JPH01137709A - 差動増幅器 - Google Patents
差動増幅器Info
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- JPH01137709A JPH01137709A JP63258337A JP25833788A JPH01137709A JP H01137709 A JPH01137709 A JP H01137709A JP 63258337 A JP63258337 A JP 63258337A JP 25833788 A JP25833788 A JP 25833788A JP H01137709 A JPH01137709 A JP H01137709A
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- 101001010783 Homo sapiens Endoribonuclease Proteins 0.000 abstract 1
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 2
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- 101100441406 Aspergillus terreus (strain NIH 2624 / FGSC A1156) ctvB gene Proteins 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45197—Pl types
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
-
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
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- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45098—PI types
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- H—ELECTRICITY
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45251—Indexing scheme relating to differential amplifiers the dif amp has a cross coupling circuit in the source circuit of the amplifying transistors
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は差動増幅器、特に業界ではカスコンブ゛（ＣＡ
ＳＣＯＭＦ）増幅器と称される線形補償した高精度トラ
ンジスタ差動増幅器に関する。
ＳＣＯＭＦ）増幅器と称される線形補償した高精度トラ
ンジスタ差動増幅器に関する。
［従来の技術及び発明が解決しようとする課題］差動相
互コンダクタンス増幅器は差動入力電圧信号を差動出力
電流信号に変換出力する回路であるが、簡単なものは使
用するトランジスタの自己発熱による熱歪により又は人
力、信号電圧が大きくなると出力電流に誤差を生じる。
互コンダクタンス増幅器は差動入力電圧信号を差動出力
電流信号に変換出力する回路であるが、簡単なものは使
用するトランジスタの自己発熱による熱歪により又は人
力、信号電圧が大きくなると出力電流に誤差を生じる。
別の誤差増幅器を用いて主信号増幅器の出力の誤差を相
殺又は低減する補正信号を発生し、出力信号の直線性を
改善する相互コンダクタンス増幅器が提案されている。
殺又は低減する補正信号を発生し、出力信号の直線性を
改善する相互コンダクタンス増幅器が提案されている。
例えば米国特許第４，１４６，８４４号及び第４，３２
２．６８８号には、主差動増幅器、ペース接地段及び誤
差増幅器を有し、この誤差増幅器の入力及び出力を夫々
ベース接地段のエミッタ及びコレクタに接続する増幅回
路を開示している。
２．６８８号には、主差動増幅器、ペース接地段及び誤
差増幅器を有し、この誤差増幅器の入力及び出力を夫々
ベース接地段のエミッタ及びコレクタに接続する増幅回
路を開示している。
米国特許第４，３９０．８４８号にはエミッタ抵抗を有
する主差動増幅器と誤差増幅器とを有し、後者の入力を
エミッタ抵抗器両端に、出力を主差動増幅器の出力に接
続した差動増幅器を開示している。
する主差動増幅器と誤差増幅器とを有し、後者の入力を
エミッタ抵抗器両端に、出力を主差動増幅器の出力に接
続した差動増幅器を開示している。
しかし、これら従来の差動増幅器は、望ましくない誤差
を低減することはできるが、電力消費も増加するという
欠点がある。これらの増幅器が正常に動作するには、誤
差増幅器自体が完全に線形でなければならない。即ち、
誤差増幅器自身により誤差が生じてはならない。誤差増
幅器の線形増幅動作を保証する一般的な方法は、十分な
エミッタバイアス電流を維持することである。しかし、
このバイアス電流は回路中で、他の目的には使用できず
、単に消費電力を増加することとなる。
を低減することはできるが、電力消費も増加するという
欠点がある。これらの増幅器が正常に動作するには、誤
差増幅器自体が完全に線形でなければならない。即ち、
誤差増幅器自身により誤差が生じてはならない。誤差増
幅器の線形増幅動作を保証する一般的な方法は、十分な
エミッタバイアス電流を維持することである。しかし、
このバイアス電流は回路中で、他の目的には使用できず
、単に消費電力を増加することとなる。
従って、誤差増幅器のバイアス電流が主差動増幅器に再
利用でき、低消＊ｉ力で直線性が改善できる線形差動増
幅器を得ることが好ましい。
利用でき、低消＊ｉ力で直線性が改善できる線形差動増
幅器を得ることが好ましい。
［課題を解決するための手段及び作用コ本発明の差動増
幅器によると、２個の誤差増幅器を有し、誤差補正電流
を作り主差動増幅器の直線性を改善する。この誤差増幅
器のバイアス電流の一部は主差動増幅器に再利用され、
消費電力を増加することのない線形動作が得られる。
幅器によると、２個の誤差増幅器を有し、誤差補正電流
を作り主差動増幅器の直線性を改善する。この誤差増幅
器のバイアス電流の一部は主差動増幅器に再利用され、
消費電力を増加することのない線形動作が得られる。
本発明の好適実施例によると、主差動増幅器段は２個の
バイポーラトランジスタで構成し、そのエミッタを共通
エミッタ抵抗で相互接続する。この主差動増幅器段は信
号利得の大部分を得るが、その出力中には大入力端子に
対して誤差項を含んでいる。１対の基準トランジスタの
ベースを主差動増幅器段のトランジスタのベースと共通
に接続する。これら基準トランジスタは主差動増幅器段
のトランジスタと共に２つの誤差増幅器の入力電圧を形
成する。各誤差増幅器は２個のバイポーラトランジスタ
と、主差動増幅器段のトランジスタのエミッタ抵抗と同
じ抵抗を有する単一エミッタ抵抗と、この両端から電源
に接続された１対の電流源とにより構成される。これら
両誤差増幅器の出力電流は夫々基準トランジスタと主差
動増幅器段トランジスタのエミッタに戻し、主差動増幅
器段により生じた誤差電流を相殺する。
バイポーラトランジスタで構成し、そのエミッタを共通
エミッタ抵抗で相互接続する。この主差動増幅器段は信
号利得の大部分を得るが、その出力中には大入力端子に
対して誤差項を含んでいる。１対の基準トランジスタの
ベースを主差動増幅器段のトランジスタのベースと共通
に接続する。これら基準トランジスタは主差動増幅器段
のトランジスタと共に２つの誤差増幅器の入力電圧を形
成する。各誤差増幅器は２個のバイポーラトランジスタ
と、主差動増幅器段のトランジスタのエミッタ抵抗と同
じ抵抗を有する単一エミッタ抵抗と、この両端から電源
に接続された１対の電流源とにより構成される。これら
両誤差増幅器の出力電流は夫々基準トランジスタと主差
動増幅器段トランジスタのエミッタに戻し、主差動増幅
器段により生じた誤差電流を相殺する。
［実施例コ
第１図は本発明による差動増幅器の一実施例の回路図を
示す。同図において、主差動増幅器はトランジスタ（１
２）、（１４）とエミッタ抵抗（１８）で構成される。
示す。同図において、主差動増幅器はトランジスタ（１
２）、（１４）とエミッタ抵抗（１８）で構成される。
この主差動増幅器は両トランジスタ （１２）、（１４
）のベースに入力電圧を受け、そのコレクタに信号電流
出力の大部分と誤差電流出力を生じる。１対の基準（又
は付加）トランジスタ（１０）、（１６）のベースは夫
々トランジスタ （１２）、（１４）のベースに接続さ
れて同じ入力電圧が人力される。この基準トランジスタ
はバイポーラトランジスタ以外にＭＯＳトランジスタそ
の他高インピーダンス入力電流シンキング用正出力及び
電圧を確立し、電流を供給する負出力の３端子回路であ
ってもよい。両トランジスタ （１０）、（１２＞のエ
ミッタ間電圧をトランジスタ（２０）、（２４）、エミ
ッタ抵抗（２２）及び電流源（３２）、（３４）で構成
する誤差増幅器の人力（ベース）電圧とする。他方、ト
ランジスタ （１４）、（１６）のエミッタ間電圧をト
ランジスタ（２６）、（３０）、エミッタ抵抗（２８）
、電流源（３６）、（３８）で構成する誤差増幅器の人
力（ベース）電圧とする。これら両誤差増幅器で得る差
動電流を主差動増幅器の電流と合成して線形出力電流を
得る。誤差増幅器は交差クアド（ＱＵＡＤ）回路に類似
しており、且つ誤差補償電流（ＣＯＭＰ）を発生するの
で、これをＱＵＡＤＣＯＭＰ増幅器と称する。
）のベースに入力電圧を受け、そのコレクタに信号電流
出力の大部分と誤差電流出力を生じる。１対の基準（又
は付加）トランジスタ（１０）、（１６）のベースは夫
々トランジスタ （１２）、（１４）のベースに接続さ
れて同じ入力電圧が人力される。この基準トランジスタ
はバイポーラトランジスタ以外にＭＯＳトランジスタそ
の他高インピーダンス入力電流シンキング用正出力及び
電圧を確立し、電流を供給する負出力の３端子回路であ
ってもよい。両トランジスタ （１０）、（１２＞のエ
ミッタ間電圧をトランジスタ（２０）、（２４）、エミ
ッタ抵抗（２２）及び電流源（３２）、（３４）で構成
する誤差増幅器の人力（ベース）電圧とする。他方、ト
ランジスタ （１４）、（１６）のエミッタ間電圧をト
ランジスタ（２６）、（３０）、エミッタ抵抗（２８）
、電流源（３６）、（３８）で構成する誤差増幅器の人
力（ベース）電圧とする。これら両誤差増幅器で得る差
動電流を主差動増幅器の電流と合成して線形出力電流を
得る。誤差増幅器は交差クアド（ＱＵＡＤ）回路に類似
しており、且つ誤差補償電流（ＣＯＭＰ）を発生するの
で、これをＱＵＡＤＣＯＭＰ増幅器と称する。
以下、このＱＵＡＤＣＯＭＰ増幅器の動作説明をする。
静止（定常）状態、即ち入力電圧が増幅器に印加されな
いとき、トランジスタのβと誤差電圧の影響を無視する
と、増幅器のバイアス及び動作は容易に明かである。即
ち、電流源（３２〉、（３８）が発生する電流は夫々ト
ランジスタ（２０）、（３０）を流れ、エミッタ抵抗を
有する単純な差動トランジスタ対と同様に電流バイアス
を供給する。電流源（３４）、（３６）の電流は夫々ト
ランジスタ（２４）、（２６）を介して夫々基準トラン
ジスタ（１０）、（１６）に流れ、主差動増幅器のコレ
クタで加算される。
いとき、トランジスタのβと誤差電圧の影響を無視する
と、増幅器のバイアス及び動作は容易に明かである。即
ち、電流源（３２〉、（３８）が発生する電流は夫々ト
ランジスタ（２０）、（３０）を流れ、エミッタ抵抗を
有する単純な差動トランジスタ対と同様に電流バイアス
を供給する。電流源（３４）、（３６）の電流は夫々ト
ランジスタ（２４）、（２６）を介して夫々基準トラン
ジスタ（１０）、（１６）に流れ、主差動増幅器のコレ
クタで加算される。
次に、差動信号電圧が印加され、エミッタ抵抗（１８）
両端にこれに応じた電位差が生じ、差動信号電流が流れ
ると仮定する。また、バイアス電流源（３２）、（３８
）の大きさは工、であり、バイアス電流源（３４）、（
３６）の大きさは■。
両端にこれに応じた電位差が生じ、差動信号電流が流れ
ると仮定する。また、バイアス電流源（３２）、（３８
）の大きさは工、であり、バイアス電流源（３４）、（
３６）の大きさは■。
であるとする。差動出力電流は数式で表わすことができ
る。トランジスタ（１２）、（１４）のベース−エミッ
タ間電圧ｄＶ、、ｄＶ、が共に０であるとすると、誤差
増幅・器は差動電流を生じない。
る。トランジスタ（１２）、（１４）のベース−エミッ
タ間電圧ｄＶ、、ｄＶ、が共に０であるとすると、誤差
増幅・器は差動電流を生じない。
よって、増幅器の合計差動出力電流は次式で表わされる
。
。
１ｏ＝Ｉｏ＋ ＩＯ２＝ＩＭ＋ＩＥ＋ （＋Ｖ＋ｓ
（ＶＩＮＥ）／ＲＥ−［：ＩＭ＋ ＩＥ−（＋ＶＩ！
Ｉ−（−Ｖ□））／Ｒ，］ ＝２ （＋Ｖｌ！１−（
−ＶＩＮ））／ＲＥここで、印加した差動入力電圧によ
り主差動増幅器に誤差電圧が存すると仮定する。第１図
中、誤差電圧をｄＶ、及びｄＶ２ で示す。図示の如（
、誤差電圧ｄＶ、 はトランジスタ（１２）のベース
−エミッタ接合電圧に加算され、誤差電圧ｄＶ。
（ＶＩＮＥ）／ＲＥ−［：ＩＭ＋ ＩＥ−（＋ＶＩ！
Ｉ−（−Ｖ□））／Ｒ，］ ＝２ （＋Ｖｌ！１−（
−ＶＩＮ））／ＲＥここで、印加した差動入力電圧によ
り主差動増幅器に誤差電圧が存すると仮定する。第１図
中、誤差電圧をｄＶ、及びｄＶ２ で示す。図示の如（
、誤差電圧ｄＶ、 はトランジスタ（１２）のベース
−エミッタ接合電圧に加算され、誤差電圧ｄＶ。
はトランジスタ（１４）のベース−エミッタ接合電圧か
ら減算される。この増幅器はこれら誤差電圧により生じ
る電流を相殺するよう設計されている。換言すると、増
幅器の出力電流■。Ｉ ｒｏｗには誤差電流は含まな
い。
ら減算される。この増幅器はこれら誤差電圧により生じ
る電流を相殺するよう設計されている。換言すると、増
幅器の出力電流■。Ｉ ｒｏｗには誤差電流は含まな
い。
解析の便宜上、入力電圧により流れる差動電流は無視す
るものとする。以下の解析は増幅器のどこに誤差電流が
現われ、いかにしてそれが相殺されるかを示す。
るものとする。以下の解析は増幅器のどこに誤差電流が
現われ、いかにしてそれが相殺されるかを示す。
第１図でラベルを付した電流は誤差電圧とエミッタ抵抗
Ｒ０により定義できる。エミッタ抵抗を流れる３つの電
流は次式で与えられる。
Ｒ０により定義できる。エミッタ抵抗を流れる３つの電
流は次式で与えられる。
１１１ＥＩ＝ （ｄＶ＋＋ｄＶｚ）／Ｒｔ・−・・（１
）Ｉ ａ！ｘ ＝ ｄ Ｖ ＋ ／ ＲＥ
・・・・ （２）Ｉ ＩＩＥ３ ＝ ｄ Ｖ２ ／
ＲＥ ・・・・ （３）トランジスタのβ
の影響を無視すると、誤差補正増幅器の出力電流は次式
で与えられる。
）Ｉ ａ！ｘ ＝ ｄ Ｖ ＋ ／ ＲＥ
・・・・ （２）Ｉ ＩＩＥ３ ＝ ｄ Ｖ２ ／
ＲＥ ・・・・ （３）トランジスタのβ
の影響を無視すると、誤差補正増幅器の出力電流は次式
で与えられる。
１３＝ＩＩＥ２ ・・・・ （４）
Ｉ４＝ Ｉｉｇｚ ・・・・ （５
）Ｉｓ＝Ｌｉ３ ・・・・ （６）Ｉ
６＝−ｒａｔ３ ・・・・ （７）主
差動増幅器のコレクタ電流は次式で与えられる。
Ｉ４＝ Ｉｉｇｚ ・・・・ （５
）Ｉｓ＝Ｌｉ３ ・・・・ （６）Ｉ
６＝−ｒａｔ３ ・・・・ （７）主
差動増幅器のコレクタ電流は次式で与えられる。
１１＝Ｉ３ ｌＲ１４１−・・・・ （８）Ｉ２＝
Ｉ６＋ Ｉｉｉ＋ ・・・・ （９）
よって、合計差動出力電流Ｉｏ は次式で与えられる。
Ｉ６＋ Ｉｉｉ＋ ・・・・ （９）
よって、合計差動出力電流Ｉｏ は次式で与えられる。
１ｏ＝ １０１ ｌ０２＝ Ｉｌ＋ Ｉｓ （ｔ
２＋ Ｉ４）この式に（８）、（９）、（５）及・び（
６）式を代入すると、Ｉｏ は次式のようになる。
２＋ Ｉ４）この式に（８）、（９）、（５）及・び（
６）式を代入すると、Ｉｏ は次式のようになる。
１ｏ＝ Ｉ３ １＋＋ｔ＋＋ ＩＩＥ３（Ｉｓ＋ ＩＩ
ＥＩ ｌ１ｉ２＞ 更に式（４）、（７）、（１）、（２）及び（３）を代
入すると Ｉｏ−−ｄ Ｖｌ／ ＲＥ （ｄ Ｖ＋＋ ｄ Ｖ２
）／ ＲＥ＋ ｄＶａ／ Ｒｔ （ｄ Ｖ２／ Ｒ□
＋（ａＶ＋＋ｄｖ、）／Ｒ，−ｄＶ、／Ｒ１） ＝ ０
従って、増幅器は主差動増幅器の誤差電圧により生じた
誤差電流の線形化手段を提供することが明かになる。
ＥＩ ｌ１ｉ２＞ 更に式（４）、（７）、（１）、（２）及び（３）を代
入すると Ｉｏ−−ｄ Ｖｌ／ ＲＥ （ｄ Ｖ＋＋ ｄ Ｖ２
）／ ＲＥ＋ ｄＶａ／ Ｒｔ （ｄ Ｖ２／ Ｒ□
＋（ａＶ＋＋ｄｖ、）／Ｒ，−ｄＶ、／Ｒ１） ＝ ０
従って、増幅器は主差動増幅器の誤差電圧により生じた
誤差電流の線形化手段を提供することが明かになる。
誤差補正を生じる誤差増幅器は主増幅器へのバイアス電
流をも供給することに注目されたい。電流源（３２）、
（３８）はトランジスタ （２０）、（３０）にバイア
ス電流を供給すると共にトランジスタ（１２） 、（１
４）にもバイアス電流を供給する。電流源（３４）、（
３６）の電流のみが再利用されない。これにより、主差
動増幅器への別個の電流源が不要になるので、消費電力
の節約が可能になる。
流をも供給することに注目されたい。電流源（３２）、
（３８）はトランジスタ （２０）、（３０）にバイア
ス電流を供給すると共にトランジスタ（１２） 、（１
４）にもバイアス電流を供給する。電流源（３４）、（
３６）の電流のみが再利用されない。これにより、主差
動増幅器への別個の電流源が不要になるので、消費電力
の節約が可能になる。
本発明の差動増幅器の更に別の効果として、誤差増幅器
が自己線形作用をすることである。これは誤差増幅器の
二次的誤差を最小にするのに有効である。即ち、トラン
ジスタ（２４）が、小さな誤差項を有し、そのベース−
エミッタ電圧から差引き、且つトランジスタ（２０）が
小さな誤差項を有し、そのベース−エミッタ電圧に加算
されるとすると、これは次式で表わされる。
が自己線形作用をすることである。これは誤差増幅器の
二次的誤差を最小にするのに有効である。即ち、トラン
ジスタ（２４）が、小さな誤差項を有し、そのベース−
エミッタ電圧から差引き、且つトランジスタ（２０）が
小さな誤差項を有し、そのベース−エミッタ電圧に加算
されるとすると、これは次式で表わされる。
ＶＩＩＥ （２４） ＝ｖ−ａｖ＾
Ｖｍｉ （２０） ＝ｖ−ｃｔｖ。
しかし、トランジスタ（２０）、（２４）の電流は夫々
トランジスタ（１０）、（１２）に流入するので、トラ
ンジスタ（１０）、（１２）のベース−エミッタ接合電
圧は次式で表わされる。
トランジスタ（１０）、（１２）に流入するので、トラ
ンジスタ（１０）、（１２）のベース−エミッタ接合電
圧は次式で表わされる。
ＶＩＩＥ （１０） ＝ｖ−ａｖ＾
Ｖａｔ （１２） ＝ｖ＋ｃｔｖＢ
エミッタ抵抗（２２）両端の合計電圧Ｖ（２２）は次式
で浮えられる。
で浮えられる。
Ｖ （２２） −＝ＶＢＥ （１０） ＋ＶＲＥ （２
０） −（ＶＢＥ （１２） −）−ＶＩＥ （２４）
） ：２Ｖ−ｄＶａ＋ｄＶｕ （２Ｖ ｄＶＡ＋
−ｄＶｌｌ）”０従って、誤差増幅機内の誤差電圧によ
りエミッタ抵抗（２２）両端には殆ど電圧が現われない
。
０） −（ＶＢＥ （１２） −）−ＶＩＥ （２４）
） ：２Ｖ−ｄＶａ＋ｄＶｕ （２Ｖ ｄＶＡ＋
−ｄＶｌｌ）”０従って、誤差増幅機内の誤差電圧によ
りエミッタ抵抗（２２）両端には殆ど電圧が現われない
。
そこで、誤差増幅器は大きな二次的誤差電流を主差動増
幅器に付加しないので、自己線形作用を有すると言える
。
幅器に付加しないので、自己線形作用を有すると言える
。
主差動増幅器の誤差補正と誤差増幅器の自己線形動作と
により、付加的な効果が得られる。即ち、増幅器は鋭い
リミタ作用を有する。入力デバイス（トランジスタ）の
一方が遮断状態に近づくと、従来の未補正増幅器は大き
な利得変化を生じるが、本発明の差動増幅器では略一定
利得を維持する。
により、付加的な効果が得られる。即ち、増幅器は鋭い
リミタ作用を有する。入力デバイス（トランジスタ）の
一方が遮断状態に近づくと、従来の未補正増幅器は大き
な利得変化を生じるが、本発明の差動増幅器では略一定
利得を維持する。
誤差補正増幅器が過大差動電圧入力により飽和するのを
防止する為に、誤差補正増幅器を一部変形してもよい。
防止する為に、誤差補正増幅器を一部変形してもよい。
その−例を第２図に示す。ツェナダイオード（４０）〜
（４６）等の電圧シフト回路をトランジスタ（２０）、
（２４）、（２６）及び（３０）のベースに直列接続す
る。
（４６）等の電圧シフト回路をトランジスタ（２０）、
（２４）、（２６）及び（３０）のベースに直列接続す
る。
多くの集積回路（ＩＣ）の場合と同様に、各デバイスが
マツチングするのが好ましい。最適動作の為、トランジ
スタ （１０）−（１６）、（１２）−（１４）、（２
０） −（２４）、（２６）−（３０）及び抵抗（１８
）−（２２）−（２８）がマツチングしていることが好
ましい。電流源（３２）、（３４）、（３６）及び（３
８）もマツチングしてもよいが、特にマツチングした電
流源（３２）及び（３８）とマツチングした電流源（３
４）及び（３６）の電流比を所定値にする。
マツチングするのが好ましい。最適動作の為、トランジ
スタ （１０）−（１６）、（１２）−（１４）、（２
０） −（２４）、（２６）−（３０）及び抵抗（１８
）−（２２）−（２８）がマツチングしていることが好
ましい。電流源（３２）、（３４）、（３６）及び（３
８）もマツチングしてもよいが、特にマツチングした電
流源（３２）及び（３８）とマツチングした電流源（３
４）及び（３６）の電流比を所定値にする。
この比関係の電流源を用いる場合には、トランジスタ（
２０）及び（３０）と（２４）及び（２６）のエミツタ
面積比も同じにするのが好ましい。更に、正しい入力電
圧が誤差補正増幅器に入力されるようにする為、トラン
ジスタ （１０）と（１６）を熱的にマツチングさせる
のが好ましい。
２０）及び（３０）と（２４）及び（２６）のエミツタ
面積比も同じにするのが好ましい。更に、正しい入力電
圧が誤差補正増幅器に入力されるようにする為、トラン
ジスタ （１０）と（１６）を熱的にマツチングさせる
のが好ましい。
尚、上述の実施例では４個の電流１１（３２）−（３８
）を使用したが、エミッタ抵抗（２２）、（２８）を各
々Ｒ６／２の大きさの２個の直列抵抗とし、その中央に
各１個の電流源を接続した回路構成として必要とする電
流源を２個とすることも可能である。
）を使用したが、エミッタ抵抗（２２）、（２８）を各
々Ｒ６／２の大きさの２個の直列抵抗とし、その中央に
各１個の電流源を接続した回路構成として必要とする電
流源を２個とすることも可能である。
［発明の効果］
上述の説明から明らかな如く、本発明の差動増幅器によ
ると、主差動増幅器の両入力端に１対の差動型誤差補正
増幅器を使用することにより、主差動増幅器のトランジ
スタのベースーエミック接合電圧に起因する誤差電流を
効果的に相殺ないし著しく低減すると共に、主差動増幅
器のバイアス電流も供給するよう構成している。よって
、差動増幅器全体の消費電力を低減することができ、し
かも自己線形動作するので、誤差補正増幅器による二次
的な誤差の発生を最小にすることが可能である。更に、
主差動増幅器と誤差補正増幅器の人力間に電圧シフト手
段を挿入することにより、主差動増幅器への過大入力特
性を改善することができる。
ると、主差動増幅器の両入力端に１対の差動型誤差補正
増幅器を使用することにより、主差動増幅器のトランジ
スタのベースーエミック接合電圧に起因する誤差電流を
効果的に相殺ないし著しく低減すると共に、主差動増幅
器のバイアス電流も供給するよう構成している。よって
、差動増幅器全体の消費電力を低減することができ、し
かも自己線形動作するので、誤差補正増幅器による二次
的な誤差の発生を最小にすることが可能である。更に、
主差動増幅器と誤差補正増幅器の人力間に電圧シフト手
段を挿入することにより、主差動増幅器への過大入力特
性を改善することができる。
第１図は本発明による差動増幅器の第１実施例の回路図
、第２図は本発明による差動増幅器の第２実施例の回路
図である。 （１２）、（１４）、（１８）は主差動増幅器、（１０
）、（１６）は付加トランジスタ、（２０）、（２２）
、（２４）及び（２６）、（２８）、（３０）は第１及
び第２誤差（補正）増幅器、（４０） 、 （４６）は
電圧シフト回路である。
、第２図は本発明による差動増幅器の第２実施例の回路
図である。 （１２）、（１４）、（１８）は主差動増幅器、（１０
）、（１６）は付加トランジスタ、（２０）、（２２）
、（２４）及び（２６）、（２８）、（３０）は第１及
び第２誤差（補正）増幅器、（４０） 、 （４６）は
電圧シフト回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １対のエミッタ結合トランジスタを含む主差動増幅器と
、 該主差動増幅器の入力に夫々入力端子が接続され出力端
子が上記主差動増幅器の出力に交差接続された付加トラ
ンジスタと、 上記主差動増幅器の上記トランジスタのエミッタ及び上
記付加トランジスタの対応電極間に夫々入力及び出力が
交差関係で接続された１対の差動接続された誤差補正増
幅器と を具える差動増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US109,872 | 1987-10-19 | ||
| US07/109,872 US4748420A (en) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | Quadcomp amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01137709A true JPH01137709A (ja) | 1989-05-30 |
| JPH0626290B2 JPH0626290B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=22330006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63258337A Expired - Lifetime JPH0626290B2 (ja) | 1987-10-19 | 1988-10-13 | 差動増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4748420A (ja) |
| EP (1) | EP0313189A3 (ja) |
| JP (1) | JPH0626290B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016157511A1 (ja) * | 2015-04-03 | 2016-10-06 | 株式会社日立製作所 | 低雑音増幅器、それを用いた超音波探触子および診断装置 |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4794348A (en) * | 1988-04-15 | 1988-12-27 | Motorola, Inc. | Linear wideband differential amplifier and method for linearizing the same |
| US5081423A (en) * | 1988-07-28 | 1992-01-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Integrator and active filter including integrator with simple phase compensation |
| US5043674A (en) * | 1990-04-30 | 1991-08-27 | International Business Machines Corporation | Differential receiver with high common-mode range |
| JPH04369107A (ja) * | 1991-06-17 | 1992-12-21 | Pioneer Electron Corp | 差動増幅器 |
| US5250911A (en) * | 1992-04-20 | 1993-10-05 | Hughes Aircraft Company | Single-ended and differential transistor amplifier circuits with full signal modulation compensation techniques which are technology independent |
| GB2268015A (en) * | 1992-06-18 | 1993-12-22 | Gould Inc | Feed-forward distortion reduction for transconductance amplifier |
| FR2695522B1 (fr) * | 1992-09-07 | 1994-12-02 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit convertisseur tension/courant. |
| DE4306511C2 (de) * | 1993-03-03 | 1995-04-27 | Telefunken Microelectron | Filterschaltung mit einem in Serienresonanz betriebenen Resonator |
| DE19651081C1 (de) * | 1996-12-09 | 1998-04-23 | Siemens Ag | Spannung-Strom- bzw. Strom-Strom-Umsetzer |
| US6021323A (en) * | 1997-09-25 | 2000-02-01 | Rockwell Science Center, Inc. | Direct conversion receiver with reduced even order distortion |
| US6271725B1 (en) * | 1998-09-30 | 2001-08-07 | Lsi Logic Corporation | Low voltage bipolar transconductor circuit with extended dynamic range |
| DE19924107A1 (de) * | 1999-05-26 | 2000-11-30 | Philips Corp Intellectual Pty | Transistorverstärker |
| US7206234B2 (en) * | 2005-06-21 | 2007-04-17 | Micron Technology, Inc. | Input buffer for low voltage operation |
| CN104094180B (zh) * | 2012-02-03 | 2015-12-30 | 美国亚德诺半导体公司 | 超低噪音电压基准电路 |
| US11368129B2 (en) | 2018-05-10 | 2022-06-21 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Amplifier circuit |
| US10673415B2 (en) | 2018-07-30 | 2020-06-02 | Analog Devices Global Unlimited Company | Techniques for generating multiple low noise reference voltages |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4146844A (en) * | 1977-10-31 | 1979-03-27 | Tektronix, Inc. | Feed-forward amplifier |
| US4267516A (en) * | 1979-08-03 | 1981-05-12 | Tektronix, Inc. | Common-emitter fT doubler amplifier employing a feed forward amplifier to reduce non-linearities and thermal distortion |
| US4322688A (en) * | 1979-10-11 | 1982-03-30 | Tektronix, Inc. | Cascode feed-forward amplifier |
| US4390848A (en) * | 1981-02-12 | 1983-06-28 | Signetics | Linear transconductance amplifier |
| US4491803A (en) * | 1982-11-26 | 1985-01-01 | Tektronix, Inc. | Current-limiting mechanism for a precision differential amplifier |
| CH651160A5 (fr) * | 1983-03-18 | 1985-08-30 | Centre Electron Horloger | Amplificateur differentiel a transistors bipolaires realises en technologie cmos. |
-
1987
- 1987-10-19 US US07/109,872 patent/US4748420A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-07-27 EP EP19880306897 patent/EP0313189A3/en not_active Withdrawn
- 1988-10-13 JP JP63258337A patent/JPH0626290B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016157511A1 (ja) * | 2015-04-03 | 2016-10-06 | 株式会社日立製作所 | 低雑音増幅器、それを用いた超音波探触子および診断装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0313189A3 (en) | 1990-09-12 |
| JPH0626290B2 (ja) | 1994-04-06 |
| US4748420A (en) | 1988-05-31 |
| EP0313189A2 (en) | 1989-04-26 |
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