JPH0630419B2 - 広帯域差動増幅器 - Google Patents
広帯域差動増幅器Info
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- JPH0630419B2 JPH0630419B2 JP63308686A JP30868688A JPH0630419B2 JP H0630419 B2 JPH0630419 B2 JP H0630419B2 JP 63308686 A JP63308686 A JP 63308686A JP 30868688 A JP30868688 A JP 30868688A JP H0630419 B2 JPH0630419 B2 JP H0630419B2
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- Japan
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- amplifier
- differential
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- emitters
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] 本発明は、差動トランスコンダクタンス増幅器、特に非
線形誤差電流を低減した広帯域差動増幅器に関する。
線形誤差電流を低減した広帯域差動増幅器に関する。
[従来技術及び発明が解決しようとする課題] 米国特許第3633120号公報(特公昭50−268
99号に対応)に記載された差動トランスコンダクタン
ス増幅器は、現在では「FTダブラ増幅器」又は単に
「FTダブラ」として一般に知られている。ここで、ト
ランスコンダクタンス増幅器とは、入力電圧に比例した
出力電流を発生する増幅器である。第2図は、従来のF
Tダブラ増幅器の回路図であり、1対の差動増幅器を含
み、これら差動増幅器は、トランジスタ14、18、2
0及び24と、エミッタ抵抗器16及び22を含んでい
る。これら1対の差動増幅器は、誤差電流を発生する上
に増幅器全体の信号利得を決定する。誤差電流は、夫々
のトランジスタのエミッタ・ベース間電圧の不整合に起
因している。トランジスタ14及び24のベースは、こ
の増幅器の差動入力電圧を受け、トランジスタ18及び
20のベースは、基準電位源に共通接続されている。各
トランジスタの電流増幅率βの影響を無視すると、差動
増幅器の電圧及び電流は平衡状態となり、次式で表され
る。
99号に対応)に記載された差動トランスコンダクタン
ス増幅器は、現在では「FTダブラ増幅器」又は単に
「FTダブラ」として一般に知られている。ここで、ト
ランスコンダクタンス増幅器とは、入力電圧に比例した
出力電流を発生する増幅器である。第2図は、従来のF
Tダブラ増幅器の回路図であり、1対の差動増幅器を含
み、これら差動増幅器は、トランジスタ14、18、2
0及び24と、エミッタ抵抗器16及び22を含んでい
る。これら1対の差動増幅器は、誤差電流を発生する上
に増幅器全体の信号利得を決定する。誤差電流は、夫々
のトランジスタのエミッタ・ベース間電圧の不整合に起
因している。トランジスタ14及び24のベースは、こ
の増幅器の差動入力電圧を受け、トランジスタ18及び
20のベースは、基準電位源に共通接続されている。各
トランジスタの電流増幅率βの影響を無視すると、差動
増幅器の電圧及び電流は平衡状態となり、次式で表され
る。
VBE(14)=VBE(20)、及び VBE(18)=VBE(24) ……(1) VBE(14)=VBE(18) =VBE(20)−VBE(24)=dV……(2) IE=(VIN−dV)/RE ……(3) ここで、VBEは、括弧内の数字のトランジスタのベース
・エミッタ間電圧であり、IEは、エミッタ抵抗器RE
を流れる電流である。
・エミッタ間電圧であり、IEは、エミッタ抵抗器RE
を流れる電流である。
2つの差動増幅器のコレクタは同相関係となるように、
互いに交差接続され、同じ入力電圧に対して2倍の電流
利得が得られる。これらコレクタ電流が合算され、トラ
ンジスタ10及び12のベース接地段を介して流れる。
互いに交差接続され、同じ入力電圧に対して2倍の電流
利得が得られる。これらコレクタ電流が合算され、トラ
ンジスタ10及び12のベース接地段を介して流れる。
この「FTダブラ」の名称は、増幅器の動作に由来して
いる。単純な差動トランジスタ対のトランスコンダクタ
ンス増幅器では、高周波領域で約6デシベル/オクター
ブの割合で利得が減少する。この増幅器の利得が1にな
る周波数がその増幅器のFT(即ち、単位利得周波数)
である。FTダブラ増幅器の構成によれば、単純な増幅
器と比較して入力電圧が同じでも、単位利得周波数FT
における出力電流の値は2倍になる。また、入力信号の
周波数の増加に伴い利得が低下するので、FTダブラ増
幅器では、単位利得周波数の2倍(即ち2FT)の周波
数において、単純な差動トランジスタ対の増幅器のFT
の時と同じ出力電流を得ることが出来る。
いる。単純な差動トランジスタ対のトランスコンダクタ
ンス増幅器では、高周波領域で約6デシベル/オクター
ブの割合で利得が減少する。この増幅器の利得が1にな
る周波数がその増幅器のFT(即ち、単位利得周波数)
である。FTダブラ増幅器の構成によれば、単純な増幅
器と比較して入力電圧が同じでも、単位利得周波数FT
における出力電流の値は2倍になる。また、入力信号の
周波数の増加に伴い利得が低下するので、FTダブラ増
幅器では、単位利得周波数の2倍(即ち2FT)の周波
数において、単純な差動トランジスタ対の増幅器のFT
の時と同じ出力電流を得ることが出来る。
このFTダブラ増幅器は、単純な差動トランジスタ対の
トランスコンダクタンス増幅器と比較して周波数応答帯
域幅を増加出来るが、利得の直線性が不正確になるとい
う欠点もある。米国特許第4267516号(特公昭6
1−41163号に対応)公報では、誤差補正増幅器を
有する差動FTダブラ増幅器を開示している。この回路
は、FTダブラの広帯域周波数特性を損なうことなく、
直線性を改善している。誤差補正増幅器を使用する1つ
の前提は、誤差補正増幅器自身の誤差の影響が生じては
ならないということである。従って、誤差補正増幅器の
直線性を向上する為に、誤差補正増幅器に大きなバイア
ス電流を流さなければならない。しかし、このバイアス
電流は、主増幅器に兼用出来ないので、回路全体の消費
電力を実質的に増大させてしまうという問題があった。
トランスコンダクタンス増幅器と比較して周波数応答帯
域幅を増加出来るが、利得の直線性が不正確になるとい
う欠点もある。米国特許第4267516号(特公昭6
1−41163号に対応)公報では、誤差補正増幅器を
有する差動FTダブラ増幅器を開示している。この回路
は、FTダブラの広帯域周波数特性を損なうことなく、
直線性を改善している。誤差補正増幅器を使用する1つ
の前提は、誤差補正増幅器自身の誤差の影響が生じては
ならないということである。従って、誤差補正増幅器の
直線性を向上する為に、誤差補正増幅器に大きなバイア
ス電流を流さなければならない。しかし、このバイアス
電流は、主増幅器に兼用出来ないので、回路全体の消費
電力を実質的に増大させてしまうという問題があった。
従って、本発明の目的は、FTダブラ増幅器の広帯域周
波数特性を損なわず、且つ消費電力を増加させずに直線
性を改善し得る広帯域差動増幅器を提供することであ
る。
波数特性を損なわず、且つ消費電力を増加させずに直線
性を改善し得る広帯域差動増幅器を提供することであ
る。
[課題を解決する為の手段及び作用] 本発明の広帯域増幅器は、主増幅器と各々が直列接続さ
れた2つの誤差増幅器を有し、これら誤差増幅器により
高電圧入力による非直線性及び熱歪を補正する。本発明
は、従来の誤差補正増幅器の欠点を改善するものであ
り、誤差補正増幅器のバイアス電流を総て主増幅器のバ
イアス電流としても兼用することにより、実質的に電力
消費量を節約している。
れた2つの誤差増幅器を有し、これら誤差増幅器により
高電圧入力による非直線性及び熱歪を補正する。本発明
は、従来の誤差補正増幅器の欠点を改善するものであ
り、誤差補正増幅器のバイアス電流を総て主増幅器のバ
イアス電流としても兼用することにより、実質的に電力
消費量を節約している。
本発明の好適実施例に於いて、FTダブラ増幅器は、1
対の単純な差動増幅器を含み、これら1対の差動増幅器
は、4つのエミッタ端子とそれに対応する4つのバイア
ス電流源又はバイアス抵抗器を含んでいる。4つのエミ
ッタ端子と4つのバイアス電流源との間に2つの誤差増
幅器を挿入し、これら2つの誤差増幅器は互いに逆極性
の誤差電流を発生し、単純な差動増幅器の発生する誤差
電流を相殺する。別のトランジスタ対が差動増幅器の誤
差電圧を検出し、このトランジスタ対は、交互に2つの
誤差増幅器を制御する。
対の単純な差動増幅器を含み、これら1対の差動増幅器
は、4つのエミッタ端子とそれに対応する4つのバイア
ス電流源又はバイアス抵抗器を含んでいる。4つのエミ
ッタ端子と4つのバイアス電流源との間に2つの誤差増
幅器を挿入し、これら2つの誤差増幅器は互いに逆極性
の誤差電流を発生し、単純な差動増幅器の発生する誤差
電流を相殺する。別のトランジスタ対が差動増幅器の誤
差電圧を検出し、このトランジスタ対は、交互に2つの
誤差増幅器を制御する。
[実施例] 第1図は、本発明による広帯域増幅器の1実施例の回路
図である。この回路では、差動増幅器により生じる非線
形性を補正する為に、1対の誤差増幅器により誤差電流
を発生させる。1対の誤差増幅器は、トランジスタ3
8、42、44及び48と、エミッタ抵抗器40及び4
6と、電流源26、28、30及び32で構成されてい
る。これらバイアス電流源26、28、30及び32
は、トランジスタ38、42、44及び48にバイアス
電流を供給する。これらバイアス電流は、トランジスタ
14、18、20及び24をバイアスする為にも用いら
れる。誤差増幅器を直列に接続することにより、消費電
力の増加を最少にして、増幅器の直線性を向上すること
が出来る。トランジスタ38及び44のベースを相互接
続し、トランジスタ42及び48のベースを相互接続し
ているので、1対の誤差増幅器は同じ出力電流を発生す
る。
図である。この回路では、差動増幅器により生じる非線
形性を補正する為に、1対の誤差増幅器により誤差電流
を発生させる。1対の誤差増幅器は、トランジスタ3
8、42、44及び48と、エミッタ抵抗器40及び4
6と、電流源26、28、30及び32で構成されてい
る。これらバイアス電流源26、28、30及び32
は、トランジスタ38、42、44及び48にバイアス
電流を供給する。これらバイアス電流は、トランジスタ
14、18、20及び24をバイアスする為にも用いら
れる。誤差増幅器を直列に接続することにより、消費電
力の増加を最少にして、増幅器の直線性を向上すること
が出来る。トランジスタ38及び44のベースを相互接
続し、トランジスタ42及び48のベースを相互接続し
ているので、1対の誤差増幅器は同じ出力電流を発生す
る。
これら誤差増幅器の制御電圧は、トランジスタ34及び
36から供給される。トランジスタ34及び36の特性
は整合しており、整合電流限50及び52によりバイア
スされている。トランジスタ34のベースはトランジス
タ18のエミッタと接続し、トランジスタ36のベース
は、トランジスタ20のエミッタと接続している。誤差
増幅器の制御電圧Vcは、トランジスタ34及び36の
エミッタ間電圧であり、次式で与えられる。
36から供給される。トランジスタ34及び36の特性
は整合しており、整合電流限50及び52によりバイア
スされている。トランジスタ34のベースはトランジス
タ18のエミッタと接続し、トランジスタ36のベース
は、トランジスタ20のエミッタと接続している。誤差
増幅器の制御電圧Vcは、トランジスタ34及び36の
エミッタ間電圧であり、次式で与えられる。
VBE(18)+VBE(34)+Vc =VBE(20)+VBE(36) ……(4) この式で、等しいベース・エミッタ間電圧を消去して変
形すると、次式を得る。
形すると、次式を得る。
Vc=VBE(20)−VBE(18)=dV……(5) この制御電圧Vcは、2つの誤差増幅器の相互接続され
たベースに供給される。これら2つの誤差増幅器のコレ
クタの出力電流は、エミッタ抵抗器16、22、40及
び46が略同じ値の場合には、絶対値が等しいが極性が
逆になる。
たベースに供給される。これら2つの誤差増幅器のコレ
クタの出力電流は、エミッタ抵抗器16、22、40及
び46が略同じ値の場合には、絶対値が等しいが極性が
逆になる。
Ic(38)=Ic(44)=dV/RE ……(6) Ic(42)=Ic(48)=−dV/RE ……
(7) さて、2つの差動増幅器のコレクタ電流Icが誤差電流
を無関係になることを示す。
(7) さて、2つの差動増幅器のコレクタ電流Icが誤差電流
を無関係になることを示す。
Ic(14)=Ic(20) =IE+Ic(38) ……(8) =VIN−dV)/RE+dV/RE ……(9) =VIN/RE ……(10) Ic(18)=Ic(24) =−IE+Ic(42) ……(11) =−(VIN−dV)/RE−dV/RE ……(12) =−VIN/RE ……(13) この増幅器全体の総差動出力電流Idiffは、次式で与え
られる。
られる。
Idiff=Io1−Io2 ……(14) =Ic(14)+Ic(20) −{Ic(18)+Ic(24)} ……(15) =2*VIN/RE−(−2*VIN/RE) =4*VIN/RE (16) この増幅器の総トランスコンダクタンスGは、 G=(4*VIN/RE)/(2*VIN) =2/RE ……(17) このトランスコンダクタンスの式には、誤差項が含まれ
ず、且つFTダブラ回路の優れた特性を保持しているこ
とに留意されたい。即ち、任意の入力電圧に対して出力
電流は2倍になる。
ず、且つFTダブラ回路の優れた特性を保持しているこ
とに留意されたい。即ち、任意の入力電圧に対して出力
電流は2倍になる。
集積回路内に実装する際には、最大性能を得る為に回路
素子を整合させることが望ましい。よって、トランジス
タ10及び12、トランジスタ14、18、20及び2
4、トランジスタ34及び36、トランジスタ38、4
2、44及び48、エミッタ抵抗器16、22、40及
び46、電流源26、28、30及び32、電流源50
及び52等は互いに特性を整合させることが望ましい。
素子を整合させることが望ましい。よって、トランジス
タ10及び12、トランジスタ14、18、20及び2
4、トランジスタ34及び36、トランジスタ38、4
2、44及び48、エミッタ抵抗器16、22、40及
び46、電流源26、28、30及び32、電流源50
及び52等は互いに特性を整合させることが望ましい。
以上本発明の好適実施例について説明したが、本発明は
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱する事なく必要に応じて種々の変形
及び変更を実施し得る事は当業者には明らかである。
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱する事なく必要に応じて種々の変形
及び変更を実施し得る事は当業者には明らかである。
[発明の効果] 本発明によれば、所謂FTダブラ増幅器の1対の差動増
幅器のエミッタと電流源との間に1対の差動誤差増幅器
を挿入し、共通電流源によりこれら差動増幅器及び誤差
増幅器を駆動しているので、FTダブラ増幅器の特性を
損なうことなく、非線形性を補正した上に消費電力も最
少にすることが出来る広帯域差動増幅器を提供してい
る。
幅器のエミッタと電流源との間に1対の差動誤差増幅器
を挿入し、共通電流源によりこれら差動増幅器及び誤差
増幅器を駆動しているので、FTダブラ増幅器の特性を
損なうことなく、非線形性を補正した上に消費電力も最
少にすることが出来る広帯域差動増幅器を提供してい
る。
第1図は、本発明による広帯域差動増幅器の1実施例の
回路図、第2図は、従来の所謂FTダブラ増幅器の回路
図である。 14、18:第1差動増幅器 20、24:第2差動増幅器 38、42:第1差動誤差増幅器 44、48:第2差動誤差増幅器 34、36:差動バッファ増幅器
回路図、第2図は、従来の所謂FTダブラ増幅器の回路
図である。 14、18:第1差動増幅器 20、24:第2差動増幅器 38、42:第1差動誤差増幅器 44、48:第2差動誤差増幅器 34、36:差動バッファ増幅器
Claims (1)
- 【請求項1】第1入力端子及び基準電位源に夫々ベース
を接続した第1及び第2トランジスタを含む第1差動増
幅器と、 第2入力端子及び上記基準電位源に夫々ベースを接続し
た第3及び第4トランジスタを含む第2差動増幅器と、 上記第1及び第2トランジスタのエミッタに夫々コレク
タを接続し、エミッタを夫々電流源に接続した第5及び
第6トランジスタを含む第1差動誤差増幅器と、 上記第3及び第4トランジスタのエミッタに夫々コレク
タを接続し、エミッタを夫々電流源に接続した第7及び
第8トランジスタを含む第2差動誤差増幅器と、 上記第2及び第3トランジスタのエミッタに夫々ベース
を接続し、上記第5及び第7トランジスタの共通接続さ
れたベース並びに上記第6及び第8トランジスタの共通
接続されたベースに夫々エミッタを接続した第9及び第
10トランジスタを含む差動バッファ増幅器とを具え、 上記第1、第2、第3及び第4トランジスタのコレクタ
は同相関係で1対の出力端子に相互接続していることを
特徴とする広帯域差動増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/129,499 US4774475A (en) | 1987-12-07 | 1987-12-07 | Linearized differential fT doubler amplifier |
US129499 | 1987-12-07 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01198816A JPH01198816A (ja) | 1989-08-10 |
JPH0630419B2 true JPH0630419B2 (ja) | 1994-04-20 |
Family
ID=22440268
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63308686A Expired - Lifetime JPH0630419B2 (ja) | 1987-12-07 | 1988-12-06 | 広帯域差動増幅器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4774475A (ja) |
JP (1) | JPH0630419B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04369107A (ja) * | 1991-06-17 | 1992-12-21 | Pioneer Electron Corp | 差動増幅器 |
US5399988A (en) * | 1994-01-14 | 1995-03-21 | Tektronix, Inc. | FT doubler amplifier |
EP0707379A1 (en) * | 1994-10-11 | 1996-04-17 | BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY Naamloze Vennootschap | Tunable quadrature phase shifter |
US5506536A (en) * | 1994-12-14 | 1996-04-09 | National Semiconductor Corporation | Differential amplifier with exponential gain characteristic |
US6021323A (en) * | 1997-09-25 | 2000-02-01 | Rockwell Science Center, Inc. | Direct conversion receiver with reduced even order distortion |
FI107657B (fi) * | 1998-03-11 | 2001-09-14 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi |
US6320467B1 (en) | 2000-04-28 | 2001-11-20 | Credence Systems Corporation | Ft multiplier amplifier with low-power biasing circuit |
US7746169B2 (en) * | 2008-02-06 | 2010-06-29 | Qualcomm, Incorporated | LNA having a post-distortion mode and a high-gain mode |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4267516A (en) * | 1979-08-03 | 1981-05-12 | Tektronix, Inc. | Common-emitter fT doubler amplifier employing a feed forward amplifier to reduce non-linearities and thermal distortion |
-
1987
- 1987-12-07 US US07/129,499 patent/US4774475A/en not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-12-06 JP JP63308686A patent/JPH0630419B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH01198816A (ja) | 1989-08-10 |
US4774475A (en) | 1988-09-27 |
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