JP2963710B2 - 電気的信号コード化のための方法と装置 - Google Patents
電気的信号コード化のための方法と装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
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- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
- H04B1/667—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using a division in frequency subbands
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Selective Calling Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 この発明は、電気信号コード化のための方法と装置に
関する。
関する。
インテグレテッド・サービス・デイジタル・ネットワ
ーク（ISDN）の急速な進歩に伴ない、高忠実度ミュージ
ック信号の効率的な伝送への関心が高まっている。しか
しながら、低いビット・レート（rate）のスピーチ・コ
ード化に反して、現存するリアルタイム・ミュージック
コード化方式、例えばデイジタル・コンパンド・デルタ
変調、はやっと400kbit/s以下のビット・レートを達成
するのみで、128kbit/s ISDN容量基準を満たすもので
はない。これ等のシステムにあっては、スピーチの場合
と異なり、サウンド信号に関る冗長度の検討がなされて
いない。この状態は今も同じで、その原因は、高いサン
プリングの必要なこと、今日迄高速デイジタル信号処理
装置のないこと、及び高忠実度ミュージック信号は低い
ビット・レートでは簡単には送れないと考えられていた
ことにある。
ーク（ISDN）の急速な進歩に伴ない、高忠実度ミュージ
ック信号の効率的な伝送への関心が高まっている。しか
しながら、低いビット・レート（rate）のスピーチ・コ
ード化に反して、現存するリアルタイム・ミュージック
コード化方式、例えばデイジタル・コンパンド・デルタ
変調、はやっと400kbit/s以下のビット・レートを達成
するのみで、128kbit/s ISDN容量基準を満たすもので
はない。これ等のシステムにあっては、スピーチの場合
と異なり、サウンド信号に関る冗長度の検討がなされて
いない。この状態は今も同じで、その原因は、高いサン
プリングの必要なこと、今日迄高速デイジタル信号処理
装置のないこと、及び高忠実度ミュージック信号は低い
ビット・レートでは簡単には送れないと考えられていた
ことにある。
この発明の１実施例として、信号を繰り返し同期でサ
ンプリングするステップ、各サンプルを少くとも２つの
周波数サブバンドにフィルターするステップ、各バンド
の信号をリニア予測技術手段によってコード化するステ
ップ、各サブバンドを信号変化に従った可変数のレベル
で量子化するステップより成る電気信号コード化方法が
示されている。
ンプリングするステップ、各サンプルを少くとも２つの
周波数サブバンドにフィルターするステップ、各バンド
の信号をリニア予測技術手段によってコード化するステ
ップ、各サブバンドを信号変化に従った可変数のレベル
で量子化するステップより成る電気信号コード化方法が
示されている。
他の実施例として、信号を繰り返し周期でコード化す
る手段、信号を少くとも２つの周波数サブバンドに分割
する手段、各バンドの信号をリニア予測技術手段によっ
てコード化し、かつ各サブバンドを信号変化に従った可
変数のレベルで量子化する手段より成る電気信号コード
化手段が示されている。
る手段、信号を少くとも２つの周波数サブバンドに分割
する手段、各バンドの信号をリニア予測技術手段によっ
てコード化し、かつ各サブバンドを信号変化に従った可
変数のレベルで量子化する手段より成る電気信号コード
化手段が示されている。
コンパンデッド・パルス・コード変調（PCM）及び適
合デルタ変調（ADM）のような従来のミュージック・コ
ード化技術は、単旋律タイプ信号の下ではノイズ変調を
受け易いことが知られている。このことは、これ等の信
号がマスキング（masking）を巧く行えないこと、及び
量子化が全スペクトルで単純に行われることに基因す
る。ノイズ変調（ノイズ・ブレッシングbreathing）
は、この種目的において、最終限定要素と考えられ、使
用可能データ・レートは400kbit/sのオーダである。サ
ブバンドADPCMミュージックコード化は、時間領域で量
子化を行うという意味で、コンパンディング・デルタ変
調方式と良く似ているので、ノイズ変調効果は、低いデ
ータ・レートにおいてサブバンドで顕著になることが考
えられる。しかしながら、両者の間には、基本的な相違
があるから、実際には、サブバンドADPCMではノイズと
歪は極めて小さくなる。これにより、PCMベースシステ
ムに比して、大きなコード化利得が得られ、同じ作動に
於てビット・レートを減らすことができる。サブバンド
ADPCMに関する主コードメカニズムとミュージッグ信号
の特性に関する効果は、次のように言うことができる。
合デルタ変調（ADM）のような従来のミュージック・コ
ード化技術は、単旋律タイプ信号の下ではノイズ変調を
受け易いことが知られている。このことは、これ等の信
号がマスキング（masking）を巧く行えないこと、及び
量子化が全スペクトルで単純に行われることに基因す
る。ノイズ変調（ノイズ・ブレッシングbreathing）
は、この種目的において、最終限定要素と考えられ、使
用可能データ・レートは400kbit/sのオーダである。サ
ブバンドADPCMミュージックコード化は、時間領域で量
子化を行うという意味で、コンパンディング・デルタ変
調方式と良く似ているので、ノイズ変調効果は、低いデ
ータ・レートにおいてサブバンドで顕著になることが考
えられる。しかしながら、両者の間には、基本的な相違
があるから、実際には、サブバンドADPCMではノイズと
歪は極めて小さくなる。これにより、PCMベースシステ
ムに比して、大きなコード化利得が得られ、同じ作動に
於てビット・レートを減らすことができる。サブバンド
ADPCMに関する主コードメカニズムとミュージッグ信号
の特性に関する効果は、次のように言うことができる。
１） サブバンド・コード化アプローチでは、ミュージ
ックは、量子化の前に、いくつかの周波数バンドに分け
られる。従って、コード化ステージで発生する変調量子
化ノイズ（これは適合PCMに附随する）は、各バンドに
閉じこめられ、他のバンドと互いに影響し合うことはな
い。このことは、主インバンド（inband）信号によって
マスクされるノイズの量が、ノイズ・バンド幅の減少の
ため、大きくなるという効果をもたらす。ミュージック
・スペクトルをいくつかの独立したバンドに分けること
により、ミュージック信号に伴う多くのスペクトル冗長
を探すことが可能となる。このことは、各バンドを、信
号変化に応じた可変のレベルで、量子化することにより
行える。この技術は、PCMに比して直接に必要な利益を
もたらし、かつ特にミュージック信号ではとぎれたり共
鳴したりの所があるから格別の効果が得られる。
ックは、量子化の前に、いくつかの周波数バンドに分け
られる。従って、コード化ステージで発生する変調量子
化ノイズ（これは適合PCMに附随する）は、各バンドに
閉じこめられ、他のバンドと互いに影響し合うことはな
い。このことは、主インバンド（inband）信号によって
マスクされるノイズの量が、ノイズ・バンド幅の減少の
ため、大きくなるという効果をもたらす。ミュージック
・スペクトルをいくつかの独立したバンドに分けること
により、ミュージック信号に伴う多くのスペクトル冗長
を探すことが可能となる。このことは、各バンドを、信
号変化に応じた可変のレベルで、量子化することにより
行える。この技術は、PCMに比して直接に必要な利益を
もたらし、かつ特にミュージック信号ではとぎれたり共
鳴したりの所があるから格別の効果が得られる。
２） スピーチ信号のコード化用リニア予測技術が充分
な特性を示すことは良く知られている。発明者が調べた
ところ、広帯域ミュージカル・サウンドに用いられる短
期間予測の理論的利得は、50dBもの高さに上る。このこ
とは、予測コーダーにあっては、８ビット程度のもの
で、PCMに匹敵するノイズレベルが得られることを示し
ている。リニア予測の一つの大きな特徴は、信号の周期
性及びスペクトルの純正さと共に、能率が良くなること
で、したがって、通常オーディオ・ノイズ変調の原因と
なるような信号を、量子化の前に、充分減少することが
できることである。
な特性を示すことは良く知られている。発明者が調べた
ところ、広帯域ミュージカル・サウンドに用いられる短
期間予測の理論的利得は、50dBもの高さに上る。このこ
とは、予測コーダーにあっては、８ビット程度のもの
で、PCMに匹敵するノイズレベルが得られることを示し
ている。リニア予測の一つの大きな特徴は、信号の周期
性及びスペクトルの純正さと共に、能率が良くなること
で、したがって、通常オーディオ・ノイズ変調の原因と
なるような信号を、量子化の前に、充分減少することが
できることである。
３） バック方向適合量子化器は、同時デイジタル・コ
ンパンディングといくらか似ている。しかし、最適の量
子化器は広いミュージック・ダイナミック・レンジに適
用するということで、量子化入力レンジが、前の出力サ
ンプルの大きさによって調整される点が大きく異なる。
更に、信号対ノイズ比（SRN）が事実上固定であるか
ら、アイドル状態における背景ノイズは、全く聴こえな
い。バック方向適合アプローチは、ブロック・コンパン
ディングと異なり、利得情報を送らなくても良く、した
がって、本質的に送信エラーに強い。
ンパンディングといくらか似ている。しかし、最適の量
子化器は広いミュージック・ダイナミック・レンジに適
用するということで、量子化入力レンジが、前の出力サ
ンプルの大きさによって調整される点が大きく異なる。
更に、信号対ノイズ比（SRN）が事実上固定であるか
ら、アイドル状態における背景ノイズは、全く聴こえな
い。バック方向適合アプローチは、ブロック・コンパン
ディングと異なり、利得情報を送らなくても良く、した
がって、本質的に送信エラーに強い。
次に、図面を参照し、実施例について説明する。
第１図は、２ビット・パルスコード変調量子化特性を
示し、 第２図は、適合パルスコード変調特性を示し、 第３図は、バック方向適合パルスコード変調システム
を図式的に示し、 第４図は、差パルスコード変調システムを図式的に示
し、 第５図は、パルスコード変調システムと差パルスコー
ド変調システムの比較を示し、 第６図は、サウンド信号スペクトラムを示し、 第７図は、４ビット・パルス・コード変調によってコ
ード化された第６図のスペクトラムを示し、 第８図は、２つのサブバンドに分割された第６図のス
ペクトラムを示し、 第９図は、各サブバンドを４ビット・パルスコード変
調でコード化した第８図のスペクトラムを示し、 第10図は、各サブバンドを、最適6:2ビット割り当て
を用いてコード化した第８図のスペクトラムを示し、 第11図は、サブバンド・エネルギー基づく、適合ビッ
ト割り当てを示し、 第12a図は、２バンド・サブバンドADPCMミュージック
・コーダーを示し、 第12b図は、第12a図のコーダーに用いられる２バンド
24タップQMFトリー構造を示し、 第13a図は、４バンド・サブバンドADPCMミュージッグ
・コーダーを示し、 第13b図は、第13a図のコーダーに用いられる４バンド
64タップQMFトリー構造を示し、 第14図は、コンパクト・ディスク・プレーヤーを用い
たコード化装置の１つの型のブロック回路ダイアグラム
を示し、 第15図は、第14図の装置に用いられるサブバンドADPC
Mエンコーディングを示し、 第16図は、第14図の装置に用いられるサブバンドADPC
Mデコーディングを示し、 第17図は、第14図の装置の部分のインターフェースを
示し、 第18図は、第17図のインターフェースの詳細を示し、 第19図は、第14図の装置の部分の間のデータ伝送のた
めの典型的な言語フォーマットを示す。
示し、 第２図は、適合パルスコード変調特性を示し、 第３図は、バック方向適合パルスコード変調システム
を図式的に示し、 第４図は、差パルスコード変調システムを図式的に示
し、 第５図は、パルスコード変調システムと差パルスコー
ド変調システムの比較を示し、 第６図は、サウンド信号スペクトラムを示し、 第７図は、４ビット・パルス・コード変調によってコ
ード化された第６図のスペクトラムを示し、 第８図は、２つのサブバンドに分割された第６図のス
ペクトラムを示し、 第９図は、各サブバンドを４ビット・パルスコード変
調でコード化した第８図のスペクトラムを示し、 第10図は、各サブバンドを、最適6:2ビット割り当て
を用いてコード化した第８図のスペクトラムを示し、 第11図は、サブバンド・エネルギー基づく、適合ビッ
ト割り当てを示し、 第12a図は、２バンド・サブバンドADPCMミュージック
・コーダーを示し、 第12b図は、第12a図のコーダーに用いられる２バンド
24タップQMFトリー構造を示し、 第13a図は、４バンド・サブバンドADPCMミュージッグ
・コーダーを示し、 第13b図は、第13a図のコーダーに用いられる４バンド
64タップQMFトリー構造を示し、 第14図は、コンパクト・ディスク・プレーヤーを用い
たコード化装置の１つの型のブロック回路ダイアグラム
を示し、 第15図は、第14図の装置に用いられるサブバンドADPC
Mエンコーディングを示し、 第16図は、第14図の装置に用いられるサブバンドADPC
Mデコーディングを示し、 第17図は、第14図の装置の部分のインターフェースを
示し、 第18図は、第17図のインターフェースの詳細を示し、 第19図は、第14図の装置の部分の間のデータ伝送のた
めの典型的な言語フォーマットを示す。
パルスコード変調（PCM）は、アナログ時間波形をい
くつかの０と１より成るデイジタルビットの流に変換す
るデイジタルコードシステムである。これを行うには、
まずアナログ信号がサンプルされる、つまり信号の電圧
推移が周期的に測定され、次いで各アナログサンプルが
バイナリ数、通常は２の余数（complement）に変換され
る。バイナリ数は、サンプル電圧のサイズと極性を示
す。その後各バイナリ数は、元のアナログ数の代りに、
送信されたり蓄積される。ナイキストの理論によれば、
アナログ波形は、アリアシング（aliasing）歪を避ける
ためには、最大信号偏移の周波数の少くとも２倍の周波
数でサンプルされなければならない。サンプリング基準
（criterion）が保持されるとすれば、PCMシステムにお
ける不正確さは、もっぱら各サンプル電圧のバイナリ表
示に由来する。高品質デイジタルオーディオにおいて、
その目的のためには、約14−16ビットのバイナリ言語長
が要求されることが、一般に認められている。我々の関
与するオーディオ信号は、普通0.24KHzの範囲にある。
くつかの０と１より成るデイジタルビットの流に変換す
るデイジタルコードシステムである。これを行うには、
まずアナログ信号がサンプルされる、つまり信号の電圧
推移が周期的に測定され、次いで各アナログサンプルが
バイナリ数、通常は２の余数（complement）に変換され
る。バイナリ数は、サンプル電圧のサイズと極性を示
す。その後各バイナリ数は、元のアナログ数の代りに、
送信されたり蓄積される。ナイキストの理論によれば、
アナログ波形は、アリアシング（aliasing）歪を避ける
ためには、最大信号偏移の周波数の少くとも２倍の周波
数でサンプルされなければならない。サンプリング基準
（criterion）が保持されるとすれば、PCMシステムにお
ける不正確さは、もっぱら各サンプル電圧のバイナリ表
示に由来する。高品質デイジタルオーディオにおいて、
その目的のためには、約14−16ビットのバイナリ言語長
が要求されることが、一般に認められている。我々の関
与するオーディオ信号は、普通0.24KHzの範囲にある。
PCMプロセスを示すため、第１図には２ビットPCM量子
化（quantizer）特性が示されている。サンプルコード
化、つまり極性と振幅を示すために２バイナリ言語を用
いることは、たった４つのレベルの量子化をもたらす。
更に第１図は、最大入力つまりサンプル電圧は＋／−１
ボルトである（即ち、量子化ダイナミックレンジは＋／
−１ボルトである）を前提としている。
化（quantizer）特性が示されている。サンプルコード
化、つまり極性と振幅を示すために２バイナリ言語を用
いることは、たった４つのレベルの量子化をもたらす。
更に第１図は、最大入力つまりサンプル電圧は＋／−１
ボルトである（即ち、量子化ダイナミックレンジは＋／
−１ボルトである）を前提としている。
＋0.6ボルトのサンプルが、この２ビット量子化に適
用されると、サンプルはＸ軸で01として示される。アナ
ログ信号に不連続なレベルを割当てるプロセスは量子化
として知られている。この言語が、PCM受信システムに
送信されると、サンプルは（Ｙ軸上）＋1.0ボルトとし
て再生される。この再生のプロセスは反量子化（revers
e quantization）として知られている。
用されると、サンプルはＸ軸で01として示される。アナ
ログ信号に不連続なレベルを割当てるプロセスは量子化
として知られている。この言語が、PCM受信システムに
送信されると、サンプルは（Ｙ軸上）＋1.0ボルトとし
て再生される。この再生のプロセスは反量子化（revers
e quantization）として知られている。
再生されたサンプルは、４つの不連続なレベルしかと
れないから、２ビットを用いるPCMコーディングは、元
の信号に対して大きなエラー、歪をもたらす。上の例に
おいて、量子化のステップサイズは0.5ボルトである。
とすると、PCMプロセスで生ずる最大エラーは＋／−0.2
5ボルト、つまりステップサイズの半分であり、したが
って最大の信号対エラー比（SNR）は1.0/0.25（つまりl
ogで表現すれば12dB）である。
れないから、２ビットを用いるPCMコーディングは、元
の信号に対して大きなエラー、歪をもたらす。上の例に
おいて、量子化のステップサイズは0.5ボルトである。
とすると、PCMプロセスで生ずる最大エラーは＋／−0.2
5ボルト、つまりステップサイズの半分であり、したが
って最大の信号対エラー比（SNR）は1.0/0.25（つまりl
ogで表現すれば12dB）である。
PCMコーディングで得られる特性のいくつかは、次の
通りである。
通りである。
１） エラーのルートミーンスクエア（RMS）は、入力
信号値とは無関係でステップサイズで決まり、したがっ
て平均エラーは固定である。したがって、SNRを高く保
つためには、量子化ダイナミックレンジを、おこり得る
信号推移レンジをカバーするように選んでおく必要があ
る。
信号値とは無関係でステップサイズで決まり、したがっ
て平均エラーは固定である。したがって、SNRを高く保
つためには、量子化ダイナミックレンジを、おこり得る
信号推移レンジをカバーするように選んでおく必要があ
る。
２） 通常の良好な量子化特性として、PCMサンプルエ
ラーは一定平均振幅のランダムノイズとして観察され
る。したがって、このノイズの周波数内容は、d.c.から
サンプリング周波数の半分に広がる。
ラーは一定平均振幅のランダムノイズとして観察され
る。したがって、このノイズの周波数内容は、d.c.から
サンプリング周波数の半分に広がる。
３） 最大エラー振幅はステップサイズの半分であるか
ら、量子化レンジを同じに保ってレベルの数を倍にすれ
ば、各サンプルについてのエラーは半分になる。エラー
電圧におけるこの減少のdB値は、PCM言語長に加えられ
た各追加ビットごとにSNRで6dBのゲインとして示され
る。例えば、16ビット量子化は、フルスケール入力サン
プル（即ち16×6dB）に対して、SNR値を96dBの範囲に保
つことができる。15dBビットPCMシテスムは、90dB等の
範囲の数値を達成する。
ら、量子化レンジを同じに保ってレベルの数を倍にすれ
ば、各サンプルについてのエラーは半分になる。エラー
電圧におけるこの減少のdB値は、PCM言語長に加えられ
た各追加ビットごとにSNRで6dBのゲインとして示され
る。例えば、16ビット量子化は、フルスケール入力サン
プル（即ち16×6dB）に対して、SNR値を96dBの範囲に保
つことができる。15dBビットPCMシテスムは、90dB等の
範囲の数値を達成する。
このように、通常のPCMは２つの基本的な作動欠点を
持っている。
持っている。
１） 入力信号は、量子化範囲を越えない。つまり、サ
ンプル振幅はラスト量子化ステップ（第１図）より大き
くはならない。とすると、エラー電圧はもはやステップ
サイズの半分とはならない。極めて良好な量子化でも、
これによって歪が大きくなる。
ンプル振幅はラスト量子化ステップ（第１図）より大き
くはならない。とすると、エラー電圧はもはやステップ
サイズの半分とはならない。極めて良好な量子化でも、
これによって歪が大きくなる。
２） 信号入力を、量子化ノイズ電圧と同じ位に小さく
することはできない。固定レンジ量子化のSNRは、小さ
な入力サンプルに於て最小となる。
することはできない。固定レンジ量子化のSNRは、小さ
な入力サンプルに於て最小となる。
実際には、１）と２）の欠点を避けるため、量子化ス
テップサイズは、大きなバイナリー言語長を用いること
によって小さくされる。次いで、レベルのダイナミック
レンジは予想される入力信号の２倍に設定される。（つ
まり、ステップの最も下の半分のみが用いられる。）し
かしながら、量子化レンジが入力のエネルギーに適合し
て変化するとすれば、長いPCM言語の使用は避けられ
る。音楽信号は、サンプルごとに約10−12の言語長を用
いることによって、充分PCMのコード化ができる。適合
できるPCMとしては、又、デイジタル拡張が知られてい
る。こゝでは、量子化でなく入力信号のダイナミックレ
ンジが変更されるシステムとなっている。そのようなシ
ステムが第２図に示されている。
テップサイズは、大きなバイナリー言語長を用いること
によって小さくされる。次いで、レベルのダイナミック
レンジは予想される入力信号の２倍に設定される。（つ
まり、ステップの最も下の半分のみが用いられる。）し
かしながら、量子化レンジが入力のエネルギーに適合し
て変化するとすれば、長いPCM言語の使用は避けられ
る。音楽信号は、サンプルごとに約10−12の言語長を用
いることによって、充分PCMのコード化ができる。適合
できるPCMとしては、又、デイジタル拡張が知られてい
る。こゝでは、量子化でなく入力信号のダイナミックレ
ンジが変更されるシステムとなっている。そのようなシ
ステムが第２図に示されている。
今、量子化レンジが、信号と常にマッチしているとす
ると、信号電圧とノイズ電圧の比は一定である。つま
り、ノイズレベルは、PCMと異なり、信号レベルに比例
する。信号に対する実際のノイズレベルは、量子化器に
おけるレベルの数によって簡単に決る。量子化レンジ
が、入力サンプル振幅にマッチするよう送信器で調整さ
れるとすれば、反量子化器のレンジも同様に、正しい作
動のため、調整されなければならない。これは、次の２
つのの方法で実現される。
ると、信号電圧とノイズ電圧の比は一定である。つま
り、ノイズレベルは、PCMと異なり、信号レベルに比例
する。信号に対する実際のノイズレベルは、量子化器に
おけるレベルの数によって簡単に決る。量子化レンジ
が、入力サンプル振幅にマッチするよう送信器で調整さ
れるとすれば、反量子化器のレンジも同様に、正しい作
動のため、調整されなければならない。これは、次の２
つのの方法で実現される。
１） ブロック作動 このプロセスでは、入力サンプルの１つのブロックが
受診器で遅延され、そのブロックのRMSエネルギーが計
算される。このエネルギー値が、そのブロックのサンプ
ルを量子化する前に、量子化器をスケールするのに用い
られる。一方このエネルギーサンプルは、得られるバイ
ナリービット流に先立って、受信器に送られ、反（inve
rse）量子化器のレンジを送信器のレンジに合わせる。
受診器で遅延され、そのブロックのRMSエネルギーが計
算される。このエネルギー値が、そのブロックのサンプ
ルを量子化する前に、量子化器をスケールするのに用い
られる。一方このエネルギーサンプルは、得られるバイ
ナリービット流に先立って、受信器に送られ、反（inve
rse）量子化器のレンジを送信器のレンジに合わせる。
２） バック方向適合PCM. 第３図に示すよう、このシステムでは、前に反量子化
サンプルされたエネルギーが、次のサンプルのレンジを
調整するのに用いられる。この場合、各量子化されたサ
ンプルは次のサンプルに適合されるレンジの情報を持っ
ているから、余分の「エネルギー」を受信器に送る必要
はない。
サンプルされたエネルギーが、次のサンプルのレンジを
調整するのに用いられる。この場合、各量子化されたサ
ンプルは次のサンプルに適合されるレンジの情報を持っ
ているから、余分の「エネルギー」を受信器に送る必要
はない。
差（Differential）パルスコード変調（DPCM）が第４
図に示されている。DPCMは、量子化されるものが、入力
サンプルｘ（ｎ）と予測サンプルｐ（ｎ）の間の差ｄ
（ｎ）である点を除いてPCMに極めて似ている。ｐ
（ｎ）は、前に作られたサンプルｒ（ｎ）に基づいて予
測する予測器Ｐによって作られ、受信器Ｒと送信器Ｔの
両方で用いられる。通常、この予測された値は、前に作
られたいくつかのサンプルのリニアな組合せで、次の式
に依る。
図に示されている。DPCMは、量子化されるものが、入力
サンプルｘ（ｎ）と予測サンプルｐ（ｎ）の間の差ｄ
（ｎ）である点を除いてPCMに極めて似ている。ｐ
（ｎ）は、前に作られたサンプルｒ（ｎ）に基づいて予
測する予測器Ｐによって作られ、受信器Ｒと送信器Ｔの
両方で用いられる。通常、この予測された値は、前に作
られたいくつかのサンプルのリニアな組合せで、次の式
に依る。
受信器における予測も常に同じであるから、ｒ（ｎ）
とｘ（ｎ）の差のみが、差信号ｄ（ｎ）を量子化するに
当って生ずる量子化エラーである。DPCMの目的は、入力
信号に関する差信号DSの振幅を減少しようとするもので
あるから、量子化器のレンジは入力を量子化するのに必
要なレンジより平均して小さくなる。したがってエラー
レベルもPCMの場合より減少する。DPCMは、予測信号PS
が入力サンプルに近くなればなる程、PCMに対して、よ
り効率的となる。予測は前のサンプルに基づいて行われ
るから、DPCMによってもたらされるコード化利得は、同
じドメインにおける信号の冗長度をいかに検出できるか
に左右される。PCMとDPCMの差は第５図に示されてい
る。DPCMがノイズレベルＮを減少する能力は、種々の理
由のため、長いドメインに渡って測定するのが良い。例
えば、ある信号Ｓについて、DPCMのノイズレベルNPが、
PCMに比して、半分になったとすれば、PCMに対するコー
ド化利は6dBである。差信号のダイナミック範囲は、入
力信号のそれよりはるかに小さいから、DPCMの量子化ノ
イズは小さくなる。
とｘ（ｎ）の差のみが、差信号ｄ（ｎ）を量子化するに
当って生ずる量子化エラーである。DPCMの目的は、入力
信号に関する差信号DSの振幅を減少しようとするもので
あるから、量子化器のレンジは入力を量子化するのに必
要なレンジより平均して小さくなる。したがってエラー
レベルもPCMの場合より減少する。DPCMは、予測信号PS
が入力サンプルに近くなればなる程、PCMに対して、よ
り効率的となる。予測は前のサンプルに基づいて行われ
るから、DPCMによってもたらされるコード化利得は、同
じドメインにおける信号の冗長度をいかに検出できるか
に左右される。PCMとDPCMの差は第５図に示されてい
る。DPCMがノイズレベルＮを減少する能力は、種々の理
由のため、長いドメインに渡って測定するのが良い。例
えば、ある信号Ｓについて、DPCMのノイズレベルNPが、
PCMに比して、半分になったとすれば、PCMに対するコー
ド化利は6dBである。差信号のダイナミック範囲は、入
力信号のそれよりはるかに小さいから、DPCMの量子化ノ
イズは小さくなる。
PDCMは入力信号を予測できる時のみに有効である。例
えば、サイン波のように固定された信号特性に対して
は、この予測は比較的簡単で、SNRコード化利得は60dB
になるであろう。しかしながら、予測器がたとえある特
定の波形に対して有効であっても、その作動が、信号の
他の波形に対して常に有効とは言えない。つまり、もし
DPCMシステムへの入力信号が固定でない場合には、予測
器の中でのリニアー結合は、信号統計によりコード化コ
ードが最大になるようにされなければならない。実際に
は、予測信号と入力信号の間のミーンズスクエア（mean
s square）エラーが最小になるよう予測係数が計算され
る。この計算は、すべてのサンプルに関しグラディエン
ト（gradient）又はラティス（lattice）適合技術を用
い、あるいは入力サンプルの一つのブロックに関しオー
トコリレーション（autocorrelation）及びコバリアン
ス（covariance）方法を用いて、行われる。
えば、サイン波のように固定された信号特性に対して
は、この予測は比較的簡単で、SNRコード化利得は60dB
になるであろう。しかしながら、予測器がたとえある特
定の波形に対して有効であっても、その作動が、信号の
他の波形に対して常に有効とは言えない。つまり、もし
DPCMシステムへの入力信号が固定でない場合には、予測
器の中でのリニアー結合は、信号統計によりコード化コ
ードが最大になるようにされなければならない。実際に
は、予測信号と入力信号の間のミーンズスクエア（mean
s square）エラーが最小になるよう予測係数が計算され
る。この計算は、すべてのサンプルに関しグラディエン
ト（gradient）又はラティス（lattice）適合技術を用
い、あるいは入力サンプルの一つのブロックに関しオー
トコリレーション（autocorrelation）及びコバリアン
ス（covariance）方法を用いて、行われる。
予測器に対するLPC適合と、ベーシックDPCMシステム
内の量子化器に対するAPCMを組合せることにより、所
謂、適合パルスコード変調（ADPCM）が得られる。
内の量子化器に対するAPCMを組合せることにより、所
謂、適合パルスコード変調（ADPCM）が得られる。
普通のオーディオ信号の短い期間の周波数にあって
は、スペクトル要素は一様に分布して訳ではない。実際
には、第６図に示すように、信号エネルギーの大部分
は、殆んどの時間、スペクトラムの下半分に見られる。
しかしながら、コード化プロセス（PCM,DPCM又はADPCM
のいずれでも）によって生ずるエラー電圧のスペクトラ
ムはホワイトノイズであって、dcからサンプル周波数の
半分にまで広がっている。例えば、第６図の信号が４ビ
ットPCMシステムでコード化されると、ノイズエネルギ
ーレベルは、第７図に示すように、平均信号レベルの約
24dB下となる。しかしながら、そのスペクトラムをコー
ド化すると、そのノイズレベルは、7KHzを越える周波数
の信号のそれを上まわることになる。結果として、この
コード化エラーは、主信号が高い周波数におけるエラー
信号を「マスク」（mask）することができないから、高
い周波数背景ヒス（hiss）として顕在化することにな
る。したがって、全領域PCMにあっては、ノイズレベル
が高エネルギースペクトル共振によって持ち上げられ、
そのため、第７図に示すように、ノイズが、それより小
さい振幅のスペクトル・コンポーネントを消してしま
う。
は、スペクトル要素は一様に分布して訳ではない。実際
には、第６図に示すように、信号エネルギーの大部分
は、殆んどの時間、スペクトラムの下半分に見られる。
しかしながら、コード化プロセス（PCM,DPCM又はADPCM
のいずれでも）によって生ずるエラー電圧のスペクトラ
ムはホワイトノイズであって、dcからサンプル周波数の
半分にまで広がっている。例えば、第６図の信号が４ビ
ットPCMシステムでコード化されると、ノイズエネルギ
ーレベルは、第７図に示すように、平均信号レベルの約
24dB下となる。しかしながら、そのスペクトラムをコー
ド化すると、そのノイズレベルは、7KHzを越える周波数
の信号のそれを上まわることになる。結果として、この
コード化エラーは、主信号が高い周波数におけるエラー
信号を「マスク」（mask）することができないから、高
い周波数背景ヒス（hiss）として顕在化することにな
る。したがって、全領域PCMにあっては、ノイズレベル
が高エネルギースペクトル共振によって持ち上げられ、
そのため、第７図に示すように、ノイズが、それより小
さい振幅のスペクトル・コンポーネントを消してしま
う。
スペクトラムの各所で発生するエラー信号を除く一つ
の方法は、量子化の前に、サブバンドコード化フィルタ
ーバンク（bank）を用いて、スペクトラムをいくつかの
バンドに分けることである。その上で、各バンドごとに
PCM,DPCM又はADPCMを用いてコード化すれば、各バンド
で発生するノイズはお互いに干渉しないことになる。第
６図を、２つの同じ周波数幅のバンドに分けると第８図
になる。各バンド、バンド１と２は、かくて、8KHzのバ
ンド幅の信号となり、したがって、各バンドにおけるサ
ンプリング周波数は、フルバンド周波数の場合に必要な
32KHzの半分、つまり16KHzとなる。
の方法は、量子化の前に、サブバンドコード化フィルタ
ーバンク（bank）を用いて、スペクトラムをいくつかの
バンドに分けることである。その上で、各バンドごとに
PCM,DPCM又はADPCMを用いてコード化すれば、各バンド
で発生するノイズはお互いに干渉しないことになる。第
６図を、２つの同じ周波数幅のバンドに分けると第８図
になる。各バンド、バンド１と２は、かくて、8KHzのバ
ンド幅の信号となり、したがって、各バンドにおけるサ
ンプリング周波数は、フルバンド周波数の場合に必要な
32KHzの半分、つまり16KHzとなる。
各バンドを、４ビット量子化器でコード化したものが
第９図である。この場合、低いバンドにおけるノイズ
は、７−8KHzのみにおいて、信号を上まわる。しかし、
高いバンドにおけるノイズレベルは不必要に低いから、
量子化器は第10図のように選定すると良い。このよう
に、サプバンドコード化の目的は、ビット割り当てを、
各バンド内の信号変化の配分に合わせることであり、そ
れによって、所謂ノイズマスクを最大にできる。勿論第
６図のスペクトラムパターンは時間によって変るから、
ビット割り当てを、各サブバンド内の短期間エネルギー
に合わせるようにすれば、更に大きな利得が得られる。
第11図参照。このプロセスは、周波数領域の適合ビット
割り当てとして知られている。
第９図である。この場合、低いバンドにおけるノイズ
は、７−8KHzのみにおいて、信号を上まわる。しかし、
高いバンドにおけるノイズレベルは不必要に低いから、
量子化器は第10図のように選定すると良い。このよう
に、サプバンドコード化の目的は、ビット割り当てを、
各バンド内の信号変化の配分に合わせることであり、そ
れによって、所謂ノイズマスクを最大にできる。勿論第
６図のスペクトラムパターンは時間によって変るから、
ビット割り当てを、各サブバンド内の短期間エネルギー
に合わせるようにすれば、更に大きな利得が得られる。
第11図参照。このプロセスは、周波数領域の適合ビット
割り当てとして知られている。
ビット割り当てによれば、信号スペクトラムのエネル
ギーは充分予測できるから、サブバンドコード化によっ
て、殆んど総ての信号に関連するスペクトル冗長度を知
ることができ、フルバンドコード化技術において、改良
されたコード化利得が得られる。
ギーは充分予測できるから、サブバンドコード化によっ
て、殆んど総ての信号に関連するスペクトル冗長度を知
ることができ、フルバンドコード化技術において、改良
されたコード化利得が得られる。
第12a,13a図において、主要部分は次のとおりであ
る。
る。
Q バック方向適合量子化器 1/Q 反バック方向適合量子化器 量子化器ステップサイズ適合器 P 全極（all−pole）バック方向適合予測器 ABA適合ビット割り当て このミュージック・コーダーは、各バンドにおけるバ
ック方向適合予測器と量子化器と協働する、２つのバン
ド・クオッドレーチュア（Quadrature）ミラーフィルタ
ー（QMF）バンクを有している。このシステムにあって
は、まず5:3の固定ビットの割当てを行い、かつ、高い
方のバンド及び低い方のバンドの両方の予測器の中で、
ブロック適合もしくはグラディアント（gradient）適合
のリニア予測コード化（LPC）を行う。用いられる量子
化器は、不均一（non−uniform）ラプラスpdfバック方
向適合のものである。２つのバンドに分けられ、24タッ
プQMFによって再結合される。15KHzのオーディオ信号は
32KHzでサンプルされ、各16ビットサンプルは２つの周
波数サブバンドに分けられ、４ビットでコードされ受信
器に送られる。こゝで、圧縮されたサンプルはデコード
され再生されアナログに戻される。第12aと12bに似た構
成が第13aと13bに示されている。この図面において、主
要部分は次のとおりである。
ック方向適合予測器と量子化器と協働する、２つのバン
ド・クオッドレーチュア（Quadrature）ミラーフィルタ
ー（QMF）バンクを有している。このシステムにあって
は、まず5:3の固定ビットの割当てを行い、かつ、高い
方のバンド及び低い方のバンドの両方の予測器の中で、
ブロック適合もしくはグラディアント（gradient）適合
のリニア予測コード化（LPC）を行う。用いられる量子
化器は、不均一（non−uniform）ラプラスpdfバック方
向適合のものである。２つのバンドに分けられ、24タッ
プQMFによって再結合される。15KHzのオーディオ信号は
32KHzでサンプルされ、各16ビットサンプルは２つの周
波数サブバンドに分けられ、４ビットでコードされ受信
器に送られる。こゝで、圧縮されたサンプルはデコード
され再生されアナログに戻される。第12aと12bに似た構
成が第13aと13bに示されている。この図面において、主
要部分は次のとおりである。
Q バック方向適合量子化器 1/Q 反バック方向適合量子化器 P ポール零（Pole−Zero）グラディエント （PZ） （Gladient）適合量子化器 量子化ステップサイズ適合器 QMF 量子化ミラー・フィルター この配置には、４つのサブバンドがある。サブバンド
の数の増加によって、コード化されたミュージックの質
は、第12a,12bに比して、向上したが、複雑になった分
だけコストは上昇した。このコーダーは、４バンド64タ
ップQMFトリー（tree）構造（０−4,4−8,8−12,12−16
KHz）を用いており、ここで各バンドは、８ポールバッ
ク方向ブロック適合予測器（オートコリレーション方に
より改善）とバック方向適合ラプラス量子化器と協働し
ている。しかしながら、このコーダーでは、ビット割り
当ては、４バンドにまたがるエラー信号の短い期間のエ
ネルギー分布に対応して、バック方向モードに適合可能
になっている。このコーダーにおいてバック方向適合が
自由に使えるということは、送信SIの必要性をなくして
いる。しかし、コード化遅延は192サンプル、即ち6.1ms
となり、全体の構成が、２バンドのものに比して約４倍
も複雑になっている。
の数の増加によって、コード化されたミュージックの質
は、第12a,12bに比して、向上したが、複雑になった分
だけコストは上昇した。このコーダーは、４バンド64タ
ップQMFトリー（tree）構造（０−4,4−8,8−12,12−16
KHz）を用いており、ここで各バンドは、８ポールバッ
ク方向ブロック適合予測器（オートコリレーション方に
より改善）とバック方向適合ラプラス量子化器と協働し
ている。しかしながら、このコーダーでは、ビット割り
当ては、４バンドにまたがるエラー信号の短い期間のエ
ネルギー分布に対応して、バック方向モードに適合可能
になっている。このコーダーにおいてバック方向適合が
自由に使えるということは、送信SIの必要性をなくして
いる。しかし、コード化遅延は192サンプル、即ち6.1ms
となり、全体の構成が、２バンドのものに比して約４倍
も複雑になっている。
第12bと13b図のトリー構造は、入力オーディオ信号を
いかにエンコーダの入力端へ分割して入力するかを示し
ている。サブバンドをデコーダで再生するためには、ト
リー構造図の信号の方向を逆にすれば良く、最終信号
は、オーディオ出力に現れる。
いかにエンコーダの入力端へ分割して入力するかを示し
ている。サブバンドをデコーダで再生するためには、ト
リー構造図の信号の方向を逆にすれば良く、最終信号
は、オーディオ出力に現れる。
高忠実度コード化方法にあっては、信号の忠実性がオ
ーディオ入力、コード化、再生プロセスの総てに渡って
保たれることが重要である。微妙なコード化の欠点が現
われ、それが認められるようになると大変である。評価
する為に用いられたソース源は、総て、いずれかのPCM
−F1ディジタルレコーダ CDプレヤーであった。ミュー
ジック信号のデイジタル化は、目的達成データ入力ユニ
ットと16ビットステレオＡ→Ｄ、Ｄ→Ａコンバータを用
いて行われた。正当（Anti−aliasing）再生のフィルタ
ーは、９次オーダ16KHzロールオフ（roll−off）活性フ
ィルタによって行われた。本願のコード化配置の効果を
確かめるため、コード化ミュージックが、元の信号（バ
ンドリミット15KHz）と比較された。これは、両方の信
号を、良好な内部環境を代表すると思われる室に置かれ
た高忠実度ラウドスピーカで再生することによって行わ
れた。再生機器としては、PCM−F1レコーダ、アッテネ
ータを有する活性クロスオーバー回路網、100ワット基
準モノパワー増幅器４台、バイアンプ（bi−amped）モ
ニタ品質ラウドスピーカ２台が用いられた。オーディオ
機器は、蓄積される信号歪を考慮して、最小限のものが
用いられた。
ーディオ入力、コード化、再生プロセスの総てに渡って
保たれることが重要である。微妙なコード化の欠点が現
われ、それが認められるようになると大変である。評価
する為に用いられたソース源は、総て、いずれかのPCM
−F1ディジタルレコーダ CDプレヤーであった。ミュー
ジック信号のデイジタル化は、目的達成データ入力ユニ
ットと16ビットステレオＡ→Ｄ、Ｄ→Ａコンバータを用
いて行われた。正当（Anti−aliasing）再生のフィルタ
ーは、９次オーダ16KHzロールオフ（roll−off）活性フ
ィルタによって行われた。本願のコード化配置の効果を
確かめるため、コード化ミュージックが、元の信号（バ
ンドリミット15KHz）と比較された。これは、両方の信
号を、良好な内部環境を代表すると思われる室に置かれ
た高忠実度ラウドスピーカで再生することによって行わ
れた。再生機器としては、PCM−F1レコーダ、アッテネ
ータを有する活性クロスオーバー回路網、100ワット基
準モノパワー増幅器４台、バイアンプ（bi−amped）モ
ニタ品質ラウドスピーカ２台が用いられた。オーディオ
機器は、蓄積される信号歪を考慮して、最小限のものが
用いられた。
得られた結果によれば、サプバンドADPCMは明らか
に、ミュージック信号が印加された時、デイジタルで圧
縮されたADMのものより、非常に高いコード化能率を示
した。更に得られた結果によれば、驚くべき高い品質の
デイジタルオーディオが、分割バンドADPCM言語によっ
て得られ、それはリニアPCMの1/4で、しかも見分けがつ
かなかった。発明者は、これ等のことは極めて重要であ
り、デイジタルオーディオ技術の発展に帰寄し、かつ、
ISDN,包装及びDBSデイジタルオーディオ分配に直ちに適
用できるものと考える。
に、ミュージック信号が印加された時、デイジタルで圧
縮されたADMのものより、非常に高いコード化能率を示
した。更に得られた結果によれば、驚くべき高い品質の
デイジタルオーディオが、分割バンドADPCM言語によっ
て得られ、それはリニアPCMの1/4で、しかも見分けがつ
かなかった。発明者は、これ等のことは極めて重要であ
り、デイジタルオーディオ技術の発展に帰寄し、かつ、
ISDN,包装及びDBSデイジタルオーディオ分配に直ちに適
用できるものと考える。
今までは、低いビットレート（rate）ミュージック・
コード化のことを考慮して、４ビットサブバンドADCPM
を取り扱ってきたが、更にテストしてみると、この方式
では、ナイキスト（Hyquist）サンプルごとに、約５−
６ビットで飽和し、最もクリティカルなミュージック信
号でも元の信号と区別がつかなくなる。これに追加し
て、ADPCMは、ビットエラー免疫性を、他の保護又は除
去形態が全くなくても１から103に下げる、つまり他のP
CMに基づくシステムよりも４又は５オーダーの大きさの
改善が得られることが分った。ダイナミック能力を改善
する手段として、サンプルごとに16ビットを越えるもの
が、未来のデイジタル・オーディオ・スタンダードに期
待されている。高忠実度デイジタルオーディオを蓄積し
送信する信頼性あり経済的な手段として、PCMの変らな
い潜在能力には着目すべきである。
コード化のことを考慮して、４ビットサブバンドADCPM
を取り扱ってきたが、更にテストしてみると、この方式
では、ナイキスト（Hyquist）サンプルごとに、約５−
６ビットで飽和し、最もクリティカルなミュージック信
号でも元の信号と区別がつかなくなる。これに追加し
て、ADPCMは、ビットエラー免疫性を、他の保護又は除
去形態が全くなくても１から103に下げる、つまり他のP
CMに基づくシステムよりも４又は５オーダーの大きさの
改善が得られることが分った。ダイナミック能力を改善
する手段として、サンプルごとに16ビットを越えるもの
が、未来のデイジタル・オーディオ・スタンダードに期
待されている。高忠実度デイジタルオーディオを蓄積し
送信する信頼性あり経済的な手段として、PCMの変らな
い潜在能力には着目すべきである。
第14図には、コンパクトディスク（CD）プレーヤー14
1より得られたデイジタルオーディオサンプルを用い
た、信号コード化技術が示されている。このシステムに
於て、CDプレーヤー内の16ビットPCMオーディオデータ
流は、まず４ビットに圧縮され、次いで元の16ビットPC
M形式に戻され、更にプレーヤー回路に帰されて通常の
アナログが再生されている。圧縮／拡張（又はコード
化）プロセスは、別のデイジタル信号プロセッサ（DS
P）チップ142と143を用いて、リアルタイムで行われて
いる。エンコードとデコードプロセスは、共に背中合せ
で行われているから、コンパクトディスク再生システム
によってもたらされる極めて高／品質のオーディオマテ
リアルは、コード化システムの音響特性の正しい評価
を、全体として、与える。
1より得られたデイジタルオーディオサンプルを用い
た、信号コード化技術が示されている。このシステムに
於て、CDプレーヤー内の16ビットPCMオーディオデータ
流は、まず４ビットに圧縮され、次いで元の16ビットPC
M形式に戻され、更にプレーヤー回路に帰されて通常の
アナログが再生されている。圧縮／拡張（又はコード
化）プロセスは、別のデイジタル信号プロセッサ（DS
P）チップ142と143を用いて、リアルタイムで行われて
いる。エンコードとデコードプロセスは、共に背中合せ
で行われているから、コンパクトディスク再生システム
によってもたらされる極めて高／品質のオーディオマテ
リアルは、コード化システムの音響特性の正しい評価
を、全体として、与える。
コード化装置のプログラムは、２つのAT ＆ T DSP16
−55nSデイジタル信号プロセッサチップ142,143に入れ
られており、それ等チップは、順に、変形フィリップス
CD650コンパクトディスク141（ディスクは140）にイン
ターフェースされる。
−55nSデイジタル信号プロセッサチップ142,143に入れ
られており、それ等チップは、順に、変形フィリップス
CD650コンパクトディスク141（ディスクは140）にイン
ターフェースされる。
CD650プレーヤー・デイジタル・オーディオ回路は、
３つの主PCMプロセシング・チップ、復調器144（SAA721
0,Aチップ）、デイジタルフィルタ145（SAS7220,Bチッ
プ）、デイジタル−アナログコンバータ146（DAC）より
構成される。16ビットPCMオーディオデータを得るため
には、上のSAA7210とSAA7220の間の通常の直列データ通
路が遮断され、それに代って、エンコーダ・デコーダ・
ハードウェア・プロセッサ・シングループ147を介する
通路が作られる。各16ビットPCMサンプル（ステレオ・
サンプリング・レート＝88.2KHz）が入力されると、エ
ンコーダは効果的に、コード化されたデータを、このビ
ット・レートの1/4（つまりPCMサンプルごとに４ビッ
ト）で、直列にデコーダへ転送する。圧縮されたデータ
を受信すると、デコーダ・チップ143は、それを16ビッ
トPCMに戻し、復調器144（SAA7210PCM）の出力データ流
と同様の形のPCMデータ流を、SAA7220フィルタ・チップ
145に出力する。
３つの主PCMプロセシング・チップ、復調器144（SAA721
0,Aチップ）、デイジタルフィルタ145（SAS7220,Bチッ
プ）、デイジタル−アナログコンバータ146（DAC）より
構成される。16ビットPCMオーディオデータを得るため
には、上のSAA7210とSAA7220の間の通常の直列データ通
路が遮断され、それに代って、エンコーダ・デコーダ・
ハードウェア・プロセッサ・シングループ147を介する
通路が作られる。各16ビットPCMサンプル（ステレオ・
サンプリング・レート＝88.2KHz）が入力されると、エ
ンコーダは効果的に、コード化されたデータを、このビ
ット・レートの1/4（つまりPCMサンプルごとに４ビッ
ト）で、直列にデコーダへ転送する。圧縮されたデータ
を受信すると、デコーダ・チップ143は、それを16ビッ
トPCMに戻し、復調器144（SAA7210PCM）の出力データ流
と同様の形のPCMデータ流を、SAA7220フィルタ・チップ
145に出力する。
16ビットPCM言語は、エンコーディングDSPチップ142
に直列入力ポートを介して入力されると、まずサブバン
ド・フィルタ・バンク・アルゴリズム150に印加され、
次いで、そこで、そのデイジタル・スペクトラムが、４
つの均一チャンネルつまりサブバンド、０−5.5KHz,5.5
−11KHz,11−16.5KHz,16.5−22KHzへ分割される。次い
で、各サブバンド信号は、11KHzへダウン・サンプルさ
れる。11KHzは、４つの16ビットPCM言語入力ごとに、１
つのサブバンドについて、１つの言語のをフィルタに与
える。各サブバンド信号は、次いで、独立のADPCMアル
ゴリズムを介して処理され、各サブバンド・サンプルか
ら予測（Ｐ）と差の量（Ｑ）が抽出される。この図の場
合、量子値器のビット割り当ては固定であって、０−5.
5KHzバンドでは８ビット、5.5−11KHzバンドでは４ビッ
ト、他のバンドについては各各２ビットである。４つの
量の相違信号は、次いで、マルチプレクサ15で多重化さ
れ、単一の16ビット・サブバンドADPCM言語（つまり８
＋４＋２＋２ビット）となる。この多重言語は、エンコ
ーダチップ142への４つのPCM言語入力ごとに形成される
から、各サブバンドADPCM言語を、元のPCM言語の代り
に、蓄積し送信すれば、信号容積は1/4となる。
に直列入力ポートを介して入力されると、まずサブバン
ド・フィルタ・バンク・アルゴリズム150に印加され、
次いで、そこで、そのデイジタル・スペクトラムが、４
つの均一チャンネルつまりサブバンド、０−5.5KHz,5.5
−11KHz,11−16.5KHz,16.5−22KHzへ分割される。次い
で、各サブバンド信号は、11KHzへダウン・サンプルさ
れる。11KHzは、４つの16ビットPCM言語入力ごとに、１
つのサブバンドについて、１つの言語のをフィルタに与
える。各サブバンド信号は、次いで、独立のADPCMアル
ゴリズムを介して処理され、各サブバンド・サンプルか
ら予測（Ｐ）と差の量（Ｑ）が抽出される。この図の場
合、量子値器のビット割り当ては固定であって、０−5.
5KHzバンドでは８ビット、5.5−11KHzバンドでは４ビッ
ト、他のバンドについては各各２ビットである。４つの
量の相違信号は、次いで、マルチプレクサ15で多重化さ
れ、単一の16ビット・サブバンドADPCM言語（つまり８
＋４＋２＋２ビット）となる。この多重言語は、エンコ
ーダチップ142への４つのPCM言語入力ごとに形成される
から、各サブバンドADPCM言語を、元のPCM言語の代り
に、蓄積し送信すれば、信号容積は1/4となる。
各16ビット・サブキャリアADPCM言語は、次いで、プ
ロセッサの直列出力ポートを介して、直列にデコーダDS
P、チップ143に出力される。これ等の交換は、前の節で
説明したように、16ビットPCM言語がエンコーダチップ1
42に入っている周期の1/4で行われる。
ロセッサの直列出力ポートを介して、直列にデコーダDS
P、チップ143に出力される。これ等の交換は、前の節で
説明したように、16ビットPCM言語がエンコーダチップ1
42に入っている周期の1/4で行われる。
第16図に於て、16ビットADPCM言語が、直列入力ポー
トを介して、デコーディングDSPチップ143に入ると、そ
れは先ずデマルチプレクサ・アルゴリズム160に印加さ
れる。サブバンドコードが分離され、次いで各サブバン
ドのコードは、反数量化（1/Q）され、エンコーディン
グチップ142で抽出された各予測（Ｐ）が加えられて再
構成される。再構成されたサブバンド信号は、次いで、
アップ・サンプル（up・sample）され、反フィルターさ
れて、44.1KHzサンプル・ステレオPCM信号となる。次い
で、各PCM言語は、DSPの直列出力ポートを介して、デイ
ジタルフィルタ145（SAA7220）へ出力される。
トを介して、デコーディングDSPチップ143に入ると、そ
れは先ずデマルチプレクサ・アルゴリズム160に印加さ
れる。サブバンドコードが分離され、次いで各サブバン
ドのコードは、反数量化（1/Q）され、エンコーディン
グチップ142で抽出された各予測（Ｐ）が加えられて再
構成される。再構成されたサブバンド信号は、次いで、
アップ・サンプル（up・sample）され、反フィルターさ
れて、44.1KHzサンプル・ステレオPCM信号となる。次い
で、各PCM言語は、DSPの直列出力ポートを介して、デイ
ジタルフィルタ145（SAA7220）へ出力される。
左と右のチャンネルPCMサンプルは、共通ポートを介
して、エンコーダへ入力されるが、各々は、背中合せの
コード化プロセスによって、別々にエンコード及びデコ
ードされる。したがって、デコーダとエンコーダ・アル
ゴリズム160と150は、各々左と右のチャンネルを処理す
るため、実際には、第16と第15図に示されているルーテ
ィンの２つと共働する。
して、エンコーダへ入力されるが、各々は、背中合せの
コード化プロセスによって、別々にエンコード及びデコ
ードされる。したがって、デコーダとエンコーダ・アル
ゴリズム160と150は、各々左と右のチャンネルを処理す
るため、実際には、第16と第15図に示されているルーテ
ィンの２つと共働する。
コンパクト・ディスク・プレーヤー DSP16ハードウェア・インターフェース チップ142と143のためのインターフェースを行うハー
ドウェアの詳細が、各々第17第18図に示されている。
ドウェアの詳細が、各々第17第18図に示されている。
まず、エンコーデーダ・プロセッサのPCM直列入力
（データ入力DI）からみるに、I2S形（基準１）のPCMオ
ーディオ・データは、復調チップ144（SAA7210）から、
同時に、クロック出力され、DSPエンコーダ142のDIにク
ロック入力される。各エンコーダ16ビットの直列入力
が、負荷サイクルLDABを介して、WSABの端に発生する。
プロセッサが、左と右のPCM言語を識別できるように、
同期パルスが、「活性」並列入力線（PBO）に印加さ
れ、左のPCMサンプル取り入れに対応する。並列と直列
の両方のポートを同時に読み出すことにより、プロセッ
サは、各サンプルの処理を正確に方向付けることができ
る。
（データ入力DI）からみるに、I2S形（基準１）のPCMオ
ーディオ・データは、復調チップ144（SAA7210）から、
同時に、クロック出力され、DSPエンコーダ142のDIにク
ロック入力される。各エンコーダ16ビットの直列入力
が、負荷サイクルLDABを介して、WSABの端に発生する。
プロセッサが、左と右のPCM言語を識別できるように、
同期パルスが、「活性」並列入力線（PBO）に印加さ
れ、左のPCMサンプル取り入れに対応する。並列と直列
の両方のポートを同時に読み出すことにより、プロセッ
サは、各サンプルの処理を正確に方向付けることができ
る。
16ビットのサブバンドADPCM言語は、DSP16直列出力ポ
ートのDO（データ・アウト）からの出力である。しか
し、これ等は、PCM言語の周期の1/4で転送される。しか
しながら、左サブバンドADPCMのタイミングは、それのX
DABラインへのエントリーが、SYAB高パルスに対応する
ようなものである。右のチャンネル・サブバンドADPCM
は、45.35μｓ遅れて追随するが、しかし、それはSYAB
の活性パルスがなくても行われる。
ートのDO（データ・アウト）からの出力である。しか
し、これ等は、PCM言語の周期の1/4で転送される。しか
しながら、左サブバンドADPCMのタイミングは、それのX
DABラインへのエントリーが、SYAB高パルスに対応する
ようなものである。右のチャンネル・サブバンドADPCM
は、45.35μｓ遅れて追随するが、しかし、それはSYAB
の活性パルスがなくても行われる。
ステレオ16ビット・サブバンドADPCMが、DI直列入力
を介して、XDABに受信されると、デコーダ・プロセッサ
は、同時に、再構成された16ビットPCM言語を、88.2KHz
の周期で、DSP16DO直列出力を介して、SAA7220チップの
DDAB入力へ、出力する。再び、デコーディング・アルゴ
リズム160の出力言語タイミングによって、左のチャン
ネルのPCM言語が、同期入力SYABのハイ（high）に整え
られる。
を介して、XDABに受信されると、デコーダ・プロセッサ
は、同時に、再構成された16ビットPCM言語を、88.2KHz
の周期で、DSP16DO直列出力を介して、SAA7220チップの
DDAB入力へ、出力する。再び、デコーディング・アルゴ
リズム160の出力言語タイミングによって、左のチャン
ネルのPCM言語が、同期入力SYABのハイ（high）に整え
られる。
AT＆Ｔ DSP16プロセッサ・チップ142と143のための
直列及び並列ポートのTTLタイミング図の詳細、及びム
ラード（Mullard）SASA7210とSAA7220のチップ144と145
のためのPCMデータ・フォーマットは、ムラード、AT＆
Ｔマニュアルに示されている。DSPチップ142と143の間
の伝送、つまり直列６ビットサブバンドADPCMデータ伝
送に用いられる代表的な言語フォーマットが、第19図に
示されている。こゝで、低い方のバンド（０−5.5KHz）
ADPCMが、伝送された言語の最初の８ビットを占め、次
のバンド（5.5−11KHz）ADPCMが、次の４ビットを占
め、以下同様である。
直列及び並列ポートのTTLタイミング図の詳細、及びム
ラード（Mullard）SASA7210とSAA7220のチップ144と145
のためのPCMデータ・フォーマットは、ムラード、AT＆
Ｔマニュアルに示されている。DSPチップ142と143の間
の伝送、つまり直列６ビットサブバンドADPCMデータ伝
送に用いられる代表的な言語フォーマットが、第19図に
示されている。こゝで、低い方のバンド（０−5.5KHz）
ADPCMが、伝送された言語の最初の８ビットを占め、次
のバンド（5.5−11KHz）ADPCMが、次の４ビットを占
め、以下同様である。
こゝでは、主として、ISDN用の高忠実ミュージック・
コード化について説明してきたが、本発明は、他の広帯
域を必要とする場合、例えば、島及びサテライト・ベー
ス放送用ミュージック伝送等にも利用できる。更に、高
忠実度ミュージック・コード化技術は、家庭用デイジタ
ル・オーディオ・メディア、特にビディオのサウンド、
コンパクト・ディスク（CD）、ビディオCD、デイジタル
・オーディオ・テープ（DAT）にとっても、極めて重要
な意味がある。
コード化について説明してきたが、本発明は、他の広帯
域を必要とする場合、例えば、島及びサテライト・ベー
ス放送用ミュージック伝送等にも利用できる。更に、高
忠実度ミュージック・コード化技術は、家庭用デイジタ
ル・オーディオ・メディア、特にビディオのサウンド、
コンパクト・ディスク（CD）、ビディオCD、デイジタル
・オーディオ・テープ（DAT）にとっても、極めて重要
な意味がある。
実施例は、単なる例であり、この発明の本質をはずれ
ない範囲でのいくつかの変形は可能である。
ない範囲でのいくつかの変形は可能である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−127440（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−129900（ＪＰ，Ａ) Ｆ．Ｋ．Ｓｏｏｎｇ ｅｔ．ａｌ．" Ｓｕｂｂａｎｄ Ｃｏｄｔｎｇ ｏｆ Ｓｐｅｅｃｈ Ｕｓｉｎｇ Ｂａｃｋｗ ａｒｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｐｒｅｄｉ ｃｔｉｏｎ ａｎｄ Ｂｉｔ Ａｌｌｏ ｃａｔｉｏｎ ”，ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅ ｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎ ｃｅ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐ ｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒ ｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．４，ｐｐ. 1672−1675，Ｍａｒｃｈ 1985
Claims (8)
- 【請求項１】電気信号コード化の方法であって； 信号を繰り返し周期でサンプリングするステップ、 各サンプルを少くとも２つの周波数バンドに濾波するス
テップ、 各バンドの信号を、リニア予測技術の手段によってコー
ド化し、かつ、各サブバンドを、その信号の変化に応じ
た可変の数のレベルで量子化するステップ、を有し 信号周波数が０−24KHzの範囲にあり、かつ受信器と送
信器の両方に於て、前に反量子化サンプルされたエネル
ギーが、次のサンプルの範囲を調整するのに用いられる
ことを特徴とする前記電気信号コード化の方法。 - 【請求項２】請求項１に於て、各サンプルが４つのサブ
バンドに濾波される前記電気信号コード化の方法。 - 【請求項３】請求項１又は２に於て、入力サンプルの１
つのブロックが送信器に於て遅延され、そのブロックの
実効エネルギーが計算され、そのエネルギー値が、前記
サンプルのブロックを量子化するに先立って、量子化を
スケールするのに用いられ、かつそのエネルギーサンプ
ルが、結果として得られるバイナリービットストリーム
に先立って、受信器に送信され、反量子化範囲を送信器
のそれに合わせるようにした前記電気信号コード化の方
法。 - 【請求項４】電気信号コード化の装置であって； 信号を繰り返し周期でサンプリングする手段（QMF）、 各サンプルを少くとも２つの周波数バンドに分波する手
段（QMF）、 各バンドの信号を、リニア予測技術の手段によってコー
ド化し（QMF,1/Q,P）、かつ、各サブバンドを、その信
号の変化に応じた可変の数のレベルで量子化する手段、
を有し、 前記装置は０−24KHzの信号周波数範囲に於てコード化
が可能であり、かつ受信器と送信器の両方に於て、前に
反量子化サンプルされたエネルギーが、次のサンプルの
範囲の調整に用いられることを特徴とする前記電気信号
コード化の装置。 - 【請求項５】請求項４に於て、コード化する手段が、バ
ック方向適合予測と協働する２つのバンド・クオッドレ
ーチュア・ミラーフィルターバンク（QMF）を有する前
記電気信号コード化の装置。 - 【請求項６】請求項４に於て、コード化する手段が、４
つのバンド・クオッドレーチュア・ミラーフィルターバ
ンク（QMF）を有する前記電気信号コード化の装置。 - 【請求項７】請求項５又は６に於て、ブロック適合予測
器（Ｐ）が２つのサブバンドに設けられている前記電気
信号コード化の装置。 - 【請求項８】請求項５又は６に於て、グラディアント適
合予測器（Ｐ）が２つのサブバンドに設けられている前
記電気信号コード化の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB888803390A GB8803390D0 (en) | 1988-02-13 | 1988-02-13 | Method and apparatus for electrical signal coding |
| GB8803390 | 1988-02-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03504787A JPH03504787A (ja) | 1991-10-17 |
| JP2963710B2 true JP2963710B2 (ja) | 1999-10-18 |
Family
ID=10631689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1502215A Expired - Lifetime JP2963710B2 (ja) | 1988-02-13 | 1989-02-10 | 電気的信号コード化のための方法と装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0398973B1 (ja) |
| JP (1) | JP2963710B2 (ja) |
| AT (1) | ATE112903T1 (ja) |
| DE (1) | DE68918846T2 (ja) |
| GB (1) | GB8803390D0 (ja) |
| WO (1) | WO1989007866A1 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3188013B2 (ja) * | 1993-02-19 | 2001-07-16 | 松下電器産業株式会社 | 変換符号化装置のビット配分方法 |
| WO1996019876A1 (en) * | 1994-12-20 | 1996-06-27 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Method and apparatus for applying waveform prediction to subbands of a perceptual coding system |
| FI114248B (fi) * | 1997-03-14 | 2004-09-15 | Nokia Corp | Menetelmä ja laite audiokoodaukseen ja audiodekoodaukseen |
| GB2326572A (en) * | 1997-06-19 | 1998-12-23 | Softsound Limited | Low bit rate audio coder and decoder |
| JP2002330075A (ja) * | 2001-05-07 | 2002-11-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | サブバンドａｄｐｃｍ符号化方法、復号方法、サブバンドａｄｐｃｍ符号化装置、復号装置およびワイヤレスマイクロホン送信システム、受信システム |
| JP3922979B2 (ja) * | 2002-07-10 | 2007-05-30 | 松下電器産業株式会社 | 伝送路符号化方法、復号化方法、及び装置 |
| DE102010006573B4 (de) | 2010-02-02 | 2012-03-15 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | IQ-Datenkompression für Breitbandanwendungen |
| DE102015201762A1 (de) * | 2015-02-02 | 2016-08-04 | Siemens Aktiengesellschaft | Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen eines Prädiktors für den Verlauf eines wellenförmigen Signals |
-
1988
- 1988-02-13 GB GB888803390A patent/GB8803390D0/en active Pending
-
1989
- 1989-02-10 AT AT89902408T patent/ATE112903T1/de not_active IP Right Cessation
- 1989-02-10 DE DE68918846T patent/DE68918846T2/de not_active Revoked
- 1989-02-10 JP JP1502215A patent/JP2963710B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-02-10 WO PCT/GB1989/000132 patent/WO1989007866A1/en not_active Application Discontinuation
- 1989-02-10 EP EP89902408A patent/EP0398973B1/en not_active Revoked
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｆ．Ｋ．Ｓｏｏｎｇ ｅｔ．ａｌ．"Ｓｕｂｂａｎｄ Ｃｏｄｔｎｇ ｏｆ Ｓｐｅｅｃｈ Ｕｓｉｎｇ Ｂａｃｋｗａｒｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ａｎｄ Ｂｉｔ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ "，ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．４，ｐｐ．１６７２−１６７５，Ｍａｒｃｈ １９８５ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE112903T1 (de) | 1994-10-15 |
| GB8803390D0 (en) | 1988-03-16 |
| WO1989007866A1 (en) | 1989-08-24 |
| DE68918846D1 (de) | 1994-11-17 |
| EP0398973A1 (en) | 1990-11-28 |
| JPH03504787A (ja) | 1991-10-17 |
| DE68918846T2 (de) | 1995-05-18 |
| EP0398973B1 (en) | 1994-10-12 |
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