JP7334366B2

JP7334366B2 - 回転検出器の制御装置

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Publication number: JP7334366B2
Application number: JP2022568359A
Authority: JP
Inventors: 康平濱崎
Original assignee: Mabuchi Motor Co Ltd
Current assignee: Mabuchi Motor Co Ltd
Priority date: 2020-12-11
Filing date: 2021-12-10
Publication date: 2023-08-28
Anticipated expiration: 2041-12-10
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Description

本発明は、交流信号を励磁コイルに入力するとともに、検出コイルで得られる信号に基づいて回転角を検出する回転検出器の制御装置に関する。

従来、ステータおよびロータの相対的な回転角を検出するためのセンサ（回転検出器）として、交流信号を励磁コイルに入力するとともに、検出コイルで得られる信号に基づいて回転角を検出するものが知られている。このようなセンサにおいて、信号電圧を多段階に変更することで、所望の正弦波への追従性を向上させる技術が提案されている。例えば、複数のスイッチを切り換えて複数のコンデンサの正極，負極を負荷に対して選択的に接続することで、多段階の電圧信号を生成する技術が知られている（特開昭58-112476号公報参照）。

特開昭58-112476号公報

しかしながら、上記のような従来技術では、多数のスイッチおよびコンデンサを用いる必要がある。そのため、回路構造が複雑化しやすく、回転検出器の軽量化や小型化が難しいという課題がある。また、多数のスイッチを断接操作する際に発生しうるノイズの影響を受けて、電圧波形の形状が乱れることがあり、信号精度が低下するおそれがある。さらに、回路構造が複雑であることから、製造コストが高騰しやすいというデメリットがある。

本件の目的の一つは、上記のような課題に照らして創案されたものであり、簡素な構成で信号精度を改善できるようにした回転検出器の制御装置を提供することである。なお、この目的に限らず、後述する「発明を実施するための形態」に示す各構成から導き出される作用効果であって、従来の技術では得られない作用効果を奏することも、本件の他の目的として位置付けることができる。

開示の回転検出器の制御装置は、交流信号を励磁コイルに入力するとともに、検出コイルで得られる信号に基づいて回転角を検出する回転検出器の制御装置であって、所定電圧を持つ複数の励磁信号を出力可能なコントローラと、前記コントローラから出力された前記複数の励磁信号に基づいて前記交流信号を生成する信号生成部と、前記コントローラと前記信号生成部との間に介装され、前記複数の励磁信号の前記所定電圧を抵抗器で降圧させて前記信号生成部へと伝達する分圧回路と、を備える。

開示の回転検出器の制御装置によれば、簡素な構成で信号精度を改善できる。

第一実施例としての回転検出器の制御装置を示す模式図である。図１に示す制御装置の構成を示すブロック図である。二つの励磁信号のON/OFF状態と分圧回路の出力電圧との関係を示す表である。（Ａ）は図２に示す制御装置で生成される励磁信号を示すグラフであり、（Ｂ）は比較例としての励磁信号を示すグラフである。（Ａ）は一相の励磁信号に含まれる２次高調波や３次高調波を示すグラフであり、（Ｂ）は第一実施例の励磁信号に含まれる２次高調波や３次高調波を示すグラフである。第二実施例としての回転検出器の制御装置を示す模式図である。図６に示す制御装置の構成を示すブロック図である。変形例としての分圧回路の構造を示す回路図である。

［１．第一実施例］
［Ａ．構成］
図１は、第一実施例としての回転検出器の制御装置４を示す模式図である。第一実施例の回転検出器は、変調波型レゾルバである。変調波型レゾルバとは、振幅変調された交流信号を励磁コイルに入力するとともに、検出コイルで得られる位相変調された信号に基づいて回転角を検出するレゾルバである。本件では、変調波型レゾルバの具体例として、軸倍角が１Ｘで二相励磁単相出力型のレゾルバ１を用いて説明する。ただし、軸倍角は１Ｘ以外（ｎＸ）であってもよいし、本発明の適用対象をレゾルバ１のみに限定する意図もない。本発明は、励磁コイルに交流信号（励磁信号）を入力し、検出コイルに生じた信号を用いて回転位置を検出する回転検出器の全般に適用可能である。

本件のレゾルバ１は、励磁信号をＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）信号から生成する。ＰＷＭ信号とは、パルス幅が可変で周期が一定の方形波からなる信号である。ＰＷＭ信号の周期に対するパルス幅の百分率は、デューティ比と呼ばれる。デューティ比を所望の正弦波の電圧に対応するように変化させ、その信号をフィルタに通すことで、所望の信号波形（例えば正弦波や余弦波）に近似した電圧波形を生成することができる。

レゾルバ１には、ロータ２（回転子）とステータ３（固定子）とが設けられ、これらの対向面で励磁コイルと検出コイルとが対向するように配置される。ロータ２は、ステータ３に対して回転可能に軸支される円盤状の部材である。また、ステータ３は、図示しないケーシングに対して固定される円盤状の部材である。

図１に示すように、レゾルバ１には正弦励磁コイル１１，余弦励磁コイル１２，検出コイル１３，送信アンテナコイル１４，受信アンテナコイル１５が含まれる。正弦励磁コイル１１，余弦励磁コイル１２，受信アンテナコイル１５は、ステータ３側に設けられ、検出コイル１３，送信アンテナコイル１４は、ロータ２側に設けられる。正弦励磁コイル１１および余弦励磁コイル１２は、ロータ２側の検出コイル１３に対して、ロータ角（ステータ３に対するロータ２の回転角）に応じた電圧を誘起させるためのコイルである。これらの励磁コイル１１，１２の各々には、電気角の位相が互いに９０度相違する交流信号が入力される。

検出コイル１３（検出コイル）は、ロータ２およびステータ３の対向面において、正弦励磁コイル１１，余弦励磁コイル１２に対してロータ２の軸方向に対向する位置に配置されるコイルである。検出コイル１３には、正弦励磁コイル１１および余弦励磁コイル１２を励磁することで発生した磁束の鎖交によって電圧が誘起される。検出コイル１３に生じた誘起電圧や励磁電流（交流信号）は、送信アンテナコイル１４に作用する。送信アンテナコイル１４は、検出コイル１３に生じた交流信号をステータ３側へと返送するための巻線（コイル）であり、その両端が検出コイル１３の両端に接続されて閉回路を形成している。また、受信アンテナコイル１５は、送信アンテナコイル１４に対してロータ２の軸方向に対向する位置に配置されるコイルである。受信アンテナコイル１５に伝達された交流信号は、制御装置４に入力される。

制御装置４は、ロータ２のステータ３に対する回転角を演算して出力するものであり、ＲＤＣ（Resolver Digital Converter，レゾルバデジタルコンバータ）回路とも呼ばれる。図２に示すように、制御装置４には、コントローラ５と信号生成部６と計測部７とが内蔵される。コントローラ５は、例えばＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）などの集積回路であり、ＰＷＭ信号を出力する機能と位相変調された信号に基づいて回転角を検出する機能とを併せ持つ。このコントローラ５は、所定電圧（パルス電圧）を持つ複数のＰＷＭ信号を出力可能とされる。

コントローラ５には、ＰＷＭ信号を出力する第一ポート３１，第二ポート３２，第三ポート３３，第四ポート３４が設けられる。第一ポート３１および第二ポート３２は、正弦波の電圧に対応するようにデューティ比が変化する同一のＰＷＭ信号を出力する。また、第三ポート３３および第四ポート３４は、上記の正弦波と直交する余弦波の電圧に対応するようにデューティ比が変化する同一のＰＷＭ信号を出力する。

信号生成部６は、コントローラ５から出力された複数のＰＷＭ信号に基づいて、励磁コイル１１，１２に入力される交流信号を生成するものである。この信号生成部６には、正弦波状の交流信号を生成するためのフィルタ３５と、余弦波状の交流信号を生成するためのフィルタ３６とが設けられる。フィルタ３５は、第一ポート３１および第二ポート３２から入力されるＰＷＭ信号に基づいて正弦波状の変調波を生成する。ここで生成された変調波は、アンプ３７を介して増幅された後に、正弦励磁コイル１１に伝達される。同様に、フィルタ３６は、第三ポート３３および第四ポート３４から入力されるＰＷＭ信号に基づいて余弦波状の変調波を生成する。ここで生成された変調波は、アンプ３８を介して増幅された後に、余弦励磁コイル１２に伝達される。

コントローラ５と信号生成部６との間には、正弦側分圧回路５０と余弦側分圧回路６０とが介装される。これらの分圧回路５０，６０は、コントローラ５から出力された複数のＰＷＭ信号の所定電圧を抵抗器で降圧させてから信号生成部６へと伝達するための回路である。正弦側分圧回路５０は、第一ポート３１および第二ポート３２とフィルタ３５との間に介装され、余弦側分圧回路６０は、第三ポート３３および第四ポート３４とフィルタ３６との間に介装される。

図２に示すように、正弦側分圧回路５０には、第一導線５３と第二導線５４と第三導線５５とが設けられる。第一導線５３は第一ポート３１から延出する導線であり、第二導線５４は第二ポート３２から延出して第一導線５３と合流する導線である。第三導線５５は、第一導線５３および第二導線５４の合流箇所と信号生成部６のフィルタ３５とを連結する導線である。このように、正弦側分圧回路５０は、二系統のＰＷＭ信号が伝達される回路を中途で合流させた回路構造を持つ。

第一導線５３には第一抵抗器５１が介装され、第二導線５４には第二抵抗器５２が介装される。第一抵抗器５１および第二抵抗器５２の抵抗値は、少なくとも互いに相違する大きさに設定される。例えば第一抵抗器５１は、第二抵抗器５２と同抵抗の抵抗器を直列に二個接続してなり、第一抵抗器５１の抵抗値が第二抵抗器５２の抵抗値の二倍に設定されている。第一実施例では、第一抵抗器５１での電圧降下後の電圧が所定電圧の三分の一になるように第一抵抗器５１の抵抗値が設定される。また、第二抵抗器５２の抵抗値は、第一抵抗器５１の抵抗値の半分に設定される。換言すれば、第二抵抗器５２での電圧降下後の電圧が所定電圧の三分の二になるように、その抵抗値が設定される。これにより、第二抵抗器５２での電圧降下後の電圧は所定電圧の三分の二となる。

図３は、第一ポート３１および第二ポート３２からのＰＷＭ信号の出力状態と第三導線５５を介してフィルタ３５に伝達されるＰＷＭ信号の電圧（出力電圧）との関係を示す表である。ここでは、ＰＷＭ信号の所定電圧が３．３Ｖであるものとする。第一ポート３１および第二ポート３２の両方がＰＷＭ信号を出力していない状態では、フィルタ３５に伝達される出力電圧が０Ｖとなる。また、第一ポート３１のみがＰＷＭ信号を出力している状態では、フィルタ３５に伝達される出力電圧が１．１Ｖとなる。

一方、第二ポート３２のみがＰＷＭ信号を出力している状態では、フィルタ３５に伝達される出力電圧が２．２Ｖとなる。さらに、第一ポート３１および第二ポート３２の両方がＰＷＭ信号を出力している状態では、フィルタ３５に伝達される出力電圧が３．３Ｖ（所定電圧）となる。このように、ＰＷＭ信号の出力状態を切り換えることで、フィルタ３５に伝達されるＰＷＭ信号の電圧が多段階に変更される。

同様に、余弦側分圧回路６０には、第一導線６３と第二導線６４と第三導線６５とが設けられる。第一導線６３は第三ポート３３から延出する導線であり、第二導線６４は第四ポート３４から延出して第一導線６３と合流する導線である。第三導線６５は、第一導線６３および第二導線６４の合流箇所とフィルタ３６とを連結する導線である。また、第一導線６３には第一抵抗器６１が介装され、第二導線６４には第二抵抗器６２が介装される。

第一抵抗器６１および第二抵抗器６２の抵抗値は、少なくとも互いに相違する大きさに設定され、好ましくは第一抵抗器６１の抵抗値が第二抵抗器６２の抵抗値の二倍に設定される。第一実施例では、正弦側分圧回路５０と同様に、第一抵抗器６１での電圧降下後の電圧が所定電圧の三分の一になるように第一抵抗器６１の抵抗値が設定される。また、第二抵抗器６２の抵抗値は、第一抵抗器６１の抵抗値の半分に設定される。換言すれば、第二抵抗器６２での電圧降下後の電圧が所定電圧の三分の二になるように、その抵抗値が設定される。

計測部７には、検波回路４１と位相検出回路４２とが設けられる。検波回路４１は、受信アンテナコイル１５から入力される位相変調された交流信号を検波して、信号波を抽出する回路である。ここで抽出された信号波は、位相検出回路４２に伝達される。位相検出回路４２では、正弦励磁コイル１１に伝達された変調波を基準として、検波回路４１で抽出された信号波の位相ずれの大きさが把握され、その情報がコントローラ５に伝達される。この情報を受けて、コントローラ５はステータ３に対するロータ２の回転角を算出する。

［Ｂ．作用］
上記の通り、励磁コイルに所定の信号波形の信号を入力し、検出コイルで所定の変調した信号を出力する回転検出器の場合には、入力信号の精度により検出結果が影響を受けるため、高い信号精度が求められる。一方、ＰＷＭ信号に含まれるパルスの電圧値（ＰＷＭ信号の振幅に相当するもの）が一定である場合、パルス幅の時間的な分解能の制約から、デューティ比が０％や１００％の近傍にある状態において電圧波形の形状が所望の正弦波に追従しにくくなり、信号精度が低下することがある。

そこで、パルスの電圧値を多段階に変更することで、所望の正弦波への追従性を向上させる技術が提案されている（特許文献１参照）。例えば、特許文献１には、複数のスイッチを切り換えて複数のコンデンサの正極，負極を負荷に対して選択的に接続することで、多段階の電圧信号を生成することが記載されている。しかしながら、特許文献１のような構成を実現するためには、多数のスイッチおよびコンデンサを用いる必要がある。そのため、回路構造が複雑化しやすく、回転検出器の軽量化や小型化が難しいという課題がある。また、多数のスイッチを断接操作する際に発生しうるノイズの影響を受けて、電圧波形の形状が乱れることがあり、信号精度が低下するおそれがある。さらに、回路構造が複雑であることから、製造コストが高騰しやすいというデメリットがある。

これに対して、第一実施例に係る上記の制御装置４では、信号生成部６のフィルタ３５，３６に伝達されるＰＷＭ信号の電圧が多段階に変更される。例えば、ＰＷＭ信号の電圧が一定であるような従来制御では、図４（Ｂ）に示すようなＰＷＭ信号の波形となり、波の高さが同一の方形波を連ねた形状となる。一方、パルス幅の時間的な分解能の制約から、フィルタ３５，３６を通過した後の電圧波形の形状がきれいな正弦波や余弦波になりにくく、信号精度が低下することがある。これに対して、上記の制御装置４では電圧の分解能が向上し、図４（Ａ）に示すように、電圧値が多段階に変化するＰＷＭ信号の波形となる。これにより、フィルタ３５，３６を通過した後の電圧波形の形状が所望の正弦波や余弦波に追従しやすくなり、信号精度が改善される。

図５（Ａ）は、ＰＷＭ信号の電圧が一定であるような従来制御において、そのＰＷＭ信号の波形をＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation）解析した結果を示すグラフである。横軸は周波数（次数成分）を表し、縦軸は振幅を表す。ω_mは所望の正弦波や余弦波の周波数（フィルタ３５，３６を通過した後の電圧波形の周波数）であり、ω_cはＰＷＭ信号の周波数である。また、2ω_cはＰＷＭ信号の２次高調波に対応する周波数であり、3ω_cはＰＷＭ信号の３次高調波に対応する周波数である。

図５（Ａ）に示すように、ＰＷＭ信号の波形には、２次高調波や３次高調波といった高次の高調波成分が含まれる。これらの高調波成分は、信号生成部６のフィルタ３５，３６で除去されるものの、その除去効率はフィルタ３５，３６の性能に依存することになる。これに対して上記の制御装置４では、図５（Ｂ）に示すように、２次高調波や３次高調波が減少する。このように、フィルタ３５，３６に入力される前の信号特性が改善されるため、フィルタ３５，３６を通過した後の電圧波形の形状が所望の正弦波や余弦波に追従しやすくなり、信号精度が改善される。また、ＰＷＭ信号の信号特性自体が改善されるため、フィルタ３５，３６に過度な性能を要求する必要がなくなる。

［Ｃ．効果］
（１）第一実施例の回転検出器の制御装置４には、コントローラ５と信号生成部６との間に介装された分圧回路５０，６０が設けられる。分圧回路５０，６０は、複数のＰＷＭ信号の所定電圧を抵抗器で降圧させて信号生成部６へと伝達するように機能する。これにより、電圧値が多段階に変化するＰＷＭ信号を容易に生成することができる。したがって、簡素な構成でフィルタ３５，３６を通過した後の電圧波形をきれいな正弦波や余弦波にすることができ、信号生成部６から出力される励磁信号の信号精度を改善することができる。また、ＰＷＭ信号の高調波成分を減少させることができ、信号精度をさらに改善することができる。

（２）上記のコントローラ５には、図２に示すように、同一のＰＷＭ信号を出力する第一ポート３１および第二ポート３２が設けられる。また、正弦側分圧回路５０に関して、第一ポート３１から延出する第一導線５３には第一抵抗器５１が介装され、第二ポート３２から延出する第二導線５４には第二抵抗器５２が介装される。これらの導線５３，５４は合流するように形成され、その合流箇所と信号生成部６との間は第三導線５５によって連結される。このような構造により、二種類のＰＷＭ信号の電圧が切り換えられ、あるいは合成される（電圧値が加算される）回路を容易に形成することができる。したがって、適切な正弦波に近似した電圧波形を信号生成部６で生成することができ、簡素な構成で信号精度を改善できる。

余弦側分圧回路６０についても同様である。第三ポート３３から延出する第一導線６３には第一抵抗器６１が介装され、第四ポート３４から延出する第二導線６４には第二抵抗器６２が介装される。これらの導線６３，６４は合流するように形成され、その合流箇所と信号生成部６との間は第三導線６５によって連結される。このような構造により、適切な余弦波に近似した電圧波形を信号生成部６で生成することができ、簡素な構成で信号精度を改善できる。

（３）上記の分圧回路５０，６０では、第一抵抗器５１，６１の抵抗値が第二抵抗器５２，６２の抵抗値の二倍に設定される。これにより、第二導線５４を通過するＰＷＭ信号の電圧降下と比較して、第一導線５３を通過するＰＷＭ信号の電圧降下を二倍にすることができ、電圧値を大きく相違させることができる。また、第一ポート３１のみがＰＷＭ信号を出力している状態と比較して、第二ポート３２のみがＰＷＭ信号を出力している状態の電圧値を二倍にすることができる。

例えば、図３に示すように、第一ポート３１のみがＰＷＭ信号を出力している状態では、フィルタ３５に伝達される出力電圧が１．１Ｖとなり、第二ポート３２のみがＰＷＭ信号を出力している状態では、フィルタ３５に伝達される出力電圧が２．２Ｖとなる。このように、電圧が等間隔で二段階に変化するようなＰＷＭ信号の中間電位を容易に生成することができ、信号精度をさらに改善することができる。

（４）上記の分圧回路５０，６０では、第一抵抗器５１，６１での電圧降下後の電圧が所定電圧の三分の一になるように、第一抵抗器５１，６１の抵抗値が設定される。また、第二抵抗器５２，６２での電圧降下後の電圧が所定電圧の三分の二になるように、第二抵抗器５２，６２の抵抗値が設定される。これにより、電圧が等間隔で三段階に変化するようなＰＷＭ信号の中間電位を容易に生成することができ、信号精度をさらに改善することができる。

［２．第二実施例］
図６は、第二実施例としての回転検出器の制御装置９４を示す模式図であり、図７は、制御装置９４の構成を示すブロック図である。第二実施例の回転検出器は、インダクティブ型レゾルバ（インダクティブセンサ）である。インダクティブ型レゾルバとは、所定振幅の交流信号を励磁コイルに入力するとともに、検出コイルで得られる振幅変調された信号に基づいて回転角を検出するレゾルバである。本件では、インダクティブ型レゾルバの具体例として、軸倍角が１Ｘで単相励磁二相出力型のレゾルバ９１を用いて説明する。ただし、軸倍角は１Ｘ以外（ｎＸ）であってもよい。

レゾルバ９１は、ロータ９２（回転子）とステータ９３（固定子）と制御装置９４とを備える。ロータ９２は、ステータ９３に対して回転可能に軸支される円盤状の部材である。ステータ９３は、図示しないケーシングに対して固定される円盤状の部材である。ステータ９３には、励磁コイル９５や検出コイル９７，９８が設けられる。一方、ロータ９２にはコイルが設けられず、導体９６が設けられる。

導体９６は、ロータ９２およびステータ９３の相対角度に応じて、励磁コイル９５で生じた磁場の影響を受ける面積が変化する形状に形成される。具体的には、円盤を周方向に多分割するとともに、その多分割された円盤片を周方向に沿って交互に削除したような形状（一つ飛ばしで円盤片を取り除くことによって、残った円盤片も一つ飛ばしで配置される形状）に形成される。なお、このような円盤の典型的な分割数は２の累乗（例えば二分割，四分割，八分割等）である。各導体９６の形状は、「塗りつぶし状」でなくてもよく、例えば「外周のみを囲った閉じた環形状」であってもよい。

制御装置９４は、ロータ９２のステータ９３に対する回転角を演算して出力するものである。制御装置９４には、励磁コイル９５に供給される交流信号を生成する信号生成回路と、検出コイル９７，９８から返送される信号に基づき、回転角に対応する角度情報を出力する信号処理回路とが内蔵される。信号生成回路で生成された交流信号は、励磁コイル９５に伝達され、ステータ９３に所定の磁場が形成される。これを受けて、ロータ９２の導体９６の内部には渦電流が流れ、ステータ９３の磁場を打ち消す磁場（反磁界）が生成され、磁場を遮蔽する。そしてロータ９２の導体９６の位置は回転角に応じて変化する。そのため、ステータ９３側の検出コイル９７，９８には、回転角に応じて振幅変調された信号が返送される。この信号は信号処理回路へと入力される。

励磁コイル９５は、軸方向の磁界を生じさせるコイルである。ステータ９３と軸方向に対向するロータ９２側の導体９６は励磁コイル９５の磁界を受け、内部に渦電流を生じて励磁コイル９５の磁界を打ち消す反磁界を生じる。このため導体９６は励磁コイル９５の磁界の一部を遮蔽する。励磁コイル９５に入力される交流信号の振幅は、制御装置９４の指示により変更可能とされる。ここで、励磁コイル９５に入力される交流信号の電圧値を「sinω_ct」と表現する。ω_ctは交流信号の角速度である。

検出コイル９７，９８は、励磁コイル９５の磁界を検出する。軸方向に対向するロータ２側の導体９６はロータ９２の回転に伴って周方向に移動するため、導体９６が励磁コイル９５の磁界を遮蔽する部分はロータ角に応じて変化する。したがって、検出コイル９７，９８が検出する磁界もロータ角に応じて変化する。

検出コイル９７，９８には、正弦検出コイル９７と余弦検出コイル９８とが含まれる。正弦検出コイル９７はロータ角の正弦を検出し、余弦検出コイル９８はロータ角の余弦を検出する。ロータ角をθとおけば、正弦検出コイル９７から出力される交流信号の電圧値は「sinθ・sinω_ct」と表現できる。また、余弦検出コイル９８から出力される交流信号の電圧値は「cosθ・sinω_ct」と表現できる。このように、ロータ角の変化に応じて検出コイル９７，９８の各々で得られる変調波の振幅が変化する。したがって、これらの振幅に基づいてロータ角を特定できる。検出コイル９７，９８の各々で検出された信号は、制御装置９４に入力される。

第一実施例の制御装置４と同様に、制御装置９４には、コントローラ５と信号生成部６と計測部７とが内蔵される。コントローラ５は、例えばＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）などの集積回路であり、励磁信号を出力する機能と振幅変調された信号に基づいて回転角を検出する機能とを併せ持つ。このコントローラ５は、所定電圧（パルス電圧）を持つ複数の励磁信号を出力可能とされ、励磁信号を出力する第一ポート３１および第二ポート３２を有する。

信号生成部６は、コントローラ５から出力された複数の励磁信号に基づいて、励磁コイル９５に入力される交流信号を生成するものである。ここで生成された交流信号は、アンプ３７を介して増幅された後に、励磁コイル９５に伝達される。
コントローラ５と信号生成部６との間には、分圧回路５０′が介装される。分圧回路５０′は、コントローラ５から出力された複数の励磁信号の所定電圧を抵抗器で降圧させてから信号生成部６へと伝達するための回路である。

図７に示すように、分圧回路５０′には、第一導線５３と第二導線５４と第三導線５５とが設けられる。第一導線５３は第一ポート３１から延出する導線であり、第二導線５４は第二ポート３２から延出して第一導線５３と合流する導線である。第三導線５５は、第一導線５３および第二導線５４の合流箇所と信号生成部６のフィルタ３５とを連結する導線である。このように、正弦側分圧回路５０は、二系統のＰＷＭ信号が伝達される回路を中途で合流させた回路構造を持つ。

第一導線５３には第一抵抗器５１が介装され、第二導線５４には第二抵抗器５２が介装される。第一抵抗器５１および第二抵抗器５２の抵抗値は、少なくとも互いに相違する大きさに設定される。例えば第一抵抗器５１は、第二抵抗器５２と同抵抗の抵抗器を直列に二個接続してなり、第一抵抗器５１の抵抗値が第二抵抗器５２の抵抗値の二倍に設定されている。第二実施例では、第一抵抗器５１での電圧降下後の電圧が所定電圧の三分の一になるように第一抵抗器５１の抵抗値が設定される。また、第二抵抗器５２の抵抗値は、第一抵抗器５１の抵抗値の半分に設定される。換言すれば、第二抵抗器５２での電圧降下後の電圧が所定電圧の三分の二になるように、その抵抗値が設定される。これにより、第二抵抗器５２での電圧降下後の電圧は所定電圧の三分の二となる。

計測部７には、検波回路４３，４４と振幅検出回路４５，４６とが設けられる。検波回路４３，４４は、検出コイル９７，９８から入力される振幅変調された交流信号を検波して、信号波を抽出する回路である。ここで抽出された信号波は、振幅検出回路４５，４６に伝達される。振幅検出回路４５，４６では、励磁コイル９５に伝達された変調波を基準として、振幅検出回路４５，４６で抽出された信号波の振幅の大きさが把握され、その情報がコントローラ５に伝達される。この情報を受けて、コントローラ５はステータ３に対するロータ２の回転角を算出する。

上記の通り、第二実施例の回転検出器の制御装置９４には、コントローラ５と信号生成部６との間に介装された分圧回路５０′が設けられる。分圧回路５０′は、複数の励磁信号の所定電圧を抵抗器で降圧させて信号生成部６へと伝達するように機能する。これにより、励磁信号の高調波成分を減少させることができ、信号精度をさらに改善することができる。また、電圧値を多段階に変化させたい場合に、電圧波形をきれいな正弦波や余弦波に近づけることができ、信号生成部６から出力される励磁信号の信号精度を改善することができる。

［３．変形例］
上記の実施例（第一実施例および第二実施例）はあくまでも例示に過ぎず、上記の実施例で明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。上記の実施例の各構成は、それらの趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。また、上記の実施例の各構成は必要に応じて取捨選択でき、あるいは、公知技術に含まれる各種構成と適宜組み合わせることができる。

上記の実施例では二種類の抵抗器を用いて励磁信号の電圧を段階的に変化させる分圧回路５０，５０′，６０を例示したが、三種類以上の抵抗器を用いて電圧の変化段数を増加させてもよい。
図８は、変形例としての分圧回路７０の構造を示す回路図である。この分圧回路７０が適用される回転検出器のコントローラ５′には、同一の励磁信号を出力する第一ポート８１と第二ポート８２と第三ポート８３とが設けられる。また、分圧回路７０には、第一ポート８１から延出する第一導線７４と、第二ポート８２から延出して第一導線７４と合流する第二導線７５と、第三ポート８３から延出する第三導線７６とが設けられる。

第一導線７４には第一抵抗器７１が介装され、第二導線７５には第二抵抗器７２が介装され、第三導線７６には第三抵抗器７３が介装される。また、第一導線７４および第二導線７５の合流箇所と第三導線７６の第三抵抗器７３よりも下流側とを接続する第四導線７７が設けられる。さらに、第三導線７６および第四導線７７の合流箇所と図示しない信号生成部とを連結する第五導線７８が設けられる。

第一抵抗器７１，第二抵抗器７２，第三抵抗器７３の抵抗値は、励磁信号の出力状態を切り換えることによって電圧が段階的に変化するように設定される。３つのポート８１～８３を利用した場合の電圧の変化段数は、最大で８段階（２^３段階）となる。このように、複数の励磁信号の所定電圧を抵抗器７１～７３で降圧させることで、電圧値が多段階に変化する励磁信号を容易に生成することができ、上記の実施例と同様の作用効果を獲得することができる。

また、上記の実施例では軸倍角が１Ｘのレゾルバ１，９１の制御装置４について詳述したが、軸倍角がｎＸのレゾルバ１，９１に同様の制御装置４を適用してもよいし、単相励磁二相出力型のレゾルバに同様の制御装置４を適用してもよい。少なくとも、交流信号を励磁コイルに入力するとともに、検出コイルで得られる信号に基づいて回転角を検出する回転検出器であれば、上記の実施例と同様の制御装置４を適用することで、上記の実施例と同様の作用効果を獲得することができる。

１，９１レゾルバ（回転検出器）
２，９２ロータ
３，９３ステータ
４，９４制御装置
５コントローラ
６信号生成部
７計測部
３１第一ポート
３２第二ポート
３３第三ポート
３４第四ポート
５０，５０′，６０分圧回路
５１，６１第一抵抗器
５２，６２第二抵抗器
５３，６３第一導線
５４，６４第二導線
５５，６５第三導線

Claims

交流信号を励磁コイルに入力するとともに、検出コイルで得られる信号に基づいて回転角を検出する回転検出器の制御装置であって、
所定電圧を持つ複数の励磁信号を出力可能なコントローラと、
前記コントローラから出力された前記複数の励磁信号に基づいて前記交流信号を生成する信号生成部と、
前記コントローラと前記信号生成部との間に介装され、前記複数の励磁信号の前記所定電圧を抵抗器で降圧させて前記信号生成部へと伝達する分圧回路と、
を備え、
前記コントローラが、同一の前記励磁信号を出力する第一ポートおよび第二ポートを有し、
前記分圧回路が、第一抵抗器が介装されて前記第一ポートから延出する第一導線と、前記第一抵抗器とは異なる抵抗値を持つ第二抵抗器が介装されて前記第二ポートから延出するとともに前記第一導線と合流する第二導線と、前記第一導線および前記第二導線の合流箇所と前記信号生成部とを連結する第三導線とを有する
ことを特徴とする回転検出器の制御装置。
前記第一抵抗器が、前記第二抵抗器の二倍の抵抗値を持つ
ことを特徴とする、請求項１記載の回転検出器の制御装置。
前記第一抵抗器での電圧降下後の電圧が前記所定電圧の三分の一になるように、前記第一抵抗器の抵抗値が設定される
ことを特徴とする、請求項２記載の回転検出器の制御装置。
前記回転検出器が、所定振幅の前記交流信号を前記励磁コイルに入力するとともに、前記検出コイルで得られる振幅変調された前記信号に基づいて前記回転角を検出するインダクティブ型レゾルバである
ことを特徴とする、請求項１～３のいずれか１項に記載の回転検出器の制御装置。
前記回転検出器が、振幅変調された前記交流信号を前記励磁コイルに入力するとともに、前記検出コイルで得られる位相変調された前記信号に基づいて前記回転角を検出する変調波型レゾルバであり、
前記励磁信号が、ＰＷＭ信号である
ことを特徴とする、請求項１～３のいずれか１項に記載の回転検出器の制御装置。