JPH01225224A - ディジタル・アナログ変換回路 - Google Patents
ディジタル・アナログ変換回路Info
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- JPH01225224A JPH01225224A JP63050420A JP5042088A JPH01225224A JP H01225224 A JPH01225224 A JP H01225224A JP 63050420 A JP63050420 A JP 63050420A JP 5042088 A JP5042088 A JP 5042088A JP H01225224 A JPH01225224 A JP H01225224A
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- JP
- Japan
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- signal
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- switching
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/70—Automatic control for modifying converter range
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、ディジタル・アナログ変換回路に関し、特に
mビットの入力ディジタル信号をn(ただし、n<m)
ビットのディジタルφアナログ変換器(以下、D/A変
換器と称する)を用いてアナログ信号に変換するディジ
タル・アナログ変換回路に関する。
mビットの入力ディジタル信号をn(ただし、n<m)
ビットのディジタルφアナログ変換器(以下、D/A変
換器と称する)を用いてアナログ信号に変換するディジ
タル・アナログ変換回路に関する。
背景技術
ディジタル・オーディオ回路等の分野において、入力デ
ィジタル信号のビット数mよりも小なるビット数nの並
列入力端子を有するD/A変換器を用いてD/A変換を
行なうことにより、回路の低コスト化を図ったディジタ
ル・アナログ変換回路がある。このディジタル・アナロ
グ変換回路の従来例を第4図に示す。
ィジタル信号のビット数mよりも小なるビット数nの並
列入力端子を有するD/A変換器を用いてD/A変換を
行なうことにより、回路の低コスト化を図ったディジタ
ル・アナログ変換回路がある。このディジタル・アナロ
グ変換回路の従来例を第4図に示す。
第4図において、入力端子11〜1fllを経たmビッ
ト分のパラレルデータのうち、最上位ビット(MSB)
のデータは直接D/A変換器2の入力となり、2ビツト
目からnビット目までのデータはセレクタ3内の切換ス
イッチSW1〜5Wn4の各−人力となる一方、2ビツ
ト目より(m−n)番目のビットからm番目の最下位ビ
ット(L S B)までのデータは切換スイッチSW1
〜SWo、の各他人力となる。MSB及びセレクタ3を
経た(n−1)ビット分のデータはnビットの並列入力
端子を有するD/A変換器2でアナログ化された後、可
変利得増幅器4で選択的にレベル制御されてアナログ出
力となる。D/A変換器2は入力端子5を介して供給さ
れる開始指令信号に応答してD/A変換を開始する。
ト分のパラレルデータのうち、最上位ビット(MSB)
のデータは直接D/A変換器2の入力となり、2ビツト
目からnビット目までのデータはセレクタ3内の切換ス
イッチSW1〜5Wn4の各−人力となる一方、2ビツ
ト目より(m−n)番目のビットからm番目の最下位ビ
ット(L S B)までのデータは切換スイッチSW1
〜SWo、の各他人力となる。MSB及びセレクタ3を
経た(n−1)ビット分のデータはnビットの並列入力
端子を有するD/A変換器2でアナログ化された後、可
変利得増幅器4で選択的にレベル制御されてアナログ出
力となる。D/A変換器2は入力端子5を介して供給さ
れる開始指令信号に応答してD/A変換を開始する。
mビット分のパラレルデータのうち、MSBから数ビッ
ト、例えば上位3ビツトのデータはレベル検出器6の入
力ともなる。パラレルデータの重み付けは各ビットの符
号論理で決まるので、例えばEX−OR回路からなるレ
ベル検出器6により、上位3ビツトの符号を判定するこ
とによって入力ディジタル信号の上位3ビツトで決まる
設定レベルに対する信号レベルを検出できるのである。
ト、例えば上位3ビツトのデータはレベル検出器6の入
力ともなる。パラレルデータの重み付けは各ビットの符
号論理で決まるので、例えばEX−OR回路からなるレ
ベル検出器6により、上位3ビツトの符号を判定するこ
とによって入力ディジタル信号の上位3ビツトで決まる
設定レベルに対する信号レベルを検出できるのである。
このレベル検出器6は入力ディジタル信号の信号レベル
が設定レベルよりも小なるとき検出出力を発生し、次段
のリトリガラブル・モノステーブル・マルチバイブレー
タ(以下、リトリガラブルMMVと略称する)7をトリ
ガする。このリトリガラブルMM7の出力はセレクタ3
の切換スイッチSW1〜SW旧の切換え及び可変利得増
幅器4のゲイン切換えの制御信号となる。
が設定レベルよりも小なるとき検出出力を発生し、次段
のリトリガラブル・モノステーブル・マルチバイブレー
タ(以下、リトリガラブルMMVと略称する)7をトリ
ガする。このリトリガラブルMM7の出力はセレクタ3
の切換スイッチSW1〜SW旧の切換え及び可変利得増
幅器4のゲイン切換えの制御信号となる。
かかる構成において、入力ディジタル信号の信号レベル
が設定レベル以上の大信号レベルのとき、リトリガラブ
ルMM7からは制御信号が発生されず、セレクタ3の各
切換スイッチSW1〜SWo。
が設定レベル以上の大信号レベルのとき、リトリガラブ
ルMM7からは制御信号が発生されず、セレクタ3の各
切換スイッチSW1〜SWo。
は図示の状態を維持しかつ可変利得増幅器4のゲインの
切換えも行なわれないので、MSBからnビット分のデ
ータがD/A変換器2に供給されてD/A変換され、そ
のままアナログ出力となる。
切換えも行なわれないので、MSBからnビット分のデ
ータがD/A変換器2に供給されてD/A変換され、そ
のままアナログ出力となる。
一方、入力ディジタル信号の信号レベルが設定レベルよ
りも小なる小信号レベルのとき、リトリガラブルMMV
7からの制御信号に応答してセレクタ3の各切換スイッ
チsw、−8Wn、が下側に切り換わることにより、L
SBから(n−1)ビット分のデータが上位の方に2ビ
ツトだけシフトされてMSBのデータと共にD/A変換
器2に供給される。これと同時に、リトリガラブルMM
V7からの制御信号に応答して可変利得増幅器4のゲイ
ンが低い方に切り換わることにより、2ビツト分のビッ
トシフトによってディジタルデータ値が増大した分だけ
出力アナログ信号の信号レベルの減衰が行なわれる。こ
れにより、アナログ出力の信号レベルが本来のディジタ
ルデータ値と同一となる。この際、第5図に示すように
、リトリガラブルMMV7によって所定時間toの待ち
時間が与えられ、この待ち時間toの間に設定レベル以
上の信号レベルの入力ディジタル信号が無い場合にスイ
ッチSW1〜SWo、の切換え及びゲインの切換えが行
なわれるのである。
りも小なる小信号レベルのとき、リトリガラブルMMV
7からの制御信号に応答してセレクタ3の各切換スイッ
チsw、−8Wn、が下側に切り換わることにより、L
SBから(n−1)ビット分のデータが上位の方に2ビ
ツトだけシフトされてMSBのデータと共にD/A変換
器2に供給される。これと同時に、リトリガラブルMM
V7からの制御信号に応答して可変利得増幅器4のゲイ
ンが低い方に切り換わることにより、2ビツト分のビッ
トシフトによってディジタルデータ値が増大した分だけ
出力アナログ信号の信号レベルの減衰が行なわれる。こ
れにより、アナログ出力の信号レベルが本来のディジタ
ルデータ値と同一となる。この際、第5図に示すように
、リトリガラブルMMV7によって所定時間toの待ち
時間が与えられ、この待ち時間toの間に設定レベル以
上の信号レベルの入力ディジタル信号が無い場合にスイ
ッチSW1〜SWo、の切換え及びゲインの切換えが行
なわれるのである。
上述した従来回路では、−船釣に用いる場合には音楽信
号のフルスケールOd3としたとき、−6出若しくは一
12dBをゲイン切換えの判定レベルとしていることが
多いことにより、所定時間t。
号のフルスケールOd3としたとき、−6出若しくは一
12dBをゲイン切換えの判定レベルとしていることが
多いことにより、所定時間t。
を待ってゲインを切り換える際に、判定レベルの近傍で
ゲインが切り換わることが多々あるため、歪が多く発生
することがあるという欠点があった。
ゲインが切り換わることが多々あるため、歪が多く発生
することがあるという欠点があった。
発明の概要
本発明は、上記のような従来のものの欠点を除去すべく
なされたもので、ディジタルデータを小信号レベルモー
ドに切り換える際に発生する歪を最少限に抑制し得るデ
ィジタル・アナログ変換を提供することを目的とする。
なされたもので、ディジタルデータを小信号レベルモー
ドに切り換える際に発生する歪を最少限に抑制し得るデ
ィジタル・アナログ変換を提供することを目的とする。
本発明によるディジタルφアナログ変換は、mビットの
入力ディジタル信号の信号レベルが所定の設定レベルよ
りも小となったことを検出した時点から所定時間経過後
であって原アナログ信号の極性が反転したことを検出し
た時点で、入力ディジタル信号を上位の方に所定ビット
数だけシフトしてD/A変換器に供給しかつD/A変換
後の出力アナログ信号の信号レベルを前記所定ビット数
に対応するレベルだけ減衰せしめる構成となっている。
入力ディジタル信号の信号レベルが所定の設定レベルよ
りも小となったことを検出した時点から所定時間経過後
であって原アナログ信号の極性が反転したことを検出し
た時点で、入力ディジタル信号を上位の方に所定ビット
数だけシフトしてD/A変換器に供給しかつD/A変換
後の出力アナログ信号の信号レベルを前記所定ビット数
に対応するレベルだけ減衰せしめる構成となっている。
実施例
以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、図
中第4図と同等部分は同一符号により示されている。図
において、入力ディジタル信号に基づいてその原アナロ
グ信号の極性が反転したことを検出する極性反転検出器
8と、この極性反転検出器8及びリトリガラブルMM7
の各出力を2人力とするAND回路9が新たに設けられ
、AND回路9の出力信号をセレクタ3の切換スイッチ
SW1〜SW、、の切換え及び可変利得増幅器4のゲイ
ン切換えの制御信号として用いた構成となっており、そ
れ以外の構成は第4図のそれと同じであるので、その説
明を省略する。
中第4図と同等部分は同一符号により示されている。図
において、入力ディジタル信号に基づいてその原アナロ
グ信号の極性が反転したことを検出する極性反転検出器
8と、この極性反転検出器8及びリトリガラブルMM7
の各出力を2人力とするAND回路9が新たに設けられ
、AND回路9の出力信号をセレクタ3の切換スイッチ
SW1〜SW、、の切換え及び可変利得増幅器4のゲイ
ン切換えの制御信号として用いた構成となっており、そ
れ以外の構成は第4図のそれと同じであるので、その説
明を省略する。
極性反転検出器8は、例えば第2図に示すように、入力
ディジタル信号のMSHのデータをデータ(D)入力と
しかつD/A変換の開始指令信号をクロック(CK)入
力とするD型フリップフロップ(以下、D−FFと略称
する)10と、このD−FFIOのQ出力をD入力とし
かつ上記開始指令信号をCK大入力するD−FFIIと
、D−FFIo、11の各Q出力を2人力とするEX−
OR回路12とによって構成されている。
ディジタル信号のMSHのデータをデータ(D)入力と
しかつD/A変換の開始指令信号をクロック(CK)入
力とするD型フリップフロップ(以下、D−FFと略称
する)10と、このD−FFIOのQ出力をD入力とし
かつ上記開始指令信号をCK大入力するD−FFIIと
、D−FFIo、11の各Q出力を2人力とするEX−
OR回路12とによって構成されている。
かかる構成において、入力ディジタル信号が例えば21
sコンブリメント符号である場合MSBがその極性を示
すから、D/A変換の開始指令信号の例えば立下がりエ
ツジが変換開始タイミングとすれば、極性反転検出器8
は、この立下がりエツジでMSBのデータを取り込み、
同様にして取り込んだ1つ前のMSBのデータと比較し
、不一致であれば、原アナログ信号の極性が反転したこ
とになるので、例えば高レベルの検出信号を出力する。
sコンブリメント符号である場合MSBがその極性を示
すから、D/A変換の開始指令信号の例えば立下がりエ
ツジが変換開始タイミングとすれば、極性反転検出器8
は、この立下がりエツジでMSBのデータを取り込み、
同様にして取り込んだ1つ前のMSBのデータと比較し
、不一致であれば、原アナログ信号の極性が反転したこ
とになるので、例えば高レベルの検出信号を出力する。
一方、リトリガラブルMM7では、小信号 “
レベルモードに切り換えるための必要最小時間tが設定
され、当該時間tが経過しても入力ディジタル信号の信
号レベルが判定レベル(設定レベル)以上とならない場
合にその出力が高レベルとなり、判定レベル以上となっ
たときには低レベルとなる。
レベルモードに切り換えるための必要最小時間tが設定
され、当該時間tが経過しても入力ディジタル信号の信
号レベルが判定レベル(設定レベル)以上とならない場
合にその出力が高レベルとなり、判定レベル以上となっ
たときには低レベルとなる。
従って、極性反転検出器8及びリトリガラブルMM7の
各出力をAND回路9の入力とし、このAND回路9の
出力をセレクタ3の切換スイッチSW、−sw、→の切
換え及び可変利得増幅器4のゲイン切換えの制御信号と
すれば、大信号レベルモードから小信号レベルモードへ
の切換えは、第3図に示すように、必要最小時間tの経
過後であってD/A変換出力の信号レベルが0[v]又
は0[v]に最も近いデータの変換時に行なわれること
になる。
各出力をAND回路9の入力とし、このAND回路9の
出力をセレクタ3の切換スイッチSW、−sw、→の切
換え及び可変利得増幅器4のゲイン切換えの制御信号と
すれば、大信号レベルモードから小信号レベルモードへ
の切換えは、第3図に示すように、必要最小時間tの経
過後であってD/A変換出力の信号レベルが0[v]又
は0[v]に最も近いデータの変換時に行なわれること
になる。
ここで、必要最小時間tとは、コンパクト・ディスク番
プレーヤ等の再生処理系では、ディスクに記録される最
低周波数が4Hzであるから、4Hzの正弦波が歪みな
く再生されることが目安となる。すなわち、上位数ビッ
トのデータを取り込んでレベル検出する機会は、4Hz
であれば1周期中2回であるので、小信号レベルモード
への切換えの際の待ち時間である必要最小時間tは、t
−1/(4X2)以上であれば良いのである。
プレーヤ等の再生処理系では、ディスクに記録される最
低周波数が4Hzであるから、4Hzの正弦波が歪みな
く再生されることが目安となる。すなわち、上位数ビッ
トのデータを取り込んでレベル検出する機会は、4Hz
であれば1周期中2回であるので、小信号レベルモード
への切換えの際の待ち時間である必要最小時間tは、t
−1/(4X2)以上であれば良いのである。
なお、上記実施例では、入力ディジタル信号、セレクタ
3及びD/A変換器2に関してパラレル型のものを示し
たが、これらはシリアル型であっても良(、MSBを用
いた極性反転検出は、例えばシリアル−パラレル変換後
に実現される。また、出力アナログ信号の信号レベルの
レベル制御を可変利得増幅器4を用いて行なうとしたが
、本来、減衰を目的としているので、単なる抵抗などの
減衰器を用いても良いことは勿論である。
3及びD/A変換器2に関してパラレル型のものを示し
たが、これらはシリアル型であっても良(、MSBを用
いた極性反転検出は、例えばシリアル−パラレル変換後
に実現される。また、出力アナログ信号の信号レベルの
レベル制御を可変利得増幅器4を用いて行なうとしたが
、本来、減衰を目的としているので、単なる抵抗などの
減衰器を用いても良いことは勿論である。
発明の詳細
な説明したように、本発明によるディジタル・アナログ
変換においては、大信号レベルモードから小信号レベル
モードへの切換えを、入力ディジタル信号の信号レベル
が設定レベルよりも小となったことを検出した時点から
所定時間経過後であって原アナログ信号の極性が反転し
たことを検出した時点で行なら構成となっているので、
その切換え時点では信号レベルが0[v]近傍であるか
ら、出力アナログ信号の切換え歪を最少限に抑えること
ができる。
変換においては、大信号レベルモードから小信号レベル
モードへの切換えを、入力ディジタル信号の信号レベル
が設定レベルよりも小となったことを検出した時点から
所定時間経過後であって原アナログ信号の極性が反転し
たことを検出した時点で行なら構成となっているので、
その切換え時点では信号レベルが0[v]近傍であるか
ら、出力アナログ信号の切換え歪を最少限に抑えること
ができる。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
第1図における極性反転検出器の構成の一例を示すブロ
ック図、第3図は第1図の回路の動作波形図、第4図は
従来例を示すブロック図、第5図は第4図の回路の動作
波形図である。 主要部分の符号の説明 2・・・D/A変換器 3・・・・・・セレクタ
4・・・・・・可変利得増幅器 6・・・・・・レベ
ル検出器7・・・・・・リトリガラブルMMV 8・・・・・・極性反転検出器 出願人 パイオニア株式会社
第1図における極性反転検出器の構成の一例を示すブロ
ック図、第3図は第1図の回路の動作波形図、第4図は
従来例を示すブロック図、第5図は第4図の回路の動作
波形図である。 主要部分の符号の説明 2・・・D/A変換器 3・・・・・・セレクタ
4・・・・・・可変利得増幅器 6・・・・・・レベ
ル検出器7・・・・・・リトリガラブルMMV 8・・・・・・極性反転検出器 出願人 パイオニア株式会社
Claims (1)
- mビットの入力ディジタル信号の信号レベルが所定の設
定レベルよりも小となったことを検出するレベル検出手
段と、mよりも小なるnビットのディジタル・アナログ
変換手段と、所定制御信号に応答して前記入力ディジタ
ル信号を上位の方に所定ビット数だけシフトして前記デ
ィジタル・アナログ変換手段に供給する手段と、前記所
定制御信号に応答して前記ディジタル・アナログ変換手
段の出力アナログ信号の信号レベルを前記所定ビット数
に対応するレベルだけ減衰せしめる手段とを含むディジ
タル・アナログ変換回路であって、前記入力ディジタル
信号に基づいてその原アナログ信号の極性が反転したこ
とを検出する極性反転検出手段と、前記レベル検出手段
による検出時点から所定時間経過後であって前記極性反
転検出手段による最初の検出時点で前記所定制御信号を
出力する手段とを備えたことを特徴とするディジタル・
アナログ変換回路。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63050420A JPH01225224A (ja) | 1988-03-03 | 1988-03-03 | ディジタル・アナログ変換回路 |
US07/271,963 US4931796A (en) | 1988-03-03 | 1988-11-16 | Digital-to-analog conversion circuit |
GB8827064A GB2215543B (en) | 1988-03-03 | 1988-11-18 | Digital-to-analog conversion circuit |
FR8815127A FR2628272B1 (fr) | 1988-03-03 | 1988-11-21 | Circuit de conversion numerique-analogique et procede associe |
DE3839709A DE3839709C2 (de) | 1988-03-03 | 1988-11-24 | Digital-Analog-Umsetzerschaltung und Verfahren zur Umsetzung eines Digitalsignals in ein Analogsignal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63050420A JPH01225224A (ja) | 1988-03-03 | 1988-03-03 | ディジタル・アナログ変換回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01225224A true JPH01225224A (ja) | 1989-09-08 |
Family
ID=12858373
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63050420A Pending JPH01225224A (ja) | 1988-03-03 | 1988-03-03 | ディジタル・アナログ変換回路 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4931796A (ja) |
JP (1) | JPH01225224A (ja) |
DE (1) | DE3839709C2 (ja) |
FR (1) | FR2628272B1 (ja) |
GB (1) | GB2215543B (ja) |
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-
1988
- 1988-03-03 JP JP63050420A patent/JPH01225224A/ja active Pending
- 1988-11-16 US US07/271,963 patent/US4931796A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-11-18 GB GB8827064A patent/GB2215543B/en not_active Expired
- 1988-11-21 FR FR8815127A patent/FR2628272B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1988-11-24 DE DE3839709A patent/DE3839709C2/de not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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