JPH07104178B2 - 回転角度検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、回転機の回転角度を検出する電磁式の回転角
度検出装置に関する。

［従来の技術］ 従来より、モータなどの回転機の回転角度を検出する回
転角度検出装置として、ステータ突極に巻回された巻線
に励磁信号として正弦波電圧信号を加え、巻線の出力側
に設けられ巻線に流れる電流を検出するための電流検出
用抵抗器からの電圧信号に基づいて、回転機の回転軸と
一体的に回転するロータの回転角度を検出するものや、
ステータ突極に一次巻線（励磁巻線）と二次巻線（出力
巻線）とを設けて、一次巻線に流れる電流に応じて誘起
される二次巻線の電圧の変化を信号として取り出し、こ
の電圧信号に基づいて回転角度を検出するものが、知ら
れている。

［発明が解決しようとする課題］ しかし、上記検出装置では、電流検出用抵抗器あるいは
二次巻線からの電圧信号に高調波が重畳されており信号
波形が歪むために、回転角度の検出誤差が生じ高精度な
回転角度検出ができないという問題があり、従来よりそ
の原因の究明と共に検出精度の向上が求められていた。

たとえば、第５図に示すように、半径方向に対向する励
磁突極対（ａ相とｃ相及びｂ相とｄ相）のそれぞれに巻
回された巻線La、Lb、Lc、Ldと、各巻線La〜Ldに直列に
接続された電流検出用の接地抵抗Ra、Rb、Rc、Rdとを備
えたリラクタンス型のレゾルバ10では、励磁回路EXCの
出力する励磁信号（正弦波電圧信号）により各励磁突極
ａ相〜ｄ相を励磁すると共に各巻線La〜Ldを流れる電流
の変化を各接地抵抗RA〜RDから信号（電圧信号）として
取り出している。この電圧信号は、回転機（図示略）の
回転軸と一体的に回転するロータ（図示略）の回転にと
もなう、巻線La〜Ldのインダクタンスの周期的変化を、
励磁信号で変調した信号であり、この変調信号に基づい
て、周知のレゾルバ／ディジタルコンバータRDCがロー
タの回転角度検出信号を作成する。

しかし、上記信号に基づいてロータの回転角度を検出す
ると、実際の回転角度との間に無視できない誤差がで
る。上記信号の波形や周波数エネルギ分布をシンクロス
コープやスペクトルアナライザなどで分析すると、上記
信号にはレベルの高い高調波成分が含まれており、その
ため波形が歪んでいるのが判る。そのため、従来は上記
信号を電気的に補正したり、実測により予め回転角度の
検出誤差を測定しておき、これを用いて検出回転角度の
補正をしなければならなかった。

そこで本発明は、こうした検出後の補正をすることなく
高精度の回転角度が直接得られる回転角度検出装置を提
供することを目的としてなされた。

［課題を解決するための手段］ 本発明の要旨とするところは、 巻線が巻回された励磁突極を複数設けたステータと、 上記各巻線のインダクタンスを回転角度に応じて変化さ
せるロータと、 上記各巻線に励磁電圧を印加する励磁手段と、 上記各巻線に流れる電流に基づいて上記ロータの回転角
度を検出する回転角度検出手段と、 を備えた回転角度検出装置において、 上記励磁手段が、 正弦波電圧信号を出力する信号発生器と、 該信号発生器からの出力信号が所定の入力抵抗器を介し
て反転入力端子に入力されると共に、非反転入力端子が
接地されたオペアンプと、 該オペアンプの出力信号に応じて前記各巻線に励磁電圧
を印加する出力回路と、 から構成され、 更に、上記巻線の上記出力回路側とは反対側を接地する
接地抵抗器と、 該接地抵抗器の上記巻線側の端部と上記オペアンプの反
転入力端子との間に設けられた帰還抵抗器と、 を備えたことを特徴とする回転角度検出装置にある。

［作用］ 以上のように構成された本発明の回転角度検出装置にお
いては、励磁手段が、ステータの励磁突極に巻回された
各巻線に励磁電圧を印加する。そして、各巻線のインダ
クタンスはロータの回転角度に応じて変化するため、回
転角度検出手段が、各巻線に流れる電流に基づいて、ロ
ータの回転角度を検出する。

ここで、本発明の回転角度検出装置では、励磁手段が、
正弦波電圧信号を出力する信号発生器と、この信号発生
器からの出力信号が所定の入力抵抗器を介して反転入力
端子に入力されると共に、非反転入力端子が接地された
オペアンプと、オペアンプの出力信号に応じて各巻線に
励磁電圧を印加する出力回路と、から構成されており、
巻線の出力回路側とは反対側には接地抵抗器が設けられ
ている。そして更に、接地抵抗器の巻線側の端部とオペ
アンプの反転入力端子との間に、帰還抵抗器が接続され
ている。

従って、本発明の回転角度検出装置においては、オペア
ンプが、入力抵抗器と帰還抵抗器との抵抗比に応じた周
知の反転増幅動作を行って、反転入力端子の電位が接地
電位に保たれるように、且つ、接地抵抗器の巻線側の端
部の電圧が信号発生器からの正弦波電圧信号に比例して
変化するように、出力回路を制御することとなる。この
結果、出力回路から各巻線には、接地抵抗器及び巻線に
正弦波電圧信号に比例した正弦波電流が流れるように電
圧が印加される。

［実施例］ 以下に本発明の一実施例を図面と共に説明する。まず、
第１図は本発明が適用されたリラクタンス型レゾルバ
（以下、単にレゾルバという）の電気回路図、第２図は
レゾルバの構造を表す説明図である。

第２図に示すように、レゾルバ１のステータ３の内周に
は、90度の等間隔で４個の励磁突極Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄが設
けられており、各励磁突極Ａ〜Ｄには、それぞれ第１巻
線LA、第２巻線LB、第３巻線LC、第４巻線LDが巻回され
ている。

ロータ５は、円筒形状をなし、ステータ３の内周空間
に、回転機（図示略）の回転軸心Ｏと軸心を同じくして
配置されて、その回転軸と一体的に回転するように配設
されている。ロータ５外周には、等間隔で３個の歯Ｆが
突設されており、ロータ５が回転すると、各巻線LA〜LD
のインダクタンスは周期的に変化する。

第１図に示すように、巻線LAとLCとの接地端及び巻線LB
とLDとの接続端は、励磁手段としての励磁回路EXCに接
続されている。

ここで、励磁回路EXCは、正弦波電圧信号ＶSTDを出力す
る１つの信号発生機OSCと、信号発生器OSCからの信号が
入力抵抗器R1を介して反転入力端子に入力され、非反転
入力端子が接地されたオペアンプOP,及びオペアンプOP
からの出力信号に基づき各巻線に電圧を印加して各巻線
に励磁電流を流すトランジスタ回路Ｔ、からなる２つの
電圧−電流変換回路VIC1,VIC2と、から構成されてい
る。そして、各電圧−電流変換回路VIC1,VIC2のトラン
ジスタ回路Ｔから、巻線LA,LCと巻線LB,LDとへ、夫々励
磁電流が供給されるようになっている。

また、各巻線LA〜LDの励磁回路EXCとは反対側の端部
は、電流検出用の抵抗器RA、RB、RC、RDに接続され、か
つ抵抗器RA及びRC,抵抗器RB及びRDは、それぞれ接地抵
抗器ＲAC、ＲBDを介して接地されている。

そして更に、抵抗器RA及びRCと接地抵抗器ＲACとの接続
点からの電圧出力FBAC、及び、抵抗器RB及びRDと接地抵
抗器ＲBDとの接続点からの電圧出力FBBDは、夫々、各電
圧−電流変換増幅回路VIC1,VIC2内の帰還抵抗器R2を介
して夫々のオペアンプOPの反転入力端子に入力されて負
帰還がかけられている。

このため、電圧−電流変換増幅回路VIC1,VIC2において
は、各オペアンプOPが、入力抵抗器R1と帰還抵抗器R2と
の抵抗比に応じた周知の反転増幅動作を行って、反転入
力端子の電位が接地電位に保たれるように、且つ、接地
抵抗器ＲAC,RBDの巻線側の端部の電圧（FBAC,FBBD）が
信号発生器OSCからの正弦波電圧信号ＶSTDに比例して変
化するように、トランジスタ回路Ｔを制御する。この結
果、各トランジスタ回路Ｔから巻線LA,LC及び巻線LB,LD
には、夫々、接地抵抗器ＲAC,RBD及び巻線に正弦波電圧
信号ＶSTDに比例した正弦波電流ＩSTDが流れるように電
圧が印加され、この正弦波電流ＩSTDによって各巻線LA
〜LDが励磁される。

そして、巻線LA〜LDにおける出力点（巻線LA〜LDと抵抗
器RA〜RDとの接続点）PA、PB、PC、PDからの出力信号V
A、VC、VB、VDは、それぞれ差動増幅器OP1、OP2に入力
される。すなわち、差動増幅器OP1の反転入力端子に出
力信号VAが、非反転入力端子に出力信号VCが、差動増幅
器OP2の反転入力端子に出力信号VBが、非反転入力端子
にVDが、それぞれ入力される。そして、それらの信号VA
・VC、VB・VDに基づいて、差動増幅器OP1、OP2が差信号
ＶAC,VBDを、回転角度検出手段としてのR/Dコンバータ
（レゾルバ／ディジタルコンバータ）RDCに出力する。

R/DコンバータRDCは、二つの差信号ＶACとＶBDとからロ
ータ５の回転角度θを検出するもので、回転角度θと回
転角度のディジタル値θdigとの偏差（θ−θdig）に応
じた偏差信号（電圧）を出力する乗算器及び同期整流器
（図示略）と、その偏差信号を積分する積分器（図示
略）と、積分器に出力に応じて発振周波数を可変する電
圧制御発振器（図示略）と、電圧制御発振器の出力に基
づいて、偏差が零になるように（θ＝θdig）乗算器に
補正信号をフィードバック出力すると共にロータ５の回
転角度θをディジタル信号θdigとして出力するカウン
タ（図示略）とを集積化したものである（R/Dコンバー
タは周知のものであって、たとえばアナログデバイス社
のAD2S80、DOC社のRDC−17210などが知られている）。

つぎに、正弦波電圧信号ＶSTD及び巻線に流れる正弦波
電流ＩSTDと、差動増幅器OP1、OP2の差信号ＶAC,VBD
と、の関係について説明する。

まず、信号発生器OSCの正弦波電圧信号ＶSTDを、 ＶSTD＝V0×sinωｔ とすると、 励磁回路EXCから各巻線LA〜LDに出力される電流（励磁
電流）ＩSTDは、 ＩSTD＝I0×sinωｔ と表すことができる。

そして、各巻線LA〜LDのインダクタンスをそれぞれla、
lb、lc、ldとすれば、各巻線LA〜LDの電位VA、VB、VC、
VDは、各自に流れる電流に比例することから、次式で表
される。尚、下記の式では比例定数は省略している。

したがって、差信号ＶAC,VBDは、 と表される。

ここで、各巻線LA〜Ldのインダクタンスは等しく、 la＝l0＋ｌ×sinθ lb＝l0＋ｌ×cosθ lc＝l0＋ｌ×sin（θ＋π） ld＝l0＋ｌ×cos（θ＋π） で与えられるものとすれば（ただし、l0はステータ３及
びロータ５の機械構造、材質により定まるインダクタン
スのオフセット分、ｌはインダクタンスの周期的変化の
幅で、共に所定の定数である）、 ＶAC＝I0×（l/l0）×sinθ×sinωｔ …（１） ＶBD＝I0×（l/l0）×cosθ×sinωｔ …（２） と表される。

（１）式及び（２）式より、差信号ＶAC及びＶBDは、信
号発生器OSCの正弦波電圧信号Ｖ（＝V0×sinωｔ）で、
インダクタンスの周期的変化（sinθ,cosθ）を変調し
た信号であり、高調波成分が含まれていないことが判る
（なお、差信号ＶBDは、差信号ＶACより位相がπ/2遅れ
ている）。そして、これらの信号ＶAC、ＶBDにはR/Dコ
ンバータRDCに入力され、回転角度θと回転角度のディ
ジタル値θdigとの偏差（θ−θdig）が零となるように
フィードバック制御されることで、正確なロータ５の回
転角度信号θdigを得る。

このように本実施例のレゾルバ１では差信号ＶAC及びＶ
BDには高調波成分が含まれないことが明かとなったが、
ここで、従来のレゾルバでの差信号の解析を行ってみ
る。

第５図に示したレゾルバ10では、励磁回路EXCから各巻
線La〜Ldに、正弦波電圧信号Ｖを印加するように構成さ
れているため、 Ｖ＝V0×sinωｔ とし、巻線Laのインダクタンスをlaとすれば、巻線Laに
流れる電流Iaは、 となり、 となる。

ここで、巻線Laの電位Vaは電流Iaに比例すること、及び
V0とωは一定であることから、巻線Laのインダクタンス
laを、la＝l0＋ｌ×sinθとすると、電位Vaは次式で表
される。

尚、Ｋは定数である。

また同様に、巻線Lcの電位Vcも巻線Lcに流れる電流Icに
比例することから、巻線Lcのインダクタンスlcを、lc＝
l0＋ｌ×sin（θ＋π）とすると、電位Vcは次式で表さ
れる。

従って、差動増幅器OP3から出力される差信号Vacは、
（３）式及び（４）式より、 と表される。

上記式により、第５図に示したレゾルバ10では、差信号
Vacに、sinⁿθ（但し、ｎは３以上の奇数）なる高調波
成分が含まれることが判る。尚、差動増幅器OP4の出力
する差信号Vbdについても全く同様である。

つまり、第５図に示した従来のレゾルバ10では、励磁回
路EXCから各巻線La〜Ldに、正弦波電圧信号（Ｖ＝V0×s
inωｔ）を印加するように構成されているだけであるた
め、V0×sinωｔを巻線のインダクタンスで割ることに
より得られる巻線電流に、（３），（４）式に表したよ
うな高調波成分が含まれてしまい、この結果、差信号Va
c,Vbdが歪んで、回転角度の検出精度を悪化させてい
た。

これに対して、本実施例のレゾルバ１では、接地抵抗器
ＲAC、ＲBDからの電圧信号FBAC、FBBDを、電圧−電流変
換増幅回路VIC1、VIC2のオペアンプOPの反転入力端子に
帰還させることで、各巻線LA〜LDに正弦波電流を流すよ
うにしている。従って、差信号ＶAC、ＶBDに高調波成分
が含まれることなく、正確にロータ５の回転角度を検出
することができ、延いては、従来のレゾルバのように検
出後の補正をすることなく、高精度の回転角度が直接得
られる。

また、本実施例のレゾルバ１では、励磁回路EXC内の信
号発生器OSCから出力される正弦波電圧信号ＶSTDと、各
巻線LA〜LD及び接地抵抗器ＲAC、ＲBDに流れる電流とに
位相のずれがないため、従来のように、励磁信号の位相
を周知の位相シフタによりπ/2だけシフトしてR/Dコン
バータRDCに基準信号として入力する必要がない。つま
り、巻線を流れる電流の位相は巻線の電圧よりπ/2だけ
遅れるため、従来の回転角度検出器では、位相シフタを
要したが、本実施例では不要となる。

なお、本実施例では、R/DコンバータRDCによりディジタ
ルの回転角度信号θdigを作成したが、このほかに励磁
信号と巻線からの信号との位相差をクロックパルスでカ
ウントする周知の位相制御方式によって回転角度検出信
号を得るようにしてもよい。

ここで、本実施例のレゾルバ１は、二次巻線がないもの
であったが、本発明の第二実施例として回転角度の検出
用信号を取り出すために二次巻線を用いたレゾルバにつ
いて説明する。

第３図に示すように、レゾルバ20の励磁突極Ａ相及びＣ
相には、それぞれ差動に巻回された一次巻線LA1及びLC1
と同じく差動に巻回された二次巻線LA2及びLC2とが設け
られ、励磁突極Ｂ相及びＤ相には、それぞれ差動に巻回
された一次巻線LB1及びLD1と同じく差動に巻回された二
次巻線LB2及びLD2とが設けられている。そして、Ｃ相の
一次巻線LC1とＢ相の一次巻線LB1とは直列に接続され、
Ｃ相の二次巻線LC2の一端及びＤ相の二次巻線LD2の一端
は、それぞれ接地されている。

一方、本第２実施例のレゾルバ20においても、第１実施
例と同様の、信号発生器OSC及び電圧−電流変換回路VIC
からなる励磁回路EXCを備えており、電圧−電流変換回
路VICのトランジスタ回路Ｔから、Ａ相の一次巻線LA1
に、励磁電流が供給されるようになっている。

そして更に、Ｄ相の一次巻線LD1の一端は、接地抵抗器R
Iを介して接地されており、Ｄ相の一次巻線LD1と接地抵
抗器RIとの接続点の電圧ＶFBが、電圧−電流変換増幅回
路VIC内の帰還抵抗器R2を介してオペアンブOPの反転入
力端子に入力されて負帰還がかけられている。

従って、本第２実施例のレゾルバ20でも、電圧−電流変
換増幅回路VICにおいては、オペアンプOPが、反転入力
端子の電位が接地電位に保たれるように、且つ、接地抵
抗器RIの巻線側の端部の電圧ＶFBが信号発生器OSCから
の正弦波電圧信号ＶSTDに比例して変化するように、ト
ランジスタ回路Ｔを制御する。この結果、トランジスタ
回路Ｔから一次巻線LA1〜LD1には、接地抵抗器RI及び巻
線LA1〜LD1に正弦波電圧信号ＶSTDに比例した正弦波電
流ＩSTDが流れるように電圧が印加され、この正弦波電
流ＩSTDによって各巻線LA1〜LD1が励磁される。

そして、Ａ相及びＣ相の二次巻線LA2及びLC2からの出力
をVAC、Ｂ相及びＤ相の二次巻線LC2及びLD2からの出力
をVBD、各一次巻線LA1〜LD1のインダクタンスをそれぞ
れla、lc、lb、ldとすると、 VAC＝（la−lc）×10×sinωｔ ＝ｌ（sinθ−sin（θ＋α））×10×sinωｔ …
（５）） sinθ−sin（θ＋α） ＝2sin（α/2）（−cos（θ＋α/2）） …（６） （５）式と（６）式とから VAC＝2l×10×sin（α/2） ×sin｛θ＋（α/2）−（π/2）｝×sinωｔ ここで、 φ＝θ＋（α/2）−（π/2） Ｋ＝2l×10×sin（α/2） とおくと、 VAC＝Ｋ×sinφ×sinωｔ …（７） となる。

同様にして VBD＝Ｋ×cosφ×sinωｔ …（８） となる。

（７）式及び（８）式から明らかなように、出力信号VA
C及びVBDは、高調波成分を含まないことが判る。したが
って、第１実施例と同様にして、出力信号VAC及びVBDが
R/DコンバータRDCに入力されて回転角度信号θdigが得
られる。

以上、説明したように、高調波成分が含まない信号VAC
及びVBDに基づいて、回転角度信号θdigを作成するの
で、従来の二次巻線を用いたレゾルバのように二次巻線
からの信号の波形が歪まない。

たとえば、第４図に示す従来のレゾルバ30においては、
以下に示すようにＡ相とＣ相との位相差及びＢ相とＤ相
との位相差が±π以外の場合は波形が歪む。

すなわち、二次巻線La2、Lb2、Lc2、Ld2の出力Vac、Vbd
は、 Vac＝｛（la−lc）｝／（la＋lc）｝×V0×sinωｔ Vbd＝｛（lb−ld）｝／（lb＋ld）｝×V0×sinωｔ （ただし、一次巻線La1、Lc1、Lb1、Ld1のインダクタン
スをla、lc、lb、ldとする） と表される。

ここで、 la＝l0＋ｌ×sinθ lb＝l0＋ｌ×cosθ lc＝l0＋ｌ×sin（θ＋α） ld＝l0＋ｌ×cos（θ＋α） （ただし、l0はインダクタンスのオフセット分、ｌはイ
ンダクタンスの周期的変化の幅で、共に所定の定数であ
り、αはＡ相とＣ相と及びＢ相とＤ相との位相差） とすると、 となり、α＝±πのとき以外は、分母が定数にならない
ので、波形が歪むことが判る。

つまり、第４図に示した従来のレゾルバ30でも第５図に
示した従来のレゾルバ10と同様に、励磁回路EXCから巻
線La1〜Ld1に、正弦波電圧信号（Ｖ＝V0×sinωｔ）を
印加するように構成されているだけであるため、V0×si
nωｔを巻線のインダクタンスで割ることによって得ら
れる巻線電流に、位相差α＝±πのとき以外は歪成分が
含まれてしまい、この結果、二次巻線La2,Lb2,Lc2,Ld2
の出力Vac,Vbdが歪んで、回転角度の検出精度を悪化さ
せていた。

これに対して、本第２実施例のレゾルバ20では、接地抵
抗器RIからの電圧信号ＶFBをオペアンプOPの反転入力端
子に帰還させることで、各一次巻線LA1〜LD1に正弦波電
流を流すようにしているため、前述の（７）及び（８）
式からも判るように、出力信号VAC,VBDの波形は、各相
の位相差αに関係なく歪まない。よって、第２実施例の
レゾルバ20でも、第１実施例と同様な効果を奏する。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明の回転角度検出装置におい
ては、従来装置のように各巻線に正弦波電圧信号を印加
するのではなく、励磁手段の出力回路が、各巻線に、正
弦波電流が流れるように、電圧を印加するように構成さ
れているため、各巻線の電流に高調波成分が含まれてし
まうことを防止でき、この結果、ロータの回転角度を正
確に検出することができるようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は実施例のレゾルバの電気回路図、第２図はレゾ
ルバの構造を表す説明図、第３図は第２実施例のレゾル
バの電気回路図、第４図は二次巻線を用いた従来のレゾ
ルバの電気回路図、第５図は電流検出用抵抗器を備えた
従来のレゾルバの電気回路図である。 １……リラクタンス型レゾルバ、３……ステータ ５……ロータ、A,B,C,D……励磁突極 LA……第１巻線、LB……第２巻線 LC……第３巻線、LD……第４巻線 EXC……励磁回路 VIC1,VIC2……電圧−電流変換器 ＲAC,RBD……接地抵抗器 RDC……R/Dコンバータ OSC……信号発生器 OP……オペアンプ Ｔ……トランジスタ回路 R1……入力抵抗器 R2……帰還抵抗器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】巻線が巻回された励磁突極を複数設けたス
   テータと、 上記各巻線のインダクタンスを回転角度に応じて変化さ
   せるロータと、 上記各巻線に励磁電圧を印加する励磁手段と、 上記各巻線に流れる電流に基づいて上記ロータの回転角
   度を検出する回転角度検出手段と、 を備えた回転角度検出装置において、 上記励磁手段が、 正弦波電圧信号を出力する信号発生器と、 該信号発生器からの出力信号が所定の入力抵抗器を介し
   て反転入力端子に入力されると共に、非反転入力端子が
   接地されたオペアンプと、 該オペアンプの出力信号に応じて前記各巻線に励磁電圧
   を印加する出力回路と、 から構成され、 更に、上記巻線の上記出力回路側とは反対側を接地する
   接地抵抗器と、 該接地抵抗器の上記巻線側の端部と上記オペアンプの反
   転入力端子との間に設けられた帰還抵抗器と、 を備えたことを特徴とする回転角度検出装置。