JPH01198816A - 広帯域差動増幅器 - Google Patents
広帯域差動増幅器Info
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- JPH01198816A JPH01198816A JP63308686A JP30868688A JPH01198816A JP H01198816 A JPH01198816 A JP H01198816A JP 63308686 A JP63308686 A JP 63308686A JP 30868688 A JP30868688 A JP 30868688A JP H01198816 A JPH01198816 A JP H01198816A
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- Japan
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- transistors
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- amplifiers
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、差動トランスコンダクタンス増幅器、特に非
線形誤差電流を低減した広帯域差動増幅器に関する。
線形誤差電流を低減した広帯域差動増幅器に関する。
［従来技術及び発明が解決しようとする課題］米国特許
第３６３３１２０号公報（特公昭５０−２６８９９号に
対応）に記載された差動トランスコンダクタンス増幅器
は、現在ではｒＦＴダブラ増幅器」又は単にｒＦＴダブ
ラ」として一般に知られている。ここで、トランスコン
ダクタンス増幅器とは、入力電圧に比例した出力電流を
発生する増幅器である。第２図は、従来のＦＴダブラ増
幅器の回路図であり、１対の差動増幅器を含み、これら
差動増幅器は、トランジスタ１４．１８．２０及び２４
と、エミッタ抵抗器１６及び２２を含んでいる。これら
１対の差動増幅器は、誤差電流を発生する上に増幅器全
体の信号利得を決定する。誤差電流は、夫々のトランジ
スタのエミッタ・ベース間電圧の不整合に起因している
。トランジスタ１４及び２４０ベースは、この増幅器の
差動入力電圧を受け、トランジスタ１８及び２０のベー
スは、基準電位源に共通接続されている。各トランジス
タの電流増幅率βの影響を無視すると、差動増幅器の電
圧及び電流は平衡状態となり、次式で表される。
第３６３３１２０号公報（特公昭５０−２６８９９号に
対応）に記載された差動トランスコンダクタンス増幅器
は、現在ではｒＦＴダブラ増幅器」又は単にｒＦＴダブ
ラ」として一般に知られている。ここで、トランスコン
ダクタンス増幅器とは、入力電圧に比例した出力電流を
発生する増幅器である。第２図は、従来のＦＴダブラ増
幅器の回路図であり、１対の差動増幅器を含み、これら
差動増幅器は、トランジスタ１４．１８．２０及び２４
と、エミッタ抵抗器１６及び２２を含んでいる。これら
１対の差動増幅器は、誤差電流を発生する上に増幅器全
体の信号利得を決定する。誤差電流は、夫々のトランジ
スタのエミッタ・ベース間電圧の不整合に起因している
。トランジスタ１４及び２４０ベースは、この増幅器の
差動入力電圧を受け、トランジスタ１８及び２０のベー
スは、基準電位源に共通接続されている。各トランジス
タの電流増幅率βの影響を無視すると、差動増幅器の電
圧及び電流は平衡状態となり、次式で表される。
ＶＢＥ（１４）＝ ＶＢＥ（２０）、及びＶＢＥ（１８
）＝ＶＢＥ（２４） −−−（１）ＶＢＥ（１
４） −ＶＢＥ（１８） ＝ＶＢＥ（２０）−ＶＢＥ（２４）＝ｄＶ −−−（
２）ＩＥ＝ （ｖＩＮ−ａｖ）／ＲＥ −−−（
３）ここで、ＶＢＥは、括弧内の数字のトランジスタの
ベース・エミッタ間電圧であり、ＩＥは、エミッタ抵抗
器ＲＥを流れる電流である。
）＝ＶＢＥ（２４） −−−（１）ＶＢＥ（１
４） −ＶＢＥ（１８） ＝ＶＢＥ（２０）−ＶＢＥ（２４）＝ｄＶ −−−（
２）ＩＥ＝ （ｖＩＮ−ａｖ）／ＲＥ −−−（
３）ここで、ＶＢＥは、括弧内の数字のトランジスタの
ベース・エミッタ間電圧であり、ＩＥは、エミッタ抵抗
器ＲＥを流れる電流である。
２つの差動増幅器のコレクタは同相関係となるように、
互いに交差接続され、同じ入力電圧に対して２倍の電流
利得が得られる。これらコレクタ電流が合算され、トラ
ンジスタ１０及び１２のベース接地段を介して流れる。
互いに交差接続され、同じ入力電圧に対して２倍の電流
利得が得られる。これらコレクタ電流が合算され、トラ
ンジスタ１０及び１２のベース接地段を介して流れる。
このｒＦＴダブラ」の名称は、増幅器の動作に由来して
いる。単純な差動トランジスタ対のトランスコンダクタ
ンス増幅器では、高周波数領域で約６デシベル／オクタ
ーブの割合で利得が減少する。この増幅器の利得が１に
なる周波数がその増幅器のＦＴ（即ち、単位利得周波数
）である。ＦＴダブラ増幅器の構成によれば、単純な増
幅器と比較して入力電圧が同じでも、単位利得周波数Ｆ
Ｔにおける出力電流の値は２倍になる。また、入力信号
の周波数の増加に伴い利得が低下するので、ＦＴダブラ
増幅器では、単位利得周波数の２倍（即ち２ＦＴ）の周
波数において、単純な差動トランジスタ対の増幅器のＦ
Ｔの時と同じ出力電流を得ることが出来る。
いる。単純な差動トランジスタ対のトランスコンダクタ
ンス増幅器では、高周波数領域で約６デシベル／オクタ
ーブの割合で利得が減少する。この増幅器の利得が１に
なる周波数がその増幅器のＦＴ（即ち、単位利得周波数
）である。ＦＴダブラ増幅器の構成によれば、単純な増
幅器と比較して入力電圧が同じでも、単位利得周波数Ｆ
Ｔにおける出力電流の値は２倍になる。また、入力信号
の周波数の増加に伴い利得が低下するので、ＦＴダブラ
増幅器では、単位利得周波数の２倍（即ち２ＦＴ）の周
波数において、単純な差動トランジスタ対の増幅器のＦ
Ｔの時と同じ出力電流を得ることが出来る。
このＦＴダブラ増幅器は、単純な差動トランジスタ対の
トランスコンダクタンス増幅器と比較して周波数応答帯
域幅を増加出来るが、利得の直線性が不正確になるとい
う欠点もある。米国特許第４２６７５１６号（特公昭６
１−４１１６３号に対応）公報では、誤差補正増幅器を
有する差動ＦＴダブラ増幅器を開示している。この回路
は、ＦＴダブラの広帯域周波数特性を損なうことなく、
直線性を改善している。誤差補正増幅器を使用する１つ
の前提は、誤差補正増幅器自身の誤差の影響が生じては
ならないということである。従って、誤差補正増幅器の
直線性を向上する為に、誤差補正増幅器に大きなバイア
ス電流を流さなければならない。しかし、このバイアス
電流は、主増幅器に兼用出来ないので、回路全体の消費
電力を実質的に増大させてしまうという問題があった。
トランスコンダクタンス増幅器と比較して周波数応答帯
域幅を増加出来るが、利得の直線性が不正確になるとい
う欠点もある。米国特許第４２６７５１６号（特公昭６
１−４１１６３号に対応）公報では、誤差補正増幅器を
有する差動ＦＴダブラ増幅器を開示している。この回路
は、ＦＴダブラの広帯域周波数特性を損なうことなく、
直線性を改善している。誤差補正増幅器を使用する１つ
の前提は、誤差補正増幅器自身の誤差の影響が生じては
ならないということである。従って、誤差補正増幅器の
直線性を向上する為に、誤差補正増幅器に大きなバイア
ス電流を流さなければならない。しかし、このバイアス
電流は、主増幅器に兼用出来ないので、回路全体の消費
電力を実質的に増大させてしまうという問題があった。
従って、本発明の目的は、ＦＴダブラ増幅器の広帯域周
波数特性を損なわず、且つ消費電力を増加させずに直線
性を改善し得る広帯域差動増幅器を提供することである
。
波数特性を損なわず、且つ消費電力を増加させずに直線
性を改善し得る広帯域差動増幅器を提供することである
。
［課題を解決する為の手段及び作用］
本発明の広帯域増幅器は、主増幅器と各々が直列接続さ
れた２つの誤差増幅器を有し、これら誤差増幅器により
高電圧入力による非直線性及び熱歪を補正する。本発明
は、従来の誤差補正増幅器の欠点を改善するものであり
、誤差補正増幅器のバイアス電流を総て主増幅器のバイ
アス電流としても兼用することにより、実質的に電力消
費量を節約している。
れた２つの誤差増幅器を有し、これら誤差増幅器により
高電圧入力による非直線性及び熱歪を補正する。本発明
は、従来の誤差補正増幅器の欠点を改善するものであり
、誤差補正増幅器のバイアス電流を総て主増幅器のバイ
アス電流としても兼用することにより、実質的に電力消
費量を節約している。
本発明の好適実施例に於いて、ＦＴダブラ増幅器は、１
対の単純な差動増幅器を含み、これら１対の差動増幅器
は、４つのエミッタ端子とそれに対応する４つのバイア
ス電流源又はバイアス抵抗器を含んでいる。４つのエミ
ッタ端子と４つのバイアス電流源との間に２つの誤差増
幅器を挿入し、これら２つの誤差増幅器は互いに逆極性
の誤差電流を発生し、単純な差動増幅器の発生する誤差
電流を相殺する。別のトランジスタ対が差動増幅器の誤
差電圧を検出し、このトランジスタ対は、交互に２つの
誤差増幅器を制御する。
対の単純な差動増幅器を含み、これら１対の差動増幅器
は、４つのエミッタ端子とそれに対応する４つのバイア
ス電流源又はバイアス抵抗器を含んでいる。４つのエミ
ッタ端子と４つのバイアス電流源との間に２つの誤差増
幅器を挿入し、これら２つの誤差増幅器は互いに逆極性
の誤差電流を発生し、単純な差動増幅器の発生する誤差
電流を相殺する。別のトランジスタ対が差動増幅器の誤
差電圧を検出し、このトランジスタ対は、交互に２つの
誤差増幅器を制御する。
［実施例］
第１図は、本発明による広帯域増幅器の１実施例の回路
図である。この回路では、差動増幅器により生じる非線
形性を補正する為に、１対の誤差増幅器により誤差電流
を発生させる。１対の誤差増幅器は、トランジスタ３８
．４２．４４及び４８と、エミッタ抵抗器４０及び４６
と、電流源２６．２８．３０及び３２で構成されている
。これらバイアス電流源２６．２８．３０及び３２は、
トランジスタ３８．４２．４４及び４８にバイアス電流
を供給する。これらバイアス電流は、トランジスタ１４
．１８．２０及び２４をバイアスする為にも用いられる
。誤差増幅器を直列に接続することにより、消費電力の
増加を最少にして、増幅器の直線性を向上することが出
来る。トランジスタ３８及び４４のベースを相互接続し
、トランジスタ４２及び４８のベースを相互接続してい
るので、１対の誤差増幅器は同じ出力電流を発生する。
図である。この回路では、差動増幅器により生じる非線
形性を補正する為に、１対の誤差増幅器により誤差電流
を発生させる。１対の誤差増幅器は、トランジスタ３８
．４２．４４及び４８と、エミッタ抵抗器４０及び４６
と、電流源２６．２８．３０及び３２で構成されている
。これらバイアス電流源２６．２８．３０及び３２は、
トランジスタ３８．４２．４４及び４８にバイアス電流
を供給する。これらバイアス電流は、トランジスタ１４
．１８．２０及び２４をバイアスする為にも用いられる
。誤差増幅器を直列に接続することにより、消費電力の
増加を最少にして、増幅器の直線性を向上することが出
来る。トランジスタ３８及び４４のベースを相互接続し
、トランジスタ４２及び４８のベースを相互接続してい
るので、１対の誤差増幅器は同じ出力電流を発生する。
これら誤差増幅器の制御電圧は、トランジスタ３４及び
３６から供給される。トランジスタ３４及び３６の特性
は整合しており、整合電流源５０及び５２によりバイア
スされている。トランジスタ３４のベースはトランジス
タ１８のエミッタと接続し、トランジスタ３６のベース
は、トランジスタ２０のエミッタ、と接続している。誤
差増幅器の制御電圧Ｖｃは、トランジスタ３４及び３６
のエミッタ間電圧であり、次式で与えられる。
３６から供給される。トランジスタ３４及び３６の特性
は整合しており、整合電流源５０及び５２によりバイア
スされている。トランジスタ３４のベースはトランジス
タ１８のエミッタと接続し、トランジスタ３６のベース
は、トランジスタ２０のエミッタ、と接続している。誤
差増幅器の制御電圧Ｖｃは、トランジスタ３４及び３６
のエミッタ間電圧であり、次式で与えられる。
ＶＢＥ（１８）＋ＶＢＥ（３４）＋Ｖｃ＝ＶＢＥ（２０
）＋ＶＢＥ（３６） −−・（４）この
式で、等しいベース・エミッタ間電圧を消去して変形す
ると、次式を得る。
）＋ＶＢＥ（３６） −−・（４）この
式で、等しいベース・エミッタ間電圧を消去して変形す
ると、次式を得る。
Ｖｃ＝ＶＢＥ（２０）−ＶＢＥ（１８）＝ｄＶ ・・
（５）この制御電圧Ｖｃは、２つの誤差増幅器の相互
接続されたベースに供給される。これら２つの誤差増幅
器のコレクタの出力電流は、エミッタ抵抗器１６．２２
．４０及び４６が略同じ値の場合には、絶対値が等しい
が極性が逆になる。
（５）この制御電圧Ｖｃは、２つの誤差増幅器の相互
接続されたベースに供給される。これら２つの誤差増幅
器のコレクタの出力電流は、エミッタ抵抗器１６．２２
．４０及び４６が略同じ値の場合には、絶対値が等しい
が極性が逆になる。
Ｉｃ（３８）＝Ｉｃ（４４）＝ｄＶ／ＲＥ ・−
（６）Ｉｃ（４２）＝Ｉｃ（４８）＝−ｄＶ／ＲＥ
・・（７）さて、２つの差動増幅器のコレクタ電流Ｉ
ｃが誤差電流と無関係になることを示す。
（６）Ｉｃ（４２）＝Ｉｃ（４８）＝−ｄＶ／ＲＥ
・・（７）さて、２つの差動増幅器のコレクタ電流Ｉ
ｃが誤差電流と無関係になることを示す。
Ｉｃ（１４）＝Ｉｃ（２０）
＝ Ｉ Ｅ＋ Ｉ ｃ（３８） ・・・（８
）＝（ＶＩＮ−ｄＶ）／ＲＥ＋ｄＶ／ＲＥ −−−
（９）＝ＶＩＮ／ＲＥ −−
−（１０）Ｉｃ（１８）＝Ｉｃ（２４） ＝−ＩＥ＋Ｉｃ（４２） ・・・（１１）＝
−（ＶＩＮ−ｄＶ）／ＲＥ−ｄＶ／ＲＥ −−−（１２
）＝−ＶＩＮ／ＲＥ −−−（
１３）この増幅器全体の総差動出力電流Ｉｄｉｆｆは、
次式で与えられる。
）＝（ＶＩＮ−ｄＶ）／ＲＥ＋ｄＶ／ＲＥ −−−
（９）＝ＶＩＮ／ＲＥ −−
−（１０）Ｉｃ（１８）＝Ｉｃ（２４） ＝−ＩＥ＋Ｉｃ（４２） ・・・（１１）＝
−（ＶＩＮ−ｄＶ）／ＲＥ−ｄＶ／ＲＥ −−−（１２
）＝−ＶＩＮ／ＲＥ −−−（
１３）この増幅器全体の総差動出力電流Ｉｄｉｆｆは、
次式で与えられる。
Ｉ ｄｉｆｆ＝ Ｉ ｏｌ −Ｉ ｏ２
・・・（１４）＝Ｉｃ（１４）＋Ｉｃ（２０） −（Ｉｃ（１８）＋Ｉｃ（２４）） ”・（１５
）＝２＊ＶＩＮ／ＲＥ−（−２＊ＶＩＮ／ＲＥ）＝４＊
ＶＩＮ／ＲＥ −−−（１６）
この増幅器の総トランスコンダクタンスＧは、Ｇ＝（４
＊ＶＩＮ／ＲＥ）／（２＊ＶＩＮ）＝２／ＲＥ
・・・（１７）このトランスコンダ
クタンスの式には、誤差項が含まれず、且つＦＴダブラ
回路の優れた特性を保持していることに留意されたい。
・・・（１４）＝Ｉｃ（１４）＋Ｉｃ（２０） −（Ｉｃ（１８）＋Ｉｃ（２４）） ”・（１５
）＝２＊ＶＩＮ／ＲＥ−（−２＊ＶＩＮ／ＲＥ）＝４＊
ＶＩＮ／ＲＥ −−−（１６）
この増幅器の総トランスコンダクタンスＧは、Ｇ＝（４
＊ＶＩＮ／ＲＥ）／（２＊ＶＩＮ）＝２／ＲＥ
・・・（１７）このトランスコンダ
クタンスの式には、誤差項が含まれず、且つＦＴダブラ
回路の優れた特性を保持していることに留意されたい。
即ち、任意の入力電圧に対して出力電流は２倍になる。
集積回路内に実装する際には、最大性能を得る為に回路
素子を整合させることが望ましい。よって、トランジス
タ１０及び１２、トランジスタ１４．１８．２０及び２
４、トランジスタ３４及び３６、トランジスタ３８．４
２．４４及び４８、エミッタ抵抗器１６．２２．４０及
び４６、電流源２６．２８．３０及び３２、電流源５０
及び５２等は互いに特性を整合させることが望ましい。
素子を整合させることが望ましい。よって、トランジス
タ１０及び１２、トランジスタ１４．１８．２０及び２
４、トランジスタ３４及び３６、トランジスタ３８．４
２．４４及び４８、エミッタ抵抗器１６．２２．４０及
び４６、電流源２６．２８．３０及び３２、電流源５０
及び５２等は互いに特性を整合させることが望ましい。
以上本発明の好適実施例について説明したが、本発明は
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱する事なく必要に応じて種々の変形
及び変更を実施し得る事は当業者には明らかである。
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱する事なく必要に応じて種々の変形
及び変更を実施し得る事は当業者には明らかである。
［発明の効果］
本発明によれば、所謂ＦＴダブラ増幅器の１対の差動増
幅器のエミッタと電流源との間に１対の差動誤差増幅器
を挿入し、共通電流源によりこれら差動増幅器及び誤差
増幅器を駆動しているので、ＦＴダブラ増幅器の特性を
損なうことなく、非線形性を補正した上に消費電力も最
少にすることが出来る広帯域差動増幅器を提供している
。
幅器のエミッタと電流源との間に１対の差動誤差増幅器
を挿入し、共通電流源によりこれら差動増幅器及び誤差
増幅器を駆動しているので、ＦＴダブラ増幅器の特性を
損なうことなく、非線形性を補正した上に消費電力も最
少にすることが出来る広帯域差動増幅器を提供している
。
第１図は、本発明による広帯域差動増幅器の１実施例の
回路図、第２図は、従来の所謂ＦＴダブラ増幅器の回路
図である。 １４．１８：第１差動増幅器 ２０．２４：第２差動増幅器 ３８．４２：第１差動誤差増幅器 ４４．４８：第２差動誤差増幅器 ３４．３６：差動バッファ増幅器
回路図、第２図は、従来の所謂ＦＴダブラ増幅器の回路
図である。 １４．１８：第１差動増幅器 ２０．２４：第２差動増幅器 ３８．４２：第１差動誤差増幅器 ４４．４８：第２差動誤差増幅器 ３４．３６：差動バッファ増幅器
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１入力端子及び基準電位源に夫々ベースを接続した第
１及び第２トランジスタを含む第１差動増幅器と、 第２入力端子及び上記基準電位源に夫々ベースを接続し
た第３及び第４トランジスタを含む第２差動増幅器と、 上記第１及び第２トランジスタのエミッタに夫々コレク
タを接続し、エミッタを夫々電流源に接続した第５及び
第６トランジスタを含む第１差動誤差増幅器と、 上記第３及び第４トランジスタのエミッタに夫々コレク
タを接続し、エミッタを夫々電流源に接続した第７及び
第８トランジスタを含む第２差動誤差増幅器と、 上記第２及び第３トランジスタのエミッタに夫々ベース
を接続し、上記第５及び第７トランジスタの共通接続さ
れたベース並びに上記第６及び第８トランジスタの共通
接続されたベースに夫々エミッタを接続した第９及び第
１０トランジスタを含む差動バッファ増幅器とを具え、 上記第１、第２、第３及び第４トランジスタのコレクタ
は同相関係で１対の出力端子に相互接続していることを
特徴とする広帯域差動増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US129499 | 1987-12-07 | ||
| US07/129,499 US4774475A (en) | 1987-12-07 | 1987-12-07 | Linearized differential fT doubler amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01198816A true JPH01198816A (ja) | 1989-08-10 |
| JPH0630419B2 JPH0630419B2 (ja) | 1994-04-20 |
Family
ID=22440268
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63308686A Expired - Lifetime JPH0630419B2 (ja) | 1987-12-07 | 1988-12-06 | 広帯域差動増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4774475A (ja) |
| JP (1) | JPH0630419B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04369107A (ja) * | 1991-06-17 | 1992-12-21 | Pioneer Electron Corp | 差動増幅器 |
| US5399988A (en) * | 1994-01-14 | 1995-03-21 | Tektronix, Inc. | FT doubler amplifier |
| EP0707379A1 (en) * | 1994-10-11 | 1996-04-17 | BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY Naamloze Vennootschap | Tunable quadrature phase shifter |
| US5506536A (en) * | 1994-12-14 | 1996-04-09 | National Semiconductor Corporation | Differential amplifier with exponential gain characteristic |
| US6021323A (en) * | 1997-09-25 | 2000-02-01 | Rockwell Science Center, Inc. | Direct conversion receiver with reduced even order distortion |
| FI107657B (fi) * | 1998-03-11 | 2001-09-14 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi |
| US6320467B1 (en) | 2000-04-28 | 2001-11-20 | Credence Systems Corporation | Ft multiplier amplifier with low-power biasing circuit |
| US7746169B2 (en) * | 2008-02-06 | 2010-06-29 | Qualcomm, Incorporated | LNA having a post-distortion mode and a high-gain mode |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4267516A (en) * | 1979-08-03 | 1981-05-12 | Tektronix, Inc. | Common-emitter fT doubler amplifier employing a feed forward amplifier to reduce non-linearities and thermal distortion |
-
1987
- 1987-12-07 US US07/129,499 patent/US4774475A/en not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-12-06 JP JP63308686A patent/JPH0630419B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4774475A (en) | 1988-09-27 |
| JPH0630419B2 (ja) | 1994-04-20 |
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