバース
ト期間中に得られるだけである。なお変調回路２
および帰線消去回路９の構成については本出願人
の出願に係る特開昭57−90027号（特開昭57−
202191号公報）に詳述されており、これを参照す
ることができる。

回路９によつて得られる搬送色信号を重畳段１
４に供給する。この重畳段１４には輝度信号Ｙお
よびパルス整形器６からの複合同期信号も供給す
る。重畳段１４の出力信号は複合映像信号であ
り、この信号を符号化回路の出力端子１５から取
り出すことができる。

位相比較段４はこれに供給される２つの入力信
号間の位相を比較する。NTSC標準規格によれ
ば、位相比較段４の入力端子３に供給する色副搬
送波信号はライン同期パルスの立上り縁の50％の
点にてゼロ交差を有するようにする必要がある。
位相がその点からずれている場合、即ちライン同
期パルスがその振幅値の1/2に達する瞬時に色副
搬送波のゼロ交差が発生しない場合には、そのず
れを表わす電圧が位相比較段４の出力端子１０に
現われるようにする。この電圧をサンプル−ホー
ルド回路１１に供給する。この回路１１は分周回
路１２によつて発生されるスイツチング信号によ
つて作動させる。分周回路１２にはパルス整形器
６からライン周波信号を供給し、この信号の周波
数を1/2に分周する。サンプル−ホールド回路１
１の出力端子に現われる制御電圧は低減通過フイ
ルタ１３によつて平滑化し、この平滑化電圧を発
振器７に供給してこの発振器を再調整する。上述
した制御ループをこのように用いると、位相比較
段４にて求めた位相偏移によつて発振器７は再調
整される。これに応答して、発振器７が発生する
信号の周波数が変化し、この結果端子５に供給さ
れる同期パルスがシフトされ、即ちライン同期パ
ルスの立上り縁の50％の点が、端子３に供給され
る色副搬送波のゼロ交差と一致するようになる。

標準規格では周波数f_SCとf_Hとの比を227.5に等
しくするように規定している。この数は455／２
に相当し、これは奇数を２で割つた数であり、こ
のために所定瞬時における副搬送波と、つぎのラ
イン周期での対応する瞬時における同じ搬送波と
の間の位相差は既知の如く180゜となる。このこと
からして回路１１によるサンプリングはライン周
波数の1/2所、即ち２ライン期間毎に１度行なう
ようにする。制御ループは定められた安定な制御
点を有しており、これは制御ループ平衡が乱れた
ら、この制御ループがそれ自体を再調整する制御
特性上の点である。この点では副搬送波がゼロ値
を所定方向に通過する。そこで、制御ループの作
動により、副搬送波のゼロ交差が第２ライ毎にラ
イン同期パルスの立上り縁の50％の点と一致する
ようにする場合には、周波数f_SCとf_Hとの比を２で
割れる整数とすることができる。発振器１およ７
の前述した周波数安定性の点からして、斯かる数
値は454または456のような455以外の数とするこ
とができず。また454よりも小さいか、或いは456
よりも大きな数とすると公差が１／455、即ち約
0.2％よりも大きくなり、これは発振器を作動さ
せる公差以上となる。そこで第１図に示す制御ル
ープの作用によつて位相および周波数の関係が正
確に満足されるようにして、２つの発振器間での
余分な周波数結合が無意味なものとなるようにす
る。なお、色副搬送波発振器の周波数を所定の密
の公差で規定すれば、ライン発振器の周波数は、
このライン発振器を色副搬送波発振器と同程度に
正確なものとしなくても色副搬送波発振器の周波
数と同じ公差に規定される。これは周波数偏移を
10Hz、即ち約2.10^-6の公差を許容する標準規格に
基いて副搬送波発振器を作動させる場合である。
斯かる必要条件は副搬送波周波数とライン周波数
との比に課せられる必要条件よりも多数倍も厳し
いものである。

作動中、例えば温度作用により発振器１と７と
の間の位相関係が損われ、即ちライン同期パルス
がその振幅値の1/2に達する瞬時に色副搬送波の
ゼロ値が発生しなくなつたり、また両発振器の周
波数がほぼ正しい値を維持し続けたりすることが
起り得る。この場合、前記制御ループの作用によ
り発振器７の周波数は変更される。従つて、この
発振器の周波数は位相偏移中規定値からずれるよ
うになる。色副搬送波周波数は極めて高い安定性
を呈するものとする必要があるので、前述したよ
うに発振器１は制御せずに、発振器７を制御する
ような制御を行なうのが好適である。

第１図の例では、回路２による変調後で、しか
も帰線消去回路９による抑制以前に発振器１と７
によつて発生される信号間の位相を比較する。こ
の位相比較は回路の別の個所、例えば発振器１と
パルス整形器６との間で行なえることは明らかで
ある。しかし、この場合には安定性、特に後続す
る段の温度安定性を十分高いものとして、これら
の後続段によつて導入される遅延量を温度変動の
ある場合でも一定としなければならないと云う欠
点がある。第１図の例ではカラーテレビジヨン信
号が既に符号化されている所で、しかも特に段１
４にて符号化信号に加えられる複合同期信号によ
つて位相関係を確立するので、上記遅延は自動的
に補償される。フイールド帰線消去期間中に斯か
る同期信号によつて導入される余分な情報は回路
１１によつて除去される。位相比較段４は絶えず
作動しているので、その信号は何等影響されな
い。回路１１によるサンプリングは第２ライン毎
に行わなければならないと云うのではなく、2n
番目のライン毎に既知の方法でサンプリングし得
ることは明らかであり、ここにｎは任意の数とす
るも、大き過ぎない整数値とする。この結果発振
器７にはさらに条件が課せられるが、この条件は
簡単に満足させることができる。

位相比較段４は第２図に示すように、２個の
npnトランジスタ２１よび２２を結合して成る差
動増幅器を具えている。トランジスタ２１のベー
スは0.5Vの直流電圧に調整されるべく端子３に
交流接続し、またトランジスタ２２のベースは端
子５に直接接続する。両トランジスタのエミツタ
は相互接続して電流源２３に接続する。トランジ
スタ２１のコレクタは抵抗２４を介して5V給電
に接続し、トランジスタ２２のコレクタは抵抗２
５を介して前記給電源に接続する。端子５におけ
るパルスは正に向うパルスとし、これらパルスの
縁部間の電圧は0Vから1Vの何れかとする。

端子３に現われる正弦波のゼロ交差が端子５に
現われるパルスの立上り縁の50％点と一致し、か
つ上記正弦波が負方向にゼロ値を通過する場合に
は、パルス立上り縁が上記50％点に達する瞬時に
トランジスタ２１と２２が同程度に導通し、斯か
る瞬時以前にはトランジスタ２１の方がトランジ
スタ２２よりも高度に導通し、上記瞬時以降はト
ランジスタ２２の方がトランジスタ２１よりも高
度に導通する。トランジスタ２１のコレクタに現
われる正に向うパルスをnpnトランジスタ２６の
ベースに供給すると共に、トランジスタ２２のコ
レクタに現われる負に向うパルスをnpnトランジ
スタ２７のベースに供給する。このための条件は
正弦波の振幅を1V以下とする必要があることで
ある。実際上端子３に現われる正弦波は、端子５
に現われるパルスがそのパルスの50％点に達する
瞬時よりも多少早いか、または多少遅れてゼロ値
に達する。従つて、トランジスタ２１および２２
のコレクタに現われるパルスの縁部は端子３およ
び５に現われる信号間の位相差に依存する瞬時に
発生する。

トランジスタ２６および２７のエミツタは相互
接続して、npnトランジスタ２８のコレクタに接
続する。このトランジスタ２８のエミツタは別の
npnトランジスタ２９のエミツタと電流源３０と
に接続する。トランジスタ２８のベースは正の直
流電圧に接続し、トランジスタ２９のベースは端
子５に接続する。トランジスタ２９のコレクタに
は２個のnpnトランジスタ３１と３２の両エミツ
タを接続する。トランジスタ２７のコレクタをト
ランジスタ３１のベースに接続すると共にトラン
ジスタ３２のコレクタも接続し、これらの共通接
続点Ａを抵抗３４を介して給電源に接続する。同
様に、トランジスタ２６のコレクタをトランジス
タ３２のベースとトランジスタ３１のコレクタと
に接続し、これらの共通接続点Ｂを抵抗３３を介
して給電源に接続する。

端子５にパルスが発生している期間中はトラン
ジスタ２８は導通せず、トランジスタ２９が導通
する。端子５にパルスの立上り縁が生ずる以前の
状態は上述した場合とは反対の状態にあり、立上
り縁の50％点の瞬時にて両トランジスタは同程度
に導通する。斯かる瞬時以前およびその瞬時にト
ランジスタ２６および２７はそれらのベースに供
給される信号を増幅する。トランジスタ３１と３
２はフリツプ−フロツプを成し、これは端子５に
パルスが発生している間作動状態にあり、しかも
50％点の瞬時に共通接続点ＡおよびＢにおける高
い方の電圧によつて定められる状態に持たらされ
る。この状態は上記瞬時以降ずつと維持される。
フリツプ−フロツプの状態変化は累積特性を呈す
るため、差動増幅器２１，２２によつて検出され
る位相偏移が極めて小さくても点Ａには正に向う
パルスが発生し、また点Ｂには負に向うパルスが
現われるようになる。点ＢかＡのどちらかに斯様
なパルスが発生しなくなるのに応じて点Ｂまたは
Ａには供給電圧が現われる。点ＡとＢとの電圧間
の差は２個のnpnトランジスタ３５および３６と
電流源３７とによつて形成される差動増幅器によ
つて増幅される。トランジスタ３６のコレクタは
npnトランジスタ３８のベースに接続し、このト
ランジスタ３８のエミツタは給電源に、コレクタ
はコレクタ抵抗３９および端子１０に接続する。
トランジスタ３８はスイツチとして作動しこのト
ランジスタのベースには負に向うパルスか、或い
はほぼ5Vに相当する電圧が現われる。最初のケ
ースではトランジスタ３８が導通するため、振幅
が約5Vに正に向うパルスが端子１０に得られる。
他の場合にはトランジスタ３８が導通しなくなる
ため、端子１０の電圧は0Vになる。

前述した所から明らかなように、位相比較段４
によつて発生される信号は、端子５に現われるパ
ルスの立上り縁がその振幅値の1/2を越える瞬時
に端子３に現わわれる正弦波の極性に応じて２つ
の値を取り得るだけである。トランジスタ２１と
２２によつて決定される電圧差は基値として用い
られる。従つて、作動中は約5Vの振幅値を有す
る一連のパルスが端子１０に現われる。このデイ
ジタル信号はアナログ位相検波器によつて発生さ
れる信号よりも遥かに確かなものであり、斯かる
アナログ位相検波器の信号値は入力信号間の位相
偏移の関数として絶えず変化するので、その値は
位相偏移がゼロとなる際に正規な値となるように
する必要がある。比較すべき信号の周波数が高
く、しかもその信号がパルス状でなく正弦波形で
あることからして、安定なアナログ位相検波器を
実現するのは極めて困難であり、例えば5゜の位相
偏移は約4nsに対応する。

第２図に示す例では分周回路１２をＤ−フリツ
プ−フロツプ形態のものとし、これにクロツク信
号としてライン周波数のパルスを供給し、このフ
リツプ−フロツプのＤ−入力端子は−入力端子
に接続する。クロツクパルスの立上り縁は端子５
に現われる対応するパルスの立上り縁の後ではあ
るが、このパルスの中央瞬時以前に発生するよう
にする。このようにすることにより、等価パルス
はスキツプされなくなる。サンプル−ホールド回
路１１は回路１２のライン周波数の1/2の信号が
クロツク信号として供給されるＤ−フリツプ−フ
ロツプ形態のものとする。このフリツプ−フロツ
プのＤ−入力端子を端子１０に接続する。フイル
タ１３に接続するＱ出力端子に現われる信号値は
回路１２のクロツク入力端子に現われる各第２パ
ルスの最初の半部の期間中に端子１０に現われる
信号値に相当す。この結果、端子１０に現われる
フイールド周波成分を有する同期信号成分は除去
される。

制御ループが末だ同期引込み状態にない場合に
は、端子３および５における信号間の位相偏移の
極性が多数のライン周期にわたつては変化しない
ためにフリツプ−フロツプ１１のＱ出力端子にお
ける信号も変化しなくなると云うことが起り得
る。このような場合、斯かる信号は正弦波信号で
あり、この繰返し速度は発振器７の周波数とその
発振器の所要周波数との差周波数に相当する。フ
イルタ１３によつて平滑化される制御電圧は低周
波電圧である。制御ループが同期引込み状態にな
つた後には位相偏移の極性が変化する割合いが高
くなり、上記繰返し速度はずつと高くなる。最終
的には位相偏移は低い正の値と低い負の値との間
にて絶えず変化するようになる。従つて、フリツ
プ−フロツプ１１のＱ出力端子の信号はクロツク
信号の１周期の間は論理０となり、つぎのクロツ
ク信号の周期中は論理１となるため、その出力信
号は方形波信号となり、その周波数はライン周波
数の1/4に相当し、しかもリプルが極めて小さい
直流電圧に平滑化される。従つて、発振器７の周
波数は殆ど変化しなくなる。

第３図はPAL標準方式に好適な本発明による
符号化回路の一部を示したものであり、この場合
にも単一の制御ループによつてライン発振器の位
相と周波数の双方を再調整する。なお、この第３
図において第１および２図に示したものと同一部
分を示すものには同一符号を付して示してある。
この場合には、f_SCとf_Hとの比を約283.75、即ち11
３５／４に等しくするので、回路１１によるサンプリ
ング作用は４ライン周期毎、つまり4n番目のラ
イン毎に１度行なう必要がある。このことからし
て、発振器の公差は１対1135、即ち約0.09％以下
とする必要がある。この要求はNTSC標準規格の
場合よりも厳しいが、これは例えば水晶発振器に
よつて達成することができる。

第３図の例では変調回路２に対する変調信号を
差信号Ｒ−ＹおよびＢ−Ｙとする。分周回路１２
の出力信号は回路２における信号系列を確めるた
めのPAL識別信号である。この信号の周波数を
JK−フリツプ−フロツプ５１によつて1/2に分周
する。発振器１と７との間の位相関係が正しい場
合には、PAL標準規格の25Hz−オフセツトによ
り、フリツプ−フロツプ１１のＱ−出力端子に現
われる信号の周波数を25Hzに等しくする。この出
力信号をコンデンサ５２を介して位相検波器５３
の第１入力端子に供給する。

Ｄ−フリツプ−フロツプ５４によつて映像周波
数、即ち25Hzの信号を発生させ、この信号をコン
デンサ５５を介して位相検波器５３の第２入力端
子に供給する。この信号は各像の第１フイールド
に対しては正である。制御ループの作用によつ
て、位相検波器５３の両入力端子に供給される双
方共正に向う縁部となる立上り縁が、ほぼ同時に
発生するようにする。フイルタ１３によつて平滑
化される制御電圧を発振器７に供給する。フイル
タ１３は特にコンデンサ５６を具えている。符号
化回路のスイツチ・オン時点には発振器７の公称
周波数に対するこの発振器の離調が25Hz以上にな
ることがある。この離調の極性が25Hzの所望オフ
セツトに対して正しくない場合には、制御ループ
はそれ自体が不正確な値に調整されるようにな
る。このようなことをなくすために、平滑化制御
電圧を増幅器５７の反転入力端子にも供給し、こ
の増幅器の非反転入力端子を抵抗５８を介して接
地すると共に、抵抗５９を介してこの増幅器の出
力端子に接続する。回路素子５７，５８および５
９はシユミツトトリガ回路を形成する。平滑化制
御電圧が抵抗５８と５９によつて定められる予定
値よりも高くなる場合には、増幅器５７の出力電
圧が0Vにならなくなる。この電圧がフリツプ−
フロツプ１１をリセツし、またスイツチ６０を作
動させるため、コンデンサ５６は抵抗値の比較的
低い抵抗６１を介して放電し、その後は同期引込
みが可能となり、増幅器５７の出力電圧はゼロと
なる。

第３図の回路はPAL標準方式および映像周波
オフセツトを規定するPAL−Ｎ−標準方式に好
適であることは明らかである。f_SC−227.25f_Hとす
るPAL−Ｍ−標準方式ではオフセツトがないた
め、位相検波器５３およびシユミツトトリガ５７
とそれに関連する回路素子を省くことによつて第
３図の回路を簡単な構成とすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はNTSC標準規格の場合における本発明
による符号化回路の一部分を示すブロツク線図；
第２図は第１図の回路の一部を詳細に示した回路
図；第３図はPAL標準規格の場合における本発
明符号化回路の一部分を示すブロツク線図であ
る。 １……副搬送波発振器、２……変調回路、４…
…位相比較段、６……パルス整形器、７……ライ
ン周波信号発振器、８……フイールド信号源、９
……帰線消去回路、１……サンプル−ホールド回
路、１２……分周回路、１３……低域通過フイル
タ、１４……重畳段、１５……符号化回路出力端
子、２１，２２，２６，２７，２８，２９，３
１，３２，３５，３６……npnトランジスタ、２
３，３０，３７……電流源、２４，２５，３３，
３４，３９……抵抗、５１……JK−フリツプ−
フロツプ、５２，５５，５６……コンデンサ、５
３……位相検波器、５４……Ｄ−フリツプ−フロ
ツプ、５７……増幅器、６０……スイツチ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 色副搬送波を発生する第１発振器と、ライン
   周波信号を発生する第２発振器とを具え、前記第
   １発振器が標準規格によつて規定される周波数安
   定度を有し、他に前記第２発振器の制御下にて複
   合同期信号を発生するパルス回路と、搬送色信号
   を得るように前記色副搬送波を変調するための変
   調回路も具えており、NTSCまたはPAL標準規
   格に基づくカラーテレビジヨン方式に使用するの
   に好適なカラーテレビジヨン用符号化回路におい
   て、前記第２発振器の周波数および位相の双方を
   再調整するために、前記符号化回路が僅か１つの
   制御ループを具え、該制御ループが、前記複合同
   期信号中に存在する同期パルスの立上り縁が該パ
   ルスの振幅値の1/2に達する瞬時における前記色
   副搬送波のゼロ値に対する該色副搬送波の位相差
   を作動中に検出する位相比較段を含み、該位相比
   較段が前記搬送色信号を受信する第１入力端子
   と、前記複合同期信号を受信する第２入力端子
   と、ｎを整数としたとき、サンプリング操作を
   2nライン周期毎に１度行なうサンプル−ホール
   ド回路に出力を供給する出力端子とを有し、前記
   サンプル−ホールド回路が前記第２発振器用の制
   御信号を発生するように構成したことを特徴とす
   るカラーテレビジヨン用符号化回路。 ２ 特許請求の範囲１項記載の符号化回路におい
   て、帰線消去回路を前記変調回路に接続して、標
   準規格によつて規定さる時間周期中に発生するカ
   ラーバーストと一緒に搬送色信号を得るように
   し、前記位相比較段の第１入力端子を前記変調回
   路から帰線消去回路への接続線に接続したことを
   特徴とするカラーテレビジヨン用符号化回路。 ３ 特許請求の範囲１記載の符号化回路におい
   て、前記位相比較段の出力信号が２つの値だけ、
   即ち前記同期パルスの立上り縁が該パルスの振幅
   値の1/2に達する瞬時における色副搬送波の正の
   位相での第１値と、前記瞬時における色副搬送波
   の負の位相での第２値との２の値だけを取り得る
   ようにしたことを特徴とするカラーテレビジヨン
   用符号化回路。 ４ 特許請求の範囲３記載の符号化回路におい
   て、前記位相比較段が前記第１および第２入力端
   子に現われる信号の振幅値を比較する差動増幅器
   と、前記同期パルスの発生中作動する双安定素子
   とを具えていることを特徴とするカラーテレビジ
   ヨン用符号化回路。 ５ PAL標準規格に基づくカラーテレビジヨン
   方式に使用するのに好適な特許請求の範囲１記載
   の符号化回路において、前記ｎを偶数とし、かつ
   前記サンプル−ホールド回路の出力端子を第２位
   相比較段の第１入力端子に接続し、該該２位相比
   較段の第２入力端子には映像周波信号を供給し
   て、該第２位相比較段の出力端子から前記制御信
   号を供給するようにしたことを特徴とするカラー
   テレビジヨン用符号化回路。 ６ 特許請求の範囲５記載の回路において、前記
   制御信号が予定値以上となる際に前記第２位相比
   較段を不作動とする手段を設けたことを特徴とす
   るカラーテレビジヨン用符号化回路。