JPH01501435A - デジタル化オーディオ信号の伝送方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は請求の範囲１の前文に従う方法に関するものである。

デジタルオーディオ信号（ｄｉｇｉｔａｌｅｒ　Ｔｏｎｓｉｇｎａｌｅ）の伝送 に関して、広帯域のデジタルオーディオ信号をＱＭＦ（クワドラチャ”ミラー・ フィルタＱｕａｄｒａｔｕｒｅ　ＭｉｒｒｏｒＦｉｌｔｅｒ）フィルタバンクを 用いて、線形量子化に従って複数のサブバンド（ｓｕｂｂａｌｄ）信号に分割し 、得られたサブバンド信号を、例えば、適応形ＰＣＭまたはＤＰＣＭ符号化法に よつて、データ減少処理に付すことは公知である。（ｒＪｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　 ｔｈｅ　Ａｕｄｉｏ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　５ｏｃｉｅｔｙＪ１９７９年１ １月、第２７巻１１号、８５５〜８６５頁；　ｒ　Ｔｈｅ　８１１Ｓｙｓｔｅｍ 　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　ＪｏｕｒｎａｌＪ　１９８１年　９月、１６３３〜１６ ５３頁；　ｒ　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｎｃｅ　 ｏｎ　ＡＳＳＰ、　１９８２、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　Ｊ　１６８４〜１ｆｉ ８７頁参照、）また、ドイツ国特許第３，４４０，６１３号から、量子化ノイズ か同じサブバンド中の有用情報によって丁度カバーされるように各サブバンド中 の有用情報の量子化法を選択して、データを減じるようにすることも公知である 。従来法によって実現できるデータ減少率は約４である。即ち、高品質のデジタ ルオーディオ信号の情報フローは、音質の低下を感じさせることなく、約５０θ キロビツト／秒から約１２５キロビツト／秒に減じられる。

データを更に減少させるために、広帯域のオーディオ信号を離散フーリエ変換に より（例えば、高速フーリエ変換を用いて）スペクトル分析し、異なる周波数群 中のある適当するスペクトル値を大きさおよび位相に従って符号化して、マスキ ング閾値によりまた異なる性能基準に従って規定される人間の聴覚系のマスキン グ特性を考慮したより高度なデータ減少を実現することも知られている（ヨーロ ッパ特許出願公開第０．１９３，１４３　、ドイツ公開公報第３，５０６，９１ ２号、およびｒ　Ｒｕｎｄｆｕｒ＋ｋｔｅｃｈｎｉｓｃｈｅＭｉｔｔｅｉｌｕｎ ｇｅｎ　Ｊ第３０巻（１９８６年）第３号、１１７〜１２３頁）。

しかし、フーリエ変換に要する分析時間窓（Ｚｅｉｔｆｅｎ−ｓ　ｔｅ　ｒ）は 約２５ｍ秒である。この値は、一方のスペクトル分解能に対する要件と、他方の 人間の聴覚の時間分解能に対する要件とを満たすための妥協点である。この分析 時間窓で実現できるスペクトル分解能は４０）１ｚにすぎず、従って、人間の聴 覚系の周波数群の幅が約１００Ｈｚというような低周波数範囲では、２つのスペ クトル値しか伝送できない、従って、その結果書られる側波帯は隣接周波数群中 に位置することになり、感知し得るほどの質の低下はさけられない、一方、妥協 点として選択された２５ｍ秒の分析時間窓は、人間の聴覚系の時間分解能には長 ずざる。インパルスを含んでいる有用な信号にとフては、この時間ドメインの不 正確さは感知し得るほどの歪みを生じるので、時間的に先行するスペクトル成分 の振幅値は歪みを減じるために大きくしなければならないが、これか全ての場合 において望み通りの成功をもたらすとは限らない、さらに、デジタル・オーディ オ・スタジオ技術においては、約５ｍ秒のブロック長は超過されてはならないの で、デジタル化されたオーディオ信号を編集する時に、不可聴カッティングを行 うことができる。さらに、送信機で変換された高い周波数範囲の信号の再変換に 必要な、特に受信機におけるプロセッサの費用は、心理音響学的（ｐｓｙｃｈｏ ａｋｕｓｔｉｓｃｈｅｒ）基準に対する考慮が周波数群について行われるので、 不必要に高くなってしまう。

さらに、上述した従来法においては、受信機における大きさと位相に従うスペク トル値の再生および受信機における逆フーリエ変換は２次的な情報の送信を必要 とする。この２次的情報は、全体の正味の情報フローのかなりのパーセンテージ を呈し、さらに、特別に性能のよいエラー保護を必要とする。このことは、送信 される符号化された信号中の情報フローを対応して増加させる。最後に、従来の 方法では、各スペクトル値の位相と同時に大きさもブロックとして、即ち、２５ ｍ秒毎にほぼ１回だけ送信されるのて、ビットエラーがこの期間中に干渉スペク トルを生じさせるために、ソース符号化（ｑｕｅｌｌｅｎ−ｃｏｄｉｅｒｔｅ） 　＠号はビットエラー干渉に感応する２５ｒｎ秒のパルスの干渉効果は、例えば 、１ｍ秒パルスのそれよりも相当高くｔその結果、上述した従来のサブバンド技 法では、サブバンド・サンプル値の送信が不可能となって１ノまっ。

これに対し、この発明の目的は、上述した形式の方法において、フーリエ変換を 用いずに、しかも人間の聴覚系のマスキング特性を充分に利用して、２次情報の 送信、エラー保護あるいは受信機における信号処理に関する高経費を伴うことな く最高可能な品質をもつて、限定された全情報フローを有効信号のスペクトル成 分に動的に分配するようにすることである。

これはこの発明の請求の範囲１の特徴によって達成される。

この発明の方法の有用な特徴および改変は従属請求項に記載されている。

この発明は、量子化ノイズのマスキングと同じく有用な信号のスペクトル成分の 相互マスキングも、それぞれのサブバンド内たけでなく、隣接するいくつかのサ ブバンドにまたがって生じるという認識に基づいている。このマスキング効果を 充分に利用するために、サブバンド信号の量子化は有用な信号の種々のスペクト ル成分から得たマスキング閾値に従って制御されねばならない、この目的に必要 な制御情報の計算は、人間の聴覚系のプリマスキング（Ｖｏｒｖｅｒｄｅｅｋｕ ｎｇ）　、同時マスキング（Ｓｉｍｕｌ−↑ａｎｖｅｒ４ｅｃｋｕｎｇ）および ボストマスキング（Ｎａｅｈｖｅｒｄｅｃｋｕ−ｎｇ）を考慮して、信号の関数 として行われる。このようにして符号化されたオーディオ信号の全所要情報フロ ーは信号の関数として変動するので、送信の場合に、送信される符号化オーディ オ信号の情Ｗフローが一定に保たれれば、その結果書られる信号に依存する情報 フローの予備分（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｓｆｌｕｓｓ−Ｒｅｓｅｒｖｅ）を別 の条件を考慮して送信機で利用することができる。特に、信号依存情報フローの 予備分は、全部またはその一部をサブバンド信号の量子化に利用して、サブハン ト信号の量子化ノイズレベルと結果として得られるマスキング閾値との距離を大 きくすることができる。情報フローの予備分は、その全部または一部を、マルチ プレクス操作で送信される符号化サブバンド信号のエラー保護として、また、マ ルチプレクスフレーム（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｒａｈｍｅｎｓ）のエラー保護とし て利用して、マルチプレクス信号におけるエラー保護の程度を上げることができ る。

以下に、この発明を図面を参照して詳細に説明する。

第１Ａｅｉｉ！および第２Ａ図は、この発明の第１の実施例による送信機と受信 機との回路素子を示すブロック回路図、 第１Ｂ図と第２Ｂ図は、第２の実施例による第１Ａ図と第２Ａ図と同様のブロッ ク回路図、 第１Ｃ図と第２Ｃ図は、第３の実施例による第１Ｂ図と第２Ｂ図と同様のブロッ ク回路図、 第１Ｄ図と第２Ｄ図は、第４の実施例による第１Ｃ図と第２Ｃ図と同様のブロッ ク回路図で、送信機において付加的なスペクトル分析（ＦＦＴ）を施したものの ブロック回路図、 第１Ｅ図は、この発明の方法の第１の実施例に従う段階的データ減少法を実施す るためのブロック回路図、第３図は、第１Ａ図、第１Ｂ図および第２Ａ図で行わ れる情報フローの動的分配のステップのためのブロック回路図、 第４図はマスキングオーディオ信号の周波数位置か異なる３つの異なるマスキン グ閾値曲線の例を示す図、第５図は、第４図に示す中間のマスキング閾値曲線の 、マスキングオーディオ信号の５つの異なるレベルに対する依存性を示す図、 第６図は、母音／９／に対する高調波を点でプロットし、また、得られたマスキ ング閾値を実線で示した周波数図、 第７図は、人間の聴覚系のプリマスキング、同時マスキングおよびポストマスキ ングの時間経過を示す図。

第８図は、合計２４のサブバンドを有する実施例についてのサブバンド周波数構 成を、第４図に従ってプロットしたマスキング閾値曲線と共に示す図、第９図は 、帯域幅の関数としての狭帯域ノイズについての等音量曲線を示す図。

第１０図は、それぞれ、第１Ａ図と第２Ａ図および第１Ｂ図および第２Ｂ図に示 す送信機と受信機におけるＱＭＦフィルタバンクの構造を示す図、 第１１図は、第１Ａ図および第１Ｂ図に従うトランスコート段のブロック回路図 。

第１２図は、デジタル化されたオーディオ信号の８個のサンプル値に対するスケ ール係数の決定の概略図、第１３図は、第１２図と同様の概略図であるが、１つ おきのスケール係数のみが送信用に用いられ、非送信スケール係数が、各非送信 スケール係数がその前に送信されるスケール係数と関連しているかまたは後に送 信されるスケール係数と関連しているのかを示す、いわゆる関連ビット（Ｚｕｏ ｒｄｎｕｎｇｓｂｉｔｓ＋）を用いて再構成されるようにされたものを示す図、 第１４図は、符号化に必要な全情報フローの、オーディオ信号に依存する時間経 過の一例を示す図、第１５図は、符号化に必要な全情報フローの、オーディオ信 号に依存する時間経過の一例と、マルチプレクス信号における情報フローを一定 にした場合の情報の予備を示す図、 第１６図は、第１５図に従う符号化に必要な全情報フローの、オーディオ信号に 依存する時間経過の一例と、情報フローの予備分を主として動的エラー保護に用 いた場合を示す図。

全体的構成 第１Ａ図に示すように、デジタル化されたオーディオ信号、例えば、高音質のラ ジオ信号は複数のサブバンド信号、例えば、２４のサブバンド信号に分割される 。デジタルオーディオ信号のサブバンド信号への分割は、好ましくは、構成と動 作の詳細を第１Ｏ図に示しかつ後で詳述するクワドラチャ・ミラー・フィルタ（ ＱＭＦ）からなるフィルタバンクｌを用いて行う、フィルタバンクｌへの入力信 号は、例えば１６Ｋ）ｌｚの帯域を持ち、１６ビツトの分解能で線形量子化され る。これより広い帯域幅と高い分解能１例えば、　２０ＫＨｚと１８ビツト、も 可能である。

フィルタバンクｌの出力に現われる２４サブバンド信号の高情報フローは、次に 接続されているトランスコード段（Ｔｒａｎｓｃｏｄｉｅｒｕｎｇｓｓｔｕｆｅ ）　２で減少させられる。トランスコートされたサブバンド信号は、後に詳述す る段７で特別のエラー保護が施され、マルチプレクサ３に供給される。マルチプ レクサ３は、この実施例における２４のサブバンド信号を時多重（タイムマルチ プレクス）で伝送路、例えば、ラジオ送信路に供給する。

情報フローを減じるために、非関連性（Ｉｒｒｅｌｅｖａｎｚ）減少法と同様に 冗長度減少法も用いることができるし、また、これら２つの方法の組合わせも考 えられる。冗長度減少法は、原信号の再構成に必要とされない構成を抑圧する方 法である。これに対し、非関連性減少法は、再構成された信号を原信号から識別 するために人間の聴覚系が必要としない情報を減少させるものである０例えば、 非関連性減少法では、各サブバンド内の有用信号の量子化は、量子化ノイズが有 用信号によって丁度カバーされるように選ばれる。非関連性・冗長度減少法では 、冗長度減少法１例えば、適応型ＰＣＭまたはＤＰＣＭプロセッサがサブバンド で用いられ、原信号の再構成が完全には行われないが、エラー信号は有用信号に よってマスクされるように設計されている。

以下に、サブバンドにおける非関連性減少法と冗長度減少法を組合わせたものの 適当した実施例を説明する。

サブバンド信号の量子化は、マスキング閾値とスケール係数とに基づいて行われ る。スケール係数は、人間の聴覚系の時間分解能力に対応する時間内におけるサ ブバンド信号レベルのピーク値を分類する。これらは、更に。

非関連・冗長度減少処理を施される。マルチプレクス信号の伝送が行われ、その 際、エラー保護段８は後述するような特殊な特性を呈する。

情報フローの動的分配 マスキング閾値曲線か有用信号のスペクトルおよび時間構造の関数であるので、 最適な非関連性減少処理の意味からは、情報フローをサブバンドに不可変的に分 配することは望ましくない、従って、この発明によれば、サブバンド信号の量子 化は段２（利用可使な情報フローのサブバンドへの「動的分配」）において制御 される。

トランスコード段２におけるサブバンド信号の量子化のための制御信号は、人間 の聴覚系のスペクトル的および時間的マスキング閾値に基づいて段５において得 られる０段２において、これらの制御信号の制御の下に、情報フローは、第５図 乃至第８図を参照して後に詳述する人間の聴覚系によるプリマスキング、同時マ スキングおよびボストマスキングを考慮して、個々のサブバンドに動的に分配さ れる。これには、 ａ）同じ有用信号の隣接するサブバンドによってカバーされる有用信号のサブバ ンドを全くあるいは一部しか送信しない。

ｂ）同じ有用信号の隣接するサブバンドによってカバーされない（完全にはカバ ーされない）有用信号のサブバンドを、結果として生じる量子化ノイズが隣接サ ブバンド信号のより高い有用信号レベルによってカバーされるような細かさまで 量子化する。

ことが含まれる。

このようにして、従来よりも高度な非関連性減少処理の実現が可能となる。

従来法では、サブバンド信号の量子化を１つのサブバンド内で有効なマスキング に基づいて行うことによって情報フローの減少処理を行ワている。例えば、純粋 な非関連性減少法では、ドイツ特許第３，４４０，６１３号に記載の次の関係が 適用される。

但し、ｑｉ　＋ｍｉｎはサブバンドｉにおける最小の量子化段数、ｆ（，１およ びｆｕｉはそれぞれサブバンドｉの上と下の遮断周波数であ。

従９て、全てのサブバンドに対して必要とされる情報フローは次のようになる。

こうして得られた所要の情報フローは一定で、２４サブバンドの分解能に対して は、約１００キロビツト／秒である。

この値はサブハンド信号の相互マスキングを考慮して減じられる０例えば、はぼ 均一にマスキングする広帯域の有用信号に対しては第１のサブバンドより上の周 波数軸上にある全てのサブバンドの分解能は、所要の情報フローが約３０％減少 するように減じることができる。狭帯域の有用信号については、多くのサブバン ドにおいて情報フローを０にセットできるので、原理的にはより高度のデータ減 少が可能である。

原理的には、サブバンド信号の量子化を信号に応じて制御すると、有用信号のス ペクトルおよび時間構成の実質的な関数であり、従って、はぼ２０〜７０キロビ ット／秒の範囲にわたって信号に応じて変化する所要情報フローが得られる。＠ 号に応じて変化する情報フローの有効な利用法を次に詳述する。

スケール係数 第１Ａ図による実施例においては、サブバンド信号のトランスコードは、段５の 制御の下に行われる非関連性減少処理を考慮したマスキング閾値基準に基づいて 行われるだけではなく、ある時間間隔内におけるサブバンド信号のレベルのピー ク値を分類して、その時間間隔内の各サブバンド信号の分解能をトランスコード 処理のために固定するスケール係数に基づいても行われる０段４におけるスケー ル係数の決定と段２におけるトランスコード中のスケール係数の評価および伝送 を以下に詳しく述べる。サブバンド信号に対するスケール係数は次の３つの理由 により有用である。

１、サブバンド信号についてのスケール係数には１段５におけるマスキング閾値 基準に従う制御変数の決定に必要な全ての情報が含まれている。従つて、２次情 報としてスケール係数を伝送するだけで、受信機（第２Ａ図参照）において逆ト ランスコードを行うに充分である。受信されたスケール係数はサブバンドに対す る全情報フローの分配についての情報を提供する。

２、スケール係数によって分類されたサブバンド信号レベルのピーク値が各サブ バンド信号のサンプル値によって超えられることがないので、ビットエラーによ って生じる各サブバンド内のノイズレベルは、分類精度以上にサブバンド信号レ ベルのピーク値を超えることができない、従って、原理的には、ビットエラーは 、大部分が有用信号によつてマスクされるノイズスペクトルを生じる。たとえ、 最大級のビットエラーが生じる、即ち、全サンプル値の完全破壊が起こワたとし ても、この場合にも存在するスケール係数によって、ノイズスペクトルのスペク トル包絡が有用信号の包絡線にほぼ対応するようにする、即ち、音声が理解され 得るようにすることができる。

３、サブバンド信号のスケール係数は、マスキング閾値基準による制御変数の決 定に必要な全ての基本的な情報を含んでいるので、送信中、この情報をビットエ ラーから充分に保護する必要がある。これは、例えば、冗長度を導入することに よって行うことができる。この冗長度の導入のために、スケール係数の送信を少 なくすることか特に重要となる。これは、最小所要語長（「スケール係数の形成 」の項参照）、および信号の統計と人間の聴覚系の要件の関数である伝送繰返し 率とによって達成できる。

人間の聴覚系の要件は、時間的マスキング、主としてボストマスキングの効果を 利用する（非関連性減少処理）ことによって満たすことができる。このことは、 急速に減衰するオーディオ信号では、スケール係数は正確に決定する必要はなく 、時間的に前と後の点で決定されたスケール係数の内挿に基づいて概算すること ができる０時間的にプリマスキングは一般に非常に短くかつ信号に高度に依存し ている（１〜２０ミリ秒）ので、スケール係数は、信号が急速に上昇するような 場合では、より頻繁に伝送されねばならない。

スケール係数の伝送中の冗長減少は、ある期間にわたってレベルが変化しない、 または、わずかしか変化しないようなサブバンド信号については、スケール係数 は稀にしか伝送されないということにおいて行われる。

スケール係数を全てのサブバンドについて時間ブロック毎に伝送することが必ず しも必要ではなく、また１人間の聴覚系およびオーディオ信号についての諸条件 に応じて内挿技法により決定できるという事実のゆえに、全てのスケール係数に 対する伝送率は約１０〜２０キロビツト／秒となる。

受信機においては、トランスコードは検出されたスケール係数のみによって制御 されるので、サブバンド符号化マルチプレクス信号は、スケール係数か送信機の 段８において有効なエラー保護を施されておれば、ビットエラー干渉に特に不感 となる。他のデータ減少法、例えば適応形ＰＣＭＪ？）ＤＰＣＭ法、に比してス ケール係数を用いる利点は、スケール係数による２次情報のフローが有効に保護 されておれば、ビットエラーに対する高い不感性が得られるという事実にある。

この２次情報のフローの大きさは、はぼｌＯ〜２０キロビット／秒の範囲にわた って信号に応じて変化する。なぜなら、非関連性および冗長度を減少させるとい う目的のために、スケール係数の決定の基になる時間間隔（ブロックの長さ）が 人間の聴覚系の時間的マスキングと各サブバント信号の時間構造とに対応してい るためである。

従って、トランスコードされたサブバンド信号とスケール係数の伝送のためには 、３０〜９０キロビット／秒の範囲にわたり、信号に応じて変化する全情報フロ ーが必要となる。

る　フローの矛 符号化に必要な全情報フローの信号に応じた変化は、この発明に従う方法を有効 に実施するために利用することができる。

第１４図は所要の全情報フローの時間的経過の一例を示す０点線は平均的な所要 全情報流（約６０キロビツト／秒）を表わす、この値は、大きな時間間隔内の全 ての変化をそれに対応して大きなバッファメモリによつて等化することができる 場合には、基準として用いることができる。これは、オーディオ信号の伝送の場 合には、対応した長い遅延があるために不可能であるが、オーディオ信号の記憶 に関しては、この発明による方法の第１の有利な構成が得られる。

ｌ）マルチプレクス信号における情報のフローが変化する。

マルチブレクス信号の構成が、第１Ａ図のマルチプレクサ３の出力における情報 フローが段７と８の入力における符号化されたオーディオ信号用に用いられる全 情報フローと同じように変化するようなものである場合には、記憶については特 に大幅なデータ減少が達成される。特定の記憶技術に対しては、例えば、磁気コ ンピュータディスクへの記憶については、段３．７および８を省略して、記憶す べき全情報フローを所要の全情報フローより高くする必要がないようにすること ができる。

記憶されるべき全情報フローの長期間平均は、全プログラムが記憶される場合に は、それに含まれている全ての短いポーズ（例えば、会話におけるもの）は非常 に小さな全情報フロー（約１０〜１５キロビツト／秒で、主としてスケール係数 のためのもの）しか必要としないために、６０キロビット／秒以下にさえなるこ ともある。

２）マルチブレクス信号における情報のフローは一定である。

マルチプレクス信号の伝送の場合、その情報フローが一定であることは有利であ る。バッファメモリによって生じる遅延はほんの僅かである筈なので、所要の全 情報フローの変化はほんの僅かしか補正できない、残りの変化が第１５図に例示 されている。マルチプレクス信号の情報の一定したフローは点数で表わされてい る（９０キロビット／秒）、従って、上側の部分は信号に応じて変化し、次のよ うな種々な形で利用できる情報フロー予備分を表わしている。

ａ）量子化ノイズレベルとマスキング閾値との間の距離を大きくする（「信号対 ノイズ比の増加」）、ｂ）エラー保護段７および８用および段３におけるマルチ ブレクス信号の形成用（「動的エラー保護」）。

Ｃ）時間に関して正確さを必要とせずかつオーディオ信号から独立した他の任意 の所望情報１例えば、スケジュール情報とかラジオテキスト情報をマルチプレク ス信号中で送信する（「付加信号の送信」）。

当然ながら、情報フローの予備分は３つの目的の任意の組合わせで利用すること もできる。以下に、信号対ノイズ比の増加と動的エラー保護について詳述する。

以下は増加信号対ノイズ比についてである。

デジタルオーディオ信号の非関連性を完全に取除く（即ち、スペクトル的プリマ スキング、同時マスキングおよびボストマスキングの効果を充分に利用する）ソ ース符号化法（Ｑｕｅｌ　ｌｅｎｃｏｄｉｅｒｕｎｇｓｖｅｒｆａｈｒｅｎ）で は問題が生じることがある。

このようなソース符号化法をカスケードにして用いた場合、量子化ノイズがマス キング閾値を越えることがある０例えば、ラジオプログラムの伝送と記憶がこの ようなソース符号化法を用いて行われる場合、臨界的なオーディオ信号において は音質の低下が感知し得るほどになワてしまう。

受信機側で有用信号のいくつかの周波数成分のレベルを上昇させたり低下させた りする場合、有用信号のスペクトルマスキングが音質低下が感知し得る程にまで 変化してしまうことがある。この危険性は、隣接するサブバンドの信号をマスキ ングするサブバンド信号のレベルが受信機側で低下させられる場合、あるいは、 隣接するサブバンド信号によって完全にまたは部分的にマスキングされているサ ブバンド信号のレベルが受信機側で上昇させられる場合にある。

上述した場合における音質の低下を防止するために、この発明による情報フロー の動的分配が、最大のデータ減少のためだけでなく、いわゆるマスク対ノイズ予 備分（ｍａｓｋ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ　Ｒｅ５ｅｒｖｅ）を得るためにも行われる 。マスク対ノイズ予備分は信号に応じて、第１５図に例示したような情報フロー 予備分にほぼ比例して変化する０例えば、多くのサブバンドにおいて情報フロー が０にセットされるほど有用信号が狭帯域の場合には、マスキングを生じるサブ バンド信号については情報フロー（さらに。

分解能も）はそれに対応して増大する。このような増加は情報フロー予備分によ って許容される点まで行われる。従って、マスキングを行うサブバンド信号の分 解能は、ある状況下では、マスキング閾値基準により必要とされるものよりも相 当高くなる。

この形のサブバンドに対する情報フローの動的分配の利点は、例えば、平坦な音 声が非常に高い分解能で（例えば、　１６〜１８ビツト線形量子化されて）送信 されることである。　５００Ｈｚの輻のサブバンド中で単一スペクトル線を１６ ビツトの分解能で送信するためには論理的には１６キロビツト／秒が必要である 。しかし、エリアシング歪みを考慮すると（これについては後述するが、第３図 参照）、約２倍のビットフローが必要となる。従って、約５００Ｈｚの幅のサブ バンドと約９０キロビツト／秒のマルチプレクス信号とを用いる場合には、周波 数位置によつては、検出し得るほどの品質低下を伴うことなく、２以上のスペク トル線を同時に送信できる。従って、第１Ａｒｇと第２Ａ図に示したサブバンド 伝送路の重要な機能は、例えば、任意所望の周波数と振幅の正弦波音を伝送して 計測することにより容易にモニタできる。

以下は動的エラー保護についてである。

チャンネル符号化、即ち、段７におけるトランスコート化サンプル値のエラー保 護および段８におけるスケール係数のエラー保護、および段３におけるマルチブ レクス信号の形成のためには、付加情報フローが必要である。従９て、マルチブ レクス信号の情報フローは信号源符号化およびチャンネル符号化に使用される情 報フローで構成される。

マルチブレクス信号における情報の一定したフローを用いて得られる動的な情報 フロー予備分は、マルチブレクス信号に対するエラー保護の程度がその時に存在 する情報フロー予備分の関数として制御される（動的エラー保護）ようにするた めにチャンネル符号化に用いることができる。エラー保護の程度は段階的に制御 すると有利である０例えば、第１６図は動的エラー保護についての情報フローを 示し、このフローは信号に応じて段階的に変化している（破線の直線と階段状曲 線との間の領域）。

階段状曲線によりて表わされている情報フローは、同時に、信号源符号化用に用 いることができる全情報フローをも表わしている。この全情報フローは所要全情 報フローよりもいくらか大きい。

動的エラー保護は、平均利用可能情報フロー予備分に対応する平均のエラー保護 の程度を増加させることになる。従って、ビットエラーによる干渉の可能性が減 少する。さらに、動的エラー保護により、小さな全情報フローを必要とするオー ディオ信号は高度のエラー保護を施されて送信され、高い全情報フローを必要と するオーディオ信号は低度のエラー保護で送信される。このエラー保護特性は、 小さな全情報フローを要するオーディオ信号はビットエラーによって生じたノイ ズ信号を弱くマスクするだけなので、特に有利に働く、このような敏感なオーデ ィオ信号は特に、相当な保護が加えられる０例えば、音声信号、特に、スピーチ 中のポーズの間、あるいは、音楽におけるある種のパッセージ（「コンサートホ ールの静寂」）の間では、所要全情報フローは特に低く、従って、エラー保護の 程度は特に高い。

動的エラー保護の程度は、ある与えられたビットエラーレートに対し、主観的ノ イズ効果がオーディオ信号によってほぼ左右されないように構成することか好ま しい。

品質等級 この発明によるソース符号化法の別の特徴は、送信機側の段６（第１Ｂ図）にお いてソース符号化処理の品質を決定できることである。第４図乃至第８図を参照 して後で詳述するが、段５で決定されるサブバント信号の量子化の基準は品質決 定（段６）を用いて評価される。

これは次のようにして行われる。

ａ）オーディオ信号の符号化に用いることのできる全情報フローは品質決定によ り決定される。

ｂ）動的分配について既に述べた「増加した信号対ソイズ比」についての評価が 行われる。「マスク対ノイズ予備分」は品質決定の関数として決められる。

Ｃ）マスキング閾値基準は、品質決定に応じて、大きな全情報フローを必要とし かつ稀にしか生じないある臨界的な有用信号が感知し得るか不快ではない品質低 下を含むように構成される０例えば２品質の等級は、これらの品質低下が生じる 可能性によって決められる。

ｄ）品質決定に応じて、いくつかのサブバンド信号が臨界的な有用信号について ０にセットされる。これは、大きな帯域幅を持ったサブバンド信号および大きな 情報フローを持フたサブバンド信号を優先的に、さらに、最小ノイズ効果に基づ いて行われる。あるサブバンド信号の分解能が不充分であることに伴う比較的高 いノイズの影響は、重要でないサブバンド信号を０にセットすることにより、付 加的な情報フローを上記のサブバンド信号のために得ることによって排除できる ０重要てないサブバンド信号とは、他のサブバンド信号に比較して、レベルが低 く、音質の知覚に僅かにしか関与しないサブバンド信号である。

重要なファクタは全情報フローの低減は最小の品質低下に結びつくことである。

なぜなら、段５における情報フローのサブバンドへの動的分配は、利用可能な全 情報フローに基づいてだけではなく１品質等級の特定の基準に基づいても行われ るからである。

品質を段階的に低下させることにより、１つの有用信号ではなく、２以上の有用 信号をマルチブレクス信号の同じ情報フローと同時に送信することができる０段 ６における品質の決定が各有用信号に対する利用可“能全情報フローを決定する ので、品質等級化は１品質の選択にょヮて伝送可能なチャンネルの数か固定され 、逆に、伝送可能なチャンネルの数が品質が決定するような態様で行われる。こ の目的を達成するために、チャンネルブロック９（第１Ｂ図）とマルチプレクス 段３が切換えられる。切換の情報は受信機側での品質等級の適応形復号化処理が できるようにマルチブレウス信号中で送信される。この切換情報に対するエラー 保護は、この切換情報を必要以上に頻繁に、例えば、１００ミリ秒間隔で送信す ることにより与えられる。

次に示す相関関係が品質等級とチャンネルの数との間に考えられる。

チャンネル当りの情報フローの減少は、非関連性減少処理および冗長度減少処理 の後でも、例えば、上記の表に基づく許容情報フローよりも大きな情報フローを 必要とするような有用信号についてのみ品質低下を生じるという特徴がある。こ の発明によって与えられる情報フローの段階的低減は、品質低下信号の生成の可 能性が従来の情報のフローの段階的低減の方法におけるよりも低いことが特徴で ある０例えば、品質低下会話信号の発生の可能性は表の品質等級１〜３ては０に 等しく、品質等級４では１００％以下であり、品質低下の程度は、電話信号で一 般に行われる帯域幅低減によりて生じる低下よりもはるかに低い。

受信機 第２Ａ図によれば、エラー保護されたトランスコードされたサブバンド信号、そ れに伴うエラー保護されたスケール係数および送信機側で設定された品質等級に 関する情報は受信機側のデマルチプレクス段１３で再生される０品質等級情報を 用いることにより２選択可能なチャンネルの番号を表示装置１６（第２Ｂ図）に 表示して、聴取者がチャンネル選択スイッチ１９を用いることにより、デマルチ プレクス段１３から出力されるデータを設定することができるように構成できる ０段１７と１８においては、トランスコードされたサブバンド信号とスケール係 数に対するエラー保護データが取出され、エラー補正の手段がとられる。送信機 側と同様にスケール係数は、情報のフローのサブバンドへの分配の制御のための 段１５への入力情報となる。従って５段１５は送信機の段５と同じである（第３ 図）０段１５で得られた制御情報とスケール係数と品質等級情報とに基づいて、 送信機の段２と逆のトランスコードが段１２で行われ、１６〜１８ビツトの線形 量子化されたサブバンド信号が逆ＱＭＦフィルタバンク１１に現われ、そこで広 帯域のデジタルオーディオ信号が再生される。ＱＭＦフィルタバンク１１の構成 と動作は第１０図を参照して詳細を後に述べる。

第２の実施例 この発明の方法の別の実施例が第１Ｃ図（送信機）および第２Ｃ図（受信機）に 示されている。第１Ｃ図に従う送信機側での符号化は上述した第１Ｂ図に示す実 施例と同様である。第１Ｂ図と異なり、第１Ｃ図では、情報フローのサブバンド への分配に関する制御情報はマルチブレウス信号中で送られ、この制御情報は段 ８ｂでエラー保護が施される。このエラー保護の効力は段８ａにおけるスケール 係数のエラー保護と同等にされる。第２Ｃ図に示す受信機側での復号の際、第２ Ｂ図の場合と異なり、制御情報は（第２Ｂ図では段１５で行われていた）スケー ル係・数に基づいて改めて決定されるということはなく、マルチブレクス信号か ら直接取出される０段１８ａと１８ｂにおいて、スケール係数についてのエラー 保護データと制御情報が取出され、エラー補正手段が構しられる。

第１Ｂ図と第２Ｂ図に示す実施例に比して、今一じている第２の実施例では、段 １２における逆トランスコート処理に必要な制御情報を改めてめる必要がないの で、受信機側での技術的な対策が少なくてすむ、制御情報の送信とエラー保護に 要する付加情報フローはスケール係数用の情報フローとほぼ同じである。

別の実施例 この発明の方法、特に第１Ｄ図、第２Ｄ図および第１Ｅ図に示す、他の実施例、 有利な特徴および変形については以下の記載の中で述べる。

方法の詳細 情報のフローの制御 第３図と関係して詳細を説明したマスキング閾値基準を引出すための段５では、 スペクトル的マスキング閾値はブロック５．１で、時間的マスキング閾値はブロ ック５．２で、それぞれ別々にめられる。この処理は、段５．５を通して利用可 能な全情報フローを考慮し、また。

段５．６において品質等級の特別の基準に基づいて行われる０段５．１　、５． ２および５．５は直列に接続されており。

段５．１は段４の出力に結合されており、さらに、段５．５の一方の制御入力は 段６に接続されている。さらに、段５．１の第１の制御入力も同様に段６に接続 されているが、その第２の制御入力は段５．６から入力が与えられる。

隣接するサブバンド信号が大きく異った形で量子化される場合には、ＱＭＦフィ ルタバンクｌではエーリアシング歪みが生じるので１段５．４か、隣接するサブ バンド信号間の最大許容量子化差に対して、エーリアシング歪みが聴きとれない 程度にとどまるような所要の値を与える。この目的のために、段５．４は段５． ５の出力に接続されている制御出力段５．３を制御する。このようにして。

出力段５．３はブロック５．１と５．２によって与えられるマスキング閾値と１ 段５．５により与えられる利用可能全情報フローと、段５．４により与えられる エーリアシング歪みとを考慮して量子化の配分を決定するように働く。

マスキング閾値　準 従来技術における出力信号の個々のサブバンド内での量子化の静的配分は、これ らのサブバンド内に限定された量子化ノイズの同じバンド中の有用信号によるマ スキングのみを考慮している。従来法によって、サブバンド内の量子化ノイズの マスキングを考慮するだけで、式（１）によって、広帯域信号を２４のサブバン ドに分割することにより、１６ビツト線形ＰＣＭ符号化に比して、約４００キロ ビツト／秒のデータ率の低減の実現が可能である。これに対して、この発明によ って施されるサブバンド信号の量子化の動的（信号に応じた）制御によれば、主 観的に同じ品質を保ちつつデータ率を更に減じることができ、また、信号に特有 の品質子＠　（ＱｕａｌｉｔＷｔｓｒｅｓｅ−ｒｖｅ）を余分に設けることがで き、一方、データ率を減少させることなく、更に大きな品質予備を実現すること もできる。

スペクトル的マスキング閾値 この発明による量子化の制御は、高信号レベルを有するサブバンド信号の隣接サ ブバンドに対するマスキング効果に従って行われる。第８図に示すサブバンド構 成を採用すると、このマスキング効果は、８　ＫＨｚまでの周波数範囲で５００ Ｈｚの同じ絶対値幅のサブバンドを基本として、実質的に２　ＫＨｚより上の周 波数範囲で利用できる。

これと異なり１人間の聴覚系の周波数選択性、従フて、スペクトル的マスキング は一定の相対帯域幅、いわゆる周波数群（Ｆｒｅｑｕｅｎｚｇｒｕｐｐｅｎ）に 関係している。この発明の第８図に示したサブバンド構成で選択された絶対的に 一定な帯域幅は、２〜４にＨｚの範囲中の周波数群の幅にほぼ相当し、４ＫＨｚ 以上の周波数範囲においては２人間の聴覚系の周波数群よりもかなり狭い、従っ て、この範囲においては、隣接サブバンド信号のマスキングは、第８図に概略図 示するように、大きいと考えることがてきる。

第４図は、周波数群の幅を持ち、かつ、中心周波数が２５０Ｈｚ　、Ｉ　Ｋ）ｌ ｚおよび４　ＫＨｚのマスキング音としてのノイズに対するマスキング閾値を示 す０図示の３つの場合の全てにおいて、マスキングノイズのレベルは、Ｌ−６０ ｄＢである。対数表示した周波数軸上にプロットしたマスキング閾値はＩ　ＫＨ ｚ　４ＫＨｚの中心周波数についてはほぼ同じ形状を有している。しかし、２５ ０）ｌｘの中心周波数については、曲線ははっきりわかる程広い、干渉ノイズの レベルは一定となるように選択されたが、マスキング閾値の最大値の差は点線で 示しである。　（６０ｄＪｌ、２５０）１ｚで約２ｄＢに過ぎないが、４　ＫＨ ｚでは是は５ｄＢに増加している。）さらに、低い側の端縁におけるマスキング 閾値は約１００ｄＢ／オクターブで急激に上昇し、高い周波数の方にはかなり緩 やかに下降している。これは、低い大きな音が高い柔らかな音を主としてマスク していることを意味する。

高い側の端縁の急峻さはマスキング音のレベルの関数である。この依存性が第５ 因に示されている。低いレベルでは、マスキング閾値は高い方の周波数側へ急激 に下降するが、中程度のレベルでは、さらに、高レベルではより明瞭に、下降の 仕方はより平坦にな９ている。　７０ｄＢのレベルについて言えば、この下降は 約４０４Ｂ／オクターブである。このように、マスキング閾値の周波数依存性は 、さらに、干渉ノイズのレベルにも依存する。

典型的には、送信されるべき信号は単一の音だけでなく複数の高調波（例えば、 楽器や有声の会話音の場合）あるいは広帯域ノイズ（シューという音（Ｚｉｓｃ ｈｌａｕｔｅ）の場合）も含んでいる。これらの高調波の振幅の構成に応じて、 そのような信号によって生成されるマスキング閾値は大きく異なる０例えば、多 くの高調波を持ったトランペットは、その音がほとんど単一の線からなるスペク トルを有するフルートよりもはるかに広帯域のマスキング効果を生じる。第６図 は、例えば、母音／９／についてのマスキング閾値を示す。個々の高調波のレベ ルは黒の点で示し、結果として生じるマスキング閾値を実線で示す０部分的な相 互マスキングにもかかわらず、初めの９つの高調波は知覚でき、一方、１０番目 と１１番目の高調波は主として第８高調波によってマスクされている。１３〜１ ７番目の高調波はレベルが低いために、比較的強い１２番目の高調波によつてマ スクされている。

任意所望の音信号のスペクトルマスキング効果は次のようにしてブロック５．１ （第３図）で計算できる。（マスキング閾値の計算の詳細は、Ｊ、　Ａｃｏｕｓ ｔ、　Ｓｏｃ、　Ａｍ　７１．１９８２年、６７９〜６８８頁のＥ、　Ｔｅｒｈ ａｒｄｔ　、　Ｇ、　５ｔｏ１１．　Ｍ。

Ｓｅｅｗａｎｎによるｒ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　ｆｏｒ　Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ 　ｏｆ　Ｐｉｔｃｈａｎｄ　ｐｉｔｃｈ　５ａｌｉｅｎｃｅ　ｆｒｏｍ　Ｃｏｍ ｐｌｅｘ　Ｔｏｎａｌ　Ｓｉｇｎａｌｓ　Ｊに示されている。） ＬＲＨ５１（ｆｕｉ）” ＝　（３，６４（ｆ、　ｔ／ＫＨｚ）　−”　”−６，５ｅｘｐ　［−０，６（ ｆ、１／ＫＨｚ　・３．３）　”１◆１Ｏ−３（ｆｕＡ／ＫＨｚ）’）　［ｄＢ ｌ　（３）ここで、ＬＲＨ３□は、ｉ番目のサブバンドについての静寂時におけ る可聴閾値で、サブバンドｉの遮断周波数ｆｕｉについて、表の形で利用可能で ある。

次式は人間の聴覚系の周波数群についての目安となるトナリティ（Ｔｏｎｈｅｉ ｔ）ｚに適用される。

ｚｈ（ｉ３　ａｒｃ　ｔａｎ［０，７６（ｆ／ＫＨｚ）ｌ＋３．５　ａｒｃ　ｔ ａｎ（ｆ／７．５ＫＨｚ）”）［Ｂａｒｋｌ　（４） ここで、２は同様に表の形で利用可能である。

マスキング閾値の低い側における急峻さＳについては、次式が適用される。

Ｓ　＝　２７　６Ｂ／Ｂａｒｋ　（Ｓ）マスキング閾値の高い側の急峻さＳに対 しては、次式が適用される。

Ｓ＝　［−２４−（０、２３Ｋ）！ｚ／ｆｏ　ｉ　）”（０、２・Ｌ　ｒ／　ｄ Ｂ）］　［ｄＢ／Ｂａ　ｒｋｌ　（６）ここで、ｆｏｉは上側遮断周波数で、Ｌ 、は各サブバンドｉの信号レベルである。

サブバンドｉ内における、スペクトルマスキングの基礎となる励起分布（Ｅｒｒ ｅｇｕｎｇｓｖｅｒｔｅｉｌｕｎｇ）については、次式が適用される。

Ｌｉ：ｇ（ｆｕｉ）＝　ＬＫ−５（ｚｈ−ｚ＋）　（７）式（７）はサブバンド ｉに対するサブバンドにのマスキングを示している。異なるサブバンド信号によ る全相互マスキング効果は、各サブバンド中の励起分布の振幅の総合から生じる 。他の２３のサブバンド中の信号に基づくサブバンドｉ内の信号レベルＬ、のマ スキングは次のようにして計算される。

ｉＴｌに ＋　ｌ１ｄＢ　（８） 信号レベルＬ、を持つサブバンド信号は、　ＬＸｉ＜ＯｄＢであれば完全にマス クされる。もし、 Ｌ＋＞　ＬＸｔ＞ＯｄＢ　（９） ならば１部分的なマスキングが行われる。

時間的マスキング閾値 種々のサブバンドへの量子化の分配は、スペクトルマスキングだけでなく時間的 マスキングにも基づいて行われる。第７図に示すように、マスキングに対する３ つの時間領域が区別できる。プリマスキングはマス力（Ｍａｓ−ｋｉｅｒｅｒ） がスイッチオンされる前の時間領域で起きる。

マス力とテスト音が同時にスイッチオンされると、同時マスキングになる。マス 力がスイッチオフされた後では、ボストマスキングが生じる。

プリマスキングの典型的な長さは、ｌＯ〜２０ミリ秒の範囲内である。レベル上 昇はこの比較的短い時間内で完全に再生されなければならない。

短いテスト音パルスについては、同時マスキングはパルスの持続時間Ｔに依存す る。パルス持続時間が長くなると、マスキング閾値は持続時間と無関係になる。

パルスの持続時間が短くなる（　Ｔ　＜　ＺＯＯミリ秒）と、マスキング閾値は 一１０ｄＢ／　１０進（−１０ｄＢ／　Ｄｅｋａｄｅ）で上昇する。

ボストマスキングはマス力がスイッチオフされてから約２００ミリ秒持続する。

ボストマスキング閾値は、ターンオフ後最初の５ミリ秒内のマスキング閾値を保 護し、２００ミリ秒後には、静寂時の可聴閾値の値に達する。その持続時間のた めに、ボストマスキングの効果はプリマスキングの効果よりももっと重要な役割 を果たす、ボストマスキングはまたマス力がスイッチオンされている時間にも依 存する。マス力が非常に短い期間しか（Ｔ〈５ミリ秒）スイッチオンされない場 合には、ボストマスキング閾値は２０ミリ秒後でも、静寂時の可聴閾値の値まで 低下してしまう。

マスキング　値の矛 スペクトルおよび時間マスキング特性は第１Ａ図に示した送信機のトランスコー ダ２において、隣接サブバンド信号によりマスクされない、もしくは、僅かしか マスクされないサブバンドの信号を、非常に強くマスクされ、従って、はとんど 知覚されない信号よりも細かく量子化するために用いられる。完全にマスクされ る、即ち、結果として生じるマスキング閾値より下にあるサブバンド中の信号は 送信される必要はない、それぞれのサブバンドの信号は０にセットできる。受信 機（第２Ａ図）の段１２におけるトランスコード化信号の復号を可能とするため には１段５で生成された制御情報が段１２に存在しなければならない、この制御 情報の同時送信を防止するために、個々のサブバンドのスケール係数が段５に対 する入力情報として用いられる。これらのスケール係数はどのような場合でも２ 次情報としてマルチブレラス信号中で送られる。従って、受信機における逆トラ ンスコーダ１２は、個々のサブバンドのスケール係数の知識のみに基づき、また 、マスキング閾値に関して送信機の段５と同じ基準を組入れることによりて、再 帰量子化（Ｒｊｉｃｋｑｕａｎｔｉｓｔｅｒｕｎｇ）を線形量子化をもって（例 えば、サンプル値邑り１６〜１８ビット分解能）、平面に正確にわりあてること が可能になる。

エーリアシング歪みの考慮 隣接サブバンドの相互マスキングとは独立して、工−リアシング歪みの識別性も 、サブハンド内での量子化の分配の際に考慮されねばならない、これらの歪みは 、ある理想的なフィルタについて可能な帯域幅の２倍の最小サンプリングレート に丁度相当するレートで出力信号がサンプリングされるＱＭＦフィルタバンク１ における非理想的帯域通過濾波のために生じる。しかし、バンクｌのＱＭＦフィ ルタ構造のために、フィルタバンクｌのフィルタの伝送範囲にたたみこまれるエ ーリアシング成分は、信号が隣接する帯域通過フィルタ中で同じ分解能を有して おれば、実用上完全に排除できる。第８図に示した選択されたサブバンド構成に おいては、エーリアシング歪みは特に下側の６つのサブバンドにおいてその識別 度が問題になる。というのは、採用されたクワドラチャ・ミラー・フィルタの帯 域幅は周波数群の輻（第８図参照）よりも大きいからである。高い周波数の範囲 では、エーリアシング歪みは非常に僅かしか問題にならない。

なぜなら１周波数群に比較して、それぞれのサブバンド・クワドラチャ・ミラー ・フィルタの幅がかなり狭いために、エーリアシング歪みは有用信号によって強 くマスクされるからである。

エーリアシング歪みが聞こえることのないようにするために、低い方のサブバン ドにおける隣接サブバンド間の量子化段階の高さは、てきる限り同じに選定され ねばならないが、高いサブバンドでは、隣接サブバンド間の量子化段階の高さの 差はもっと大きくてもよい。

バッファメモリ 情報フローを更に減少させるためには、第１１図を参照して後で詳述するように 、個々のサブバンド信号に対して送信機および受信機のトランスコーダ２と１２ にバッファメモリを必要とする。このようなバッファメモリは１人間の聴覚系の ボストマスキング閾値にほぼ対応する時間信号を遅延させることを可能にする。

２００ミリ秒と５００ミリ秒の間の値のオーディオ信号の遅延は人間の聴覚系の 時間的マスキング閾値にうまく適合するし、また、実用にも充分適したものであ る。この信号遅延は、情報フローを異なるサブバンド信号に対する分配だけでな く、スケール係数が決められたそれぞれの時間ブロックに対する分配をも有効に 行うために必要である９時間窓内で変化する情報フローの分配は時間マスキング 閾値を考慮する時、特に重要性を帯びてくる。

例えば、サブハンド信号のレベルの急速な上昇は非常に正確にトランスコードさ れ、また、ボストマスキング閾値の低下が比較的緩やかなために強くマスクされ る急速なレベルの低下は充分な正確さをもってトランスコードできる。量子化の 時間的分配は、個々のサブバンドへのスペクトル分配の場合と同様、マスキング 閾値基準に基づき、第３図の段５．５において考慮が行われて、最小の「マスキ ング対ノイズ」比を維持するように行われる。

これは、例えば、バッファメモリからバッファメモリの負荷状態について情報を 含む制御信号を段５．５に送ることにおいて行われる。

トランスコートされたサブバンド信号に対するニー之：」」蔑一 段７（第１Ａ図）で行われるサンプル値の伝送エラーに対する保護は次の理由に よりかなり簡素化できる。

誤って受信されたサンプル値の干渉効果は、オーディオ帯域幅全体には及ばす、 関連するサブバンドの幅に限定される。それぞれのサブバンド中の干渉の最大振 幅はスケール係数の送信により大きさが制限される。このことは、誤って受信さ れたサンプル値のスペクトル分配は有用信号のスペクトル構造にほぼ近づき、従 つて、サンプル値の伝送エラーによって生じた干渉の最大可能なマスキングを生 みだすことを意味する。

一定したレベルを有する帯域通過制限を受けたノイズの音の強さは帯域幅に依存 するので１人間の聴覚系の周波数群より大きな帯域幅を持つサブバンドにおける 干渉の排除を、それよりも狭いサブバンドにおける干渉の排除に優先させること が望ましいゆ２周波数群より大きな帯域幅を持つノイズは、平均ノイズ音圧レベ ルでも、周波数群幅しか持たないノイズを３ｄＢレベル上昇させたものと同じ音 の大きさの感じを与える（第９図参照）、干渉が音の大きさに対して与える影響 を最小にするためには、ノイズのスペクトルは１周波数群幅に減少させねばなら ない、このサブバンド構成（第８図）では、最も低い５つのサブバンドにおいて は、帯域幅は周波数群の幅を大幅に超える（第１のサブバンドは計５周波数群に わたっている）ので、最も低い２つのサブバンドのサンプル値は集中的に保護さ れねばならないし、３〜５番目のサブバンドのサンプル値も充分に保護されねば ならない。

１および１１におけるクワドラチャ・ミラー・フィルタ 第１Ａ図および第２Ａ図に示す送信機および受信機における処理が第１０図の機 能構成によりて示されている。

デジタルオーディオ信号が供給されるＱＭＦフィルタバンク１は、オーディオ信 号スペクトルを順次分割して、図示の例では２４のサブバンド信号を作るミラー フィルタＭＦのカスケード接続で構成されている。各ミラーフィルタＭＦは、遮 断周波数に関して鏡対称関係にある２つのサブバンドにデジタル入力信号を分割 するいわゆる「有限インパルス応答形フィルタＪ　（ＦＩＲフィルタ）を構成し ている。これを行うために、等価低域通過フィルタの遮断周波数は入力信号の帯 域幅の２分の１に対応するように選択される。

低域通過フィルタ特性の勾配はＦＩＲ低域通過フィルタの係数の数に比例する。

係数の計算は、米国二二一ジャージ州イングルウッド・クリフス（Ｅｎｇｌｅｗ ｏｏｄ　Ｃ１１ｆｆｓ）のプレンティス・ホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ　Ｈａｌｌ ）から出版されているクロシエール（Ｃｈｒｏｃｈｉｅｒｅ）氏およびラビナ（ Ｒａｂｉ−ｎｅｒ）氏によるｒ　Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇ ｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」に記載されている。各ミラーフィルタＭＦはそ の入力信号を２つの同じ大きさのサブバンドに分割し、従って。

サンプリング率も半分にするので、フィルタを通過する情報の量は原則として変 わらない、カスケード接続されたフィルタＭＰ間で転送されるサンプル値の２０ 〜２３ビツトの語長のみが、カスケード接続による丸め込みエラーを排除するた めに１通常１６〜１８ビットを持つ入力信号の語長よりいくらか長い、　３２Ｋ Ｈｚのサンプリング周波数て２４のサブバンドへ周波数分配することは、０〜８ 　ＫＨｚの領域を各々が５００Ｈｚの１６のバンドに分割し、８〜１６ＫＨｚの 領域を各々がｌ　Ｋｔｌｚの８つのバンドに分割して行われる（第８図参照）、 このためには、それぞれ、５または４個のカスケードフィルタＭＦが必要となる 。ミラーフィルタＭＦの等価低域通過フィルタ特性のエツジ（Ｆｌａｎｋｅ）の 勾配が無限でないことによる好ましくないエーリアシング歪みは、隣接サブバン ドでの量子化が同じであれば、再フィルタ処理時に補正される。

カスケード構成を用いると、常に最適にフィルタバンクの性能を利用できる。な ぜなら、同じ数の係数を用いると、ＦＩＲ低域通過フィルタの時間の長さ、従ワ て。

１ｔｌｚ当りの勾配が後の方のカスケード段に行くほど増加するからである。フ ィルタのエツジの勾配はマスキング閾値曲線の最大勾配より大きくする必要はな いということが分ったので、フィルタ処理のためには、フィルタ当り６４個の係 数で充分である。

各フィルタ段に同じ組合わせの係数を用いると、フィルタの勾配は、サンプリン グ周波数か低くなるにつれて、先行のスペクトル分割のために、大きくなる。最 後のフィルタカスケードでは、このような勾配は、全てのハンド領域において実 現されるわけてはないので、必ずしも必要ではない、従って、最後のフィルタカ スケードにおいて、係数の数の少ないフィルタを用いると、主として信号遅延時 間が短くなり、このことは例えばラジオ放送のようなリアルタイム分野では重要 な意味を持つ。

人間の聴覚系に必要なエツジ勾配を得るためには、最後のフィルタカスケードで はｌｌｉのフィルタ係数で充分である。

実際のフィルタは残留リップルを有する。この残留リップルは周波数応答には感 知し得る程の影響は与えないが（残留リップル（０，００２ｄＢ　）　、パルス が非常に短い時間持続する可聴の「フィルタリンギング」を引起こす可能性があ る。これらのパルスは、主パルスの前後１０〜１００４９秒で生成される２次的 なパルスで、有用信号に比して約−８０ｄＢのレベルを持っている。ある状況下 ては耳に聴こえることもあるこのような信号エラーを防止するために、実際の符 号化の前に、データ減少を行わすに、順方向および逆方向フィルタ処理（Ｄｉｎ 　ｕｎｄ　Ｒｉｉｃｋ−ｆｉｌｔｅｒｕｎｇ）にかけられる、この順方向および 逆方向フィルタ処理によって生成されるエラー信号は抽出されて、符号化される べき元の信号に逆方向に加えられる。符号化器および復号器の干渉特性はこのよ うにして充分に抑圧される。

段２と４におけるトランスコードおよびスケール係数の決定 トランスコード段２では、入力サブバンド信号の分解能が１６（ＩＩＳ）ビット ／サンプル値から１．５ビツト／サンプル値まで小さくされる。これは、各サブ バンドにおけるサンプル値の段数を減少させることを意味する。このために、初 めに、最大のサンプル値の大きさが、ある数の時間的に連続するサンプル値（即 ちブロック）の中から各サブバンドについて捜し出され、ついで、その大きさは 分類構成に関係づけられる。この分類構成は、１６ビツトＰＣＭの動的範囲（ダ イナミックレンジ）　（９６ｄＢ）を９６／６４ｄＢ＝　１．５ｄＢ　／段に分 割する、各々が６ビツトに相当する６４のクラスから成る。最高サンプル値に対 応する段数が考察中のサンプル値のシーケンスに対するスケール係数を表わす０ 段４て決定されたスケール係数はトランスコード段２に供給される。この段２は 、さらに５段５から各ブロックに（そこで採用されているマスキング基準に基づ いて）要求される量子化段階の数に関する情報を、また、段６から所望のソース 符号化品質についての情報を受取る。

第１１図に詳細に示されているように、段２は、段４からのスケール係数によっ て制御される線形量子化サブバンド信号用の可制御増幅器２．１を含んでいる。

増幅されたサブバンド信号は時間的マスキング閾値の考慮に必要な（「バッファ メモリ」の項参照）可制御遅延部材２．２を通る。増幅され遅延されたサブバン ド信号は５および６の制御下で量子化装置２．３において再量子化される。

スケール係数によって表わされる正および負方向の領域はそれぞれ与えられた数 の量子化段によって分割される。その結果、各段間の高さは、大きな値の領域に 対応する大きなスケール係数に対するものよりも、小さな値の領域に対応する小 さなスケール係数に対する場合の方が小さくなり、従って、分解能もより高くな る。従ワて、広帯域の有用信号をサブバンド信号に細分割することにより、低レ ベルのスペクトル成分が高レベルを有するスペクトル成分と同じ限られた精度で 分解される広帯域有用信号の全体的量子化で達成できるよりも高い分解能を個々 の低レベルスペクトル成分に与えることが可能になる。

人間の聴覚系の比較的短いプリマスキングという点から考えて、レベルの上昇に 追随できるようにすることと、スケール係数を非常に頻繁に送信しなくてもよい ようにするために、スケール係数は、例えば、４つのサンプル値毎に形成される が、その中の１つおきのものだけが送信される。受信機において、送信されなか つたスケール係数の再構成を行えるようにするために、省略されたスケール係数 に関係する４群ブロックについて情報ビットが送信される。この情報ビットは、 それぞれ４群ブロックのスケーリングについて、先行するスケール係数または後 続のスケール係数の有効性を指示する。これらの関係は第１２図と第１３図に概 略的に示されている。

第１２１Ｊは各々８サンプル値を持つブロックを含むレベル曲線に対するスケー ル係数の形成を示し、第１３図は各々が４つのサンプル値を有するブロックにつ いての同じレベル曲線を示し、６ビツトからなるスケール係数の中の１つおきの もののみが送信され、かつ、付加情報ビットが採用されているので、６ビツト／ ８サンプル値ではなく、７ビツト／８サンプル値が送信されている。第１３図に 示されるように、スケール係数３７とＳ　ｎ＋１との間に生じているレベルの増 加は、第１２図の場合よりも時間的により正確に検出される。スケール係数Ｓｒ 、に属する最初の４つのサンプル値に対する第１２図における不可避的に強い量 子化ノイズ（Ｓｎの高い値）は、第１３図においては量子化段階がより細分化さ れており、それに対応ずしてスケール係数が低いために、小さくなっている。

時間が非常に短い（４サンプル値より短い時間）のレベルビークについても、レ ベルの上昇は付加情報ビットより、より正確に時間的に近似される。レベル上昇 に伴うレベル低下は人間の聴覚系のボストマスキングが相当長く、従って、もっ と長い「ノイズトレール（尾を引くノイズ）」すらも許容できるために、それほ ど重要てはない。

スケール係数と付加情報ビットは、各サブバンドにおいて次のようにして生成さ れる。理解を容易にするために、偶数番号の指数を持つスケール係数ｓ、ｎ、ｓ 、□２、・・・・のみが送信されるものとする。

Ｓ　ｔ−＜　Ｓ　ｔ□、＜Ｓ□１　最も近いレベル値Ｓ　２ｎ＜　Ｓ　２ｎ＊Ｉ ＞　Ｓ　ｆｆ１ｎ＋２　Ｓ　２ｎ＊１からＳ　ｔｎ＊ｔＳ　ｔｎ＞　Ｓ　２ｎ＊ ＊＞　Ｓ　ｇｎｅｔ　最も近いレベル値Ｓ　ｔｎ＞　Ｓ　ｇｎｅｔ＜　Ｓ　ｌｎ 争ｆｆｉ　Ｓ　２ｍからＳ　ｇａｌｌスケール係数についてのがっちりした分類 構成を１．５ｄＢ段階でより細かなものとするために、付加情報の送信が行われ て、この分類によって生じるエラーが低減される。　１．５〜３．５ＫＨｚおよ び３−５〜８ＫＨｚの周波数範囲において、各８サンプル値毎に３ビウトの付加 情報が与えられる。第８図によれば、この付加情報は、これら２つの周波数範囲 をカバーする全てのサブバンドについて、（１／８）・１．５ｄＢステツプで、 　１．５ｄＢラスタからの偏移を示す、これは１例えば、レベルの変化が約０． ２ｄＢの精度で送信できる個々の音のために役立つ。

この細かなラスタの選択は１強く変調されたサブバンドのみが細かなラスタを決 定するように、最小の２次（ｑｕａｄｒａｔｉｓｃｈｅｎ）エラーに基づいて行 われるべきである。従って、付加情報は、次の理由により、全てのサブバンドに 適用されるわけではない、第８図に示した選ばれたサブバンド構成では、１５に Ｈｚまでの下の３つのサブバンドの帯域は人間の聴覚系の周波数群の帯域幅より も実質的に大きく、従って、これら３つのサブバンド内でのマスキングは比較的 低い、従って、これらの３つのサブバンドは比較的高い分解能、例えば、０．５ 〜Ｉ　ＫＨｚのサブバンドについては１０．６ビツト／サンプル値を必要とする 。これらのサブバンドに対する比較的高い分解能のために、分類に伴う欠点はＩ 　ＫＨｚ以下のスケール係数については問題にならない、８ＫＨｚ以上について は、１．５ｄＢ分類は充分と考えられる。

トランスコード段２の他の特徴は低減されたサンプル値情報の全てについて、各 サブバンド信号の各ブロックが送信されないような処理を、大きさ０のスケール 係数が受けることである。これは、段５がある１つのサブバンドにおいてスケー ル係数が各マスキングｗ４＠ｉ（相互マスキング）よりも低いことを検出した時 に起こり、この時１段５は段４に対し「スケール係数をＯにセットせよ」という 制御命令を送る。

さらに、段４にはノイズブロックを設けてもよく、これは各サブバンドについて スイッチされて、空チヤンネルノイズ、Ａ／Ｄ変換時の誤差等を制限することが できる。この関連においても、可変閾値な設けることも考えられる。

段２における量子化の際、０に近い値が２つの量子化段階間で常に変化すること がないようにするために、奇数個の量子化段階を設けなければならない、さもな いと、サブバンドの信号レベルよりもはるかに高い成分が生じてしまう０表示可 能な値、従って、送信容量を犠牲にすることなく全ての段階数を直接デジタル値 に変換できるわけではない、たとえば、３つの可能な段階の表示に対し、情報の ２ビツトを用いねばならない、しかし、これら２つのビットの第４の考えられる 組合わせは用いられず、このことは３３％の余分な情報を消費していることにな る。

送信容量の上記のような損失は、複数のサンプル値を一緒にして１個のデータ語 に符号化することにより小さくすることがてきる。たとえば、各々が３つの段階 を有する５つのサンプル値は２４３＝　３’の組合わせが可能であるが、非妥当 性を少なくし、かつ、少しの符号化の費用で８ビツトで、即ち、２５６の状態で 送信できる。

制御情報を得るための付加的スペクトル分析この発明による方法の別の実施例が 第１Ｄ図（送信機）および第２Ｄ図（受信機）に示されている。サンプル値の量 子化のための制御情報の大部分はオーディオ信号のスペクトル曲線から得られる 。この情報を得るために、オーディオ信号は送信機でフーリエ細分割に付される 。フーリエ細分割は例えば、高速フーリエ変換によって実現できる。このフーリ エ変換によって、本質的に次のような利点が得られる。

オーディオ信号の帯域通過分割よりも正確なスペクトル表示、 音成分をオーディオ信号のノイズ状成分から区別できる、 音声分とノイズ状成分をより精密にスペクトル分析することができかつｖｆ４者 より精密に区別できることによりＳ制御変数を限られた数のサブバンド信号を基 準にすることによってのみ取出す場合に比して、マスキング閾値をより効果的に 決定できる。

オーディオ信号送信時に同時短時間遅延を用いることにより、受信機側で必要な ハードウェアの量が少なくなり、また、マルチプレクス信号に対して、この方法 を用いない場合と同じ伝送速度を用いることができる。

必要なハードウェアの低減は使用する帯域通過フィルタの数が少しでよいことに よる。帯域通過フィルタの数が少ないということは、第１に、プロセッサの経費 が少なくなるということを意味し、このことは、費用効果性の受信機の開発とい う点において特にプラスの効果である。第１Ｄ図と第２Ｄ図は、前にのべた実施 例における２４のサブバンドに代って、１６シかサブバントを用いていないとい う点に、八−ドウエア経費の削減が現われている。より広いサブバンドを用いる 結果としてトランスコードされたサブハンド信号のデータフローは原理的に大き くなるが、これもマスキング閾値をより精密に決定することにより、はぼ補償で きる。

オーディオ信号の低い周波数の範囲における充分なスペクトル分解能は、約Δｆ 　−１０Ｈｚの隣接支持値（Ｓｔｉｉｔｚ−ｗｅｒｔｅ）のスペクトル表示によ り可能である。精密なスペクトル決定の決定的な利点は周波数範囲の下側部分に おける可聴閾値の決定について与えられる（人間の聴覚系の全２４周波数の中で ２２が１０ＫＨｚまでの周波数範囲内にある）ので、約１０ＫＨｚ以下のスペク トル分析で充分である。振幅スペクトルが５１２の実際の支持値によつてスペク トル的に表わされている場合は、隣接する支持値開の間隔はΔｆ　＝　２０Ｈｚ になる。より精密な周波数の決定は、適当な補間アルゴリズムを用いて隣接する 周波数支持点の評価を行うことによって可能である。

ＦＦＴ分析から得た制御変数に加えて、情報フローの動的分配のためのブロック の入力値（第１Ｄ図参照）には、品質およびチャンネル数決定用制御変数と各サ ブバンドのスケール係数とが含まれる。ＦＦＴ分析に基づく制御変数とスケール 係数とを比較することにより、工−リアシング歪み（これは受信機側において、 サブバンド信号の量子化の差によ）ては、もはや完全には補償されない）は情報 フローの動的分配時に充分な正確さをもって対処できる。

段階的データ低減 この発明の方法の種々の応用において、オーディオ信号のデータを階段状に減じ ることは利点である１例えば、２つのスタジオ間で高品質のオーディオ信号の伝 送を行う際には、品質の低下を生じることなく後の処理ができるように、充分な 「マスク対ノイズ」予備分が確保されるような形でデータ低減を行わねばならな い（スタジオ品質、「変化する情報フローの利用：増加した信号対ノイズ比」お よび「品質等級」の項参照）、それ以上の分配および／または記憶に対しては増 加した信号対ノイズ比は必要ではないので、スタジオ品質用に符号化されるオー ディオ信号はさらに広範なデータ低減処理を施すことができる。

この発明の方法の有利な点は、この発明に従って符号化されたオーディオ信号の 種々の品質等級が下方互換性を持っている。（＾ｂｗＭｒｔｓｋｏｍｐａｔｉｂ ｅｌ）　、即ち１例えば、１９２キロビット／秒のマルチブレクス信号は１２８ キロビット／秒のマルチブレクス信号に、特殊なトランスコーダを用いると、変 換でき、１９２キロビット／秒の符号化処理では大きな信号対雑音比が得られ（ それ以上の処理も可能であり）　、　ｉｚａキロビット／秒の符号化処理では小 さな信号対ノイズ比と高度なノイズ保護とを与える。

第１Ｅ図はそのようなトランスコーダの実施例を示す、このトランスコーダは、 第２Ａ図の復号器の段１２．１３、１５．１７および１８と第１Ａ図の段２．３ ．５．７および８とを備えている。これの特徴は、１９２キロビット／秒の符号 化されたオーディオ信号が完全に再生され再符号化されるのではなくて、原信号 から取出した２次情報（スケール係数）がｌ−ランスコーダの右側部分（段２． ３．５．７および８）における新たな符号化の基礎となるということである。こ のようにして、カスケード接続による信号対ノイズ比の低下は排除できる。逆方 向フィルタ処理および順方向フィルタ処理（第２Ａ図の段１１と第１Ａ図の段ｌ ）が省略されるので、第１Ｅ図によるトランスコーダによって生じる遅延は短い （約４ミリ秒）。

特表平１−５０１４；（５（１７） ＦＩＧ、　５ Ｆ’ｌＧ、　４ ＦＩＧ、　６ −一一ト ２０５０１００２００Ｈｚ５００　１　２　５　１０ｋＨｚ２０Δｆ　−一一嗜 − ＦＩＧ、　９ ＦＩＧ、１０ に？ン 欠き２ 国際調査報告 一一一一−＾−−−１−ＰＣＴ／ＥＰ　８７１０Ｏ’７２３国際調査報告 ＥＰ　８７００７２３ Ｓ＾　１９７６０

Claims (26)

【特許請求の範囲】
1. １．デジタル化オーディオ信号を伝送または記憶する方法であって、送信または 発生側において、ａ）オーディオ信号が複数のスペクトルサブバンド信号によっ てデジタル的に表わされ、時間的に離れた量子化されたサンプル値が各サブバン ド信号について存在し、ｂ）サンプル値の量子化は、人間の聴覚系の各マスキン グ閾値に基づいて情報を減じるように個々のサブバンドに変更（符号化）され、 全ての符号化されたサブバンド信号の伝送または記憶に要する全情報フローの大 きさはオーディオ信号のスペクトル的時間的構造に応じて変動し、 ｃ）符号化されたサブバンド信号が伝送または記憶され、 一方、再生側において、 ｄ）符号化されたサブバンド信号が復号され、ｅ）復号されたサブバンド信号が 組合わされて広帯域のデジタルオーディオ信号が形成され、 特徴として、サブバンド中のサンプル値の量子化が各サブバンド信号に対するレ ベル値またはそれから取出したレベル情報に基づいて制御され、それによって、 個々のサブバンド信号の量子化ノイズレベルが個々のサブバンド信号から生じる マスキング閾値からほば同じ距離となり、また、マスキング閾値からのサブバン ド信号の量子化ノイズレベルの距離が必要とされる全情報フローと符号化に利用 できる全情報フローとの差によってセットされる、デジタル化オーディオ信号を 伝送または記憶する方法。
2. ２．利用可能な全情報フローの大きさが可変であって、さらに、可能であれば、 必要とされる全情報フローとほぼ等しく、また再生側における復号処理がそれに 応じて適正化されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. ３．サブバンド信号の量子化ノイズレベルが結果として生じるマスキング閾値よ り下または上にあることを特徴とする請求項１および２に記載の方法。
4. ４．オーディオ信号のトナリティに僅か影響を与えずかつそのレベル値が結果と して得られるマスキング閾値より上にあるサブバンド信号が、サブバンド信号の 量子化ノイズレベルが結果として得られるマスキング閾値より上にある場合、０ にセットされることを特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の方法。
5. ５．サブバンド信号の量子化ノイズレベルが結果として生じるマスキング閾値の 丁度下になるような程度まで上記量子化ノイズレベルを低下させるに必要な数の サブバンドのみが０にセットされることを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. ６．より大きな絶対値の帯域幅を持つサブバンドが０にセットされることを特徴 とする請求項５に記載の方法。
7. ７．符号化された有用信号の情報フローの大きさがほぼ整数の係数ｎだけ減じら れ、変りに、ｎ−１の付加的な有用信号が伝送されることを特徴とする請求項１ 乃至６の１つに記載の方法。
8. ８．結果として生じるマスキング閾値が、プリマスキング、同時マスキングおよ びポストマスキングの自然法則を考慮して各サブバンド中のレベル値に基づいて 得られることを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. ９．時間的マスキング閾値が約５００ミリ秒の時間窓内で利用可能なサブバンド レベル値に基づいて考慮されることを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. １０．結果として生じるマスキング閾値より下のレベル値を持ったサブバンド信 号が符号化されないかもしくは、低い分解能でしか符号化されないことを特徴と する請求項１に記載の方法。
11. １１．サブバンド信号の量子化段階の大きさが、デジタル化オーディオ信号のサ ブバンド信号への分割時に生成されるエーリアシング歪みが人間の聴覚系のマス キング閾値より下になるように設定されていることを特徴とする請求項１に記載 の方法。
12. １２．伝送側において、各デジタル化サブバンド信号に対し、ある限定された時 間間隔内のサブバンド信号レベルのピーク値を分類するスケール係数が決定され 、各サブバンド信号の符号化中、上記サブバンド信号の分解能が決定されたスケ ール係数に基づいてセットされ、 決定されたスケール係数が符号化されたサブバンド信号と共に伝送され、 伝送されたスケール係数が受信された符号化されたサブバンド信号を復号して元 のサブバンド信号を再構成するために用いられる、 ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
13. １３．スケール係数の決定のための分類段階の数が、関係するサブバンド内にお けるレベル変化に対する知覚閾値が到達されないように選択されていることを特 徴とする請求項１２に記載の方法。
14. １４．各サブバンド信号のピーク値の分類のための時間間隔が人間の聴覚系の時 間的マスキングに対応するように、また、関連するサブバンド内のサブバンド信 号の時間的構造に従って決定されることを特徴とする請求項１２または１３に記 載の方法。
15. １５．一連のサンプル値からなるサブバンド信号の各ブロックに対して、スケー ル係数がこのブロックの前半についてのみ決定され、このブロックの後半に対し ては、同じブロックまたは後続ブロックの前半のスケール係数が採用されること を特徴とする請求項１２乃至１４に記載の方法。
16. １６．送信機および受信機において、サブバンドにおけるサンプル値の量子化に 対する制御情報がサブバンド信号のスケール係数から得られることを特徴とする 請求項１乃至１５に記載の方法。
17. １７．サンプル値の量子化のための制御情報が送信機側のみで得られ、この情報 が受信機における再量子化のために付加的に伝送されることを特徴とする請求項 １、８、９および１６の１つに記載の方法。
18. １８．サンプル値の量子化のための制御情報がデジタルオーディオ信号の選ばれ たスペクトル解析に基づいて得られることを特徴とする請求項１７に記載の方法 。
19. １９．伝送の前に、スケール係数を、サブバンド信号のトランスコードされたサ ンプル値に対するよりも大きなエラー保護に付すことを特徴とする請求項１およ び１２に記載の方法。
20. ２０．伝送の前に、制御情報を、サブバンド信号のトランスコードされたサンプ ル値に対するよりも大きなエラー保護に付すことを特徴とする請求項１、１７お よび１８に記載の方法。
21. ２１．相対的帯域幅がより大きなサブバンド中のスケール係数および／または制 御情報のエラー保護がより小さな相対的帯域幅におけるよりも高いことを特徴と する請求項１９および２０に記載の方法。
22. ２２．トランスコードされたサンプル値がサブバンド中でエラー保護され、より 大きな相対的帯域幅を有するサブバンドにおいて、より小さな相対的帯域幅を有 するサブバンドにおけるよりも大きなエラー保護があることを特徴とする請求の 範囲１に記載の方法。
23. ２３．エラー保護についての情報の量（エラー保護の程度）がデジタルオーディ オ信号のスペクトル的および時間的構造に基づいて、 伝送のために小さな全情報フローを要求するオーディオ信号については、高度の エラー保護が施され、伝送のために大きな全情報フローを必要とするオーディオ 信号については、低度のエラー保護が施される、ように決定されることを特徴と する請求項１および１９乃至２２の１つに記載の方法。
24. ２４．信号に応じたエラー保護の程度が、ビットエラーによる主観的妨害が強い マスキング効果を持つオーディオ信号に対するよりも僅かなマスキング効果を持 つオーディオ信号に対して大きくないように選定されていることを特徴とする請 求項２３に記載の方法。
25. ２５．サブバンド信号について、レベル閾値に到達しない場合は、そのサンプル 値がトランスコードされないことを特徴とする請求項１に記載の方法。
26. ２６．サブバンドのスケール係数がそのサブバンドのサンプル値が１つのブロッ ク内で０であり、送信されないことについての情報を含んでいることを特徴とす る請求項４乃至６および１２乃至１５の１つに記載の方法。