JP2558159B2 - 二相信号発生装置及び二相信号発生方法 - Google Patents
二相信号発生装置及び二相信号発生方法Info
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- JP2558159B2 JP2558159B2 JP1002179A JP217989A JP2558159B2 JP 2558159 B2 JP2558159 B2 JP 2558159B2 JP 1002179 A JP1002179 A JP 1002179A JP 217989 A JP217989 A JP 217989A JP 2558159 B2 JP2558159 B2 JP 2558159B2
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- reactance
- inductive
- inductive reactance
- signal
- windings
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- G—PHYSICS
- G08—SIGNALLING
- G08C—TRANSMISSION SYSTEMS FOR MEASURED VALUES, CONTROL OR SIMILAR SIGNALS
- G08C19/00—Electric signal transmission systems
- G08C19/38—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices
- G08C19/40—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices of which only the rotor or the stator carries a winding to which a signal is applied, e.g. using step motor
- G08C19/44—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices of which only the rotor or the stator carries a winding to which a signal is applied, e.g. using step motor having more than three stator poles
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
- H02K24/00—Machines adapted for the instantaneous transmission or reception of the angular displacement of rotating parts, e.g. synchro, selsyn
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はリゾルバシステムに関し、特にリゾルバ・デ
ジタルコンバータの入力信号として利用可能な二相信号
（サイン／コサイン）信号の発生装置及び発生方法に関
する。
ジタルコンバータの入力信号として利用可能な二相信号
（サイン／コサイン）信号の発生装置及び発生方法に関
する。
モータ軸などの軸の角度位置を示す、例えばロータリ
ーシャフトエンコーダのようなリゾルバ（分解器）やリ
ニア駆動システムにおける「スライダ」の線形位置を与
えるためのリゾルバが一般に知られている。従来のリゾ
ルバとして、例えば光学式のものは、マルチトラック上
にコード化したアパチャを設けた円盤を用いたものがあ
る。この円盤は軸の有限な角度位置をBCDコードを用い
て一義的に表したものである。360゜の１回転中の各位
置は一義的にコード化されているので、１回転中の曖昧
な角度位置は存在しない。しかしながら、この場合、コ
ード化出来る位置の数は円盤上のアパチャ数に限られて
しまう。
ーシャフトエンコーダのようなリゾルバ（分解器）やリ
ニア駆動システムにおける「スライダ」の線形位置を与
えるためのリゾルバが一般に知られている。従来のリゾ
ルバとして、例えば光学式のものは、マルチトラック上
にコード化したアパチャを設けた円盤を用いたものがあ
る。この円盤は軸の有限な角度位置をBCDコードを用い
て一義的に表したものである。360゜の１回転中の各位
置は一義的にコード化されているので、１回転中の曖昧
な角度位置は存在しない。しかしながら、この場合、コ
ード化出来る位置の数は円盤上のアパチャ数に限られて
しまう。
また、電磁型のリゾルバは軸の位置角の関数として、
サイン信号及びコサイン信号を発生するものがあり、軸
の１回転中にサイン／コサイン信号を１周期中に発生す
るものや、軸の１回転に対し、サイン／コサイン信号を
複数の周期で発生するものが知られている。更に、差動
マルチサイクルリゾルバがマルチサイクルリゾルバに存
在する位置情報の一義牲の欠如を解消するため用いられ
ることもある。
サイン信号及びコサイン信号を発生するものがあり、軸
の１回転中にサイン／コサイン信号を１周期中に発生す
るものや、軸の１回転に対し、サイン／コサイン信号を
複数の周期で発生するものが知られている。更に、差動
マルチサイクルリゾルバがマルチサイクルリゾルバに存
在する位置情報の一義牲の欠如を解消するため用いられ
ることもある。
即ち、差動マルチサイクルリゾルバでは、軸の１回転
当たりの電気的周期数と同じだけ軸の角度位置が存在す
る。実際には、差動マルチサイクルリゾルバは２つのリ
ゾルバからなり、各リゾルバの回転中の電気信号の周期
は異なったものとなっている。この場合、２つのリゾル
バによって得られた合成信号は軸の１回転の各位置に対
する角度位置には曖昧さがなか一義的に決まる。しかし
ながら、一般に差動マルチサイクルリゾルバを用いて軸
の角度位置を検出するのは望ましくない。それは複雑で
あり、高価であるといった理由があるからである。
当たりの電気的周期数と同じだけ軸の角度位置が存在す
る。実際には、差動マルチサイクルリゾルバは２つのリ
ゾルバからなり、各リゾルバの回転中の電気信号の周期
は異なったものとなっている。この場合、２つのリゾル
バによって得られた合成信号は軸の１回転の各位置に対
する角度位置には曖昧さがなか一義的に決まる。しかし
ながら、一般に差動マルチサイクルリゾルバを用いて軸
の角度位置を検出するのは望ましくない。それは複雑で
あり、高価であるといった理由があるからである。
他には多くの二相（サイン／コサイン）信号を発生す
る装置及び方法があり、その１つに旧来のサイン／コサ
インリゾルバがある。このリゾルバは、一般的には１組
の透磁性の極、即ち磁極を有するステータが放射状（ra
dial）の空気間隙を通してロータに結合されていて、そ
のロータは互いに機械的角度で180゜対向して配置され
た１組の透磁性を有する極、即ち磁極がある。一方、ス
テータの磁極は一般に同期装置（synchro）によって生
じるような三相出力の場合、互いに機械角で120゜の位
置に配置されている。また、二相出力を生じるリゾルバ
の場合はステータ磁極を互いに機械角で90゜の位置に配
置している。
る装置及び方法があり、その１つに旧来のサイン／コサ
インリゾルバがある。このリゾルバは、一般的には１組
の透磁性の極、即ち磁極を有するステータが放射状（ra
dial）の空気間隙を通してロータに結合されていて、そ
のロータは互いに機械的角度で180゜対向して配置され
た１組の透磁性を有する極、即ち磁極がある。一方、ス
テータの磁極は一般に同期装置（synchro）によって生
じるような三相出力の場合、互いに機械角で120゜の位
置に配置されている。また、二相出力を生じるリゾルバ
の場合はステータ磁極を互いに機械角で90゜の位置に配
置している。
旧来のサイン／コサインリゾルバの動作は一般によく
知られていて、代表的なものでは、数キロヘルツオーダ
の交流キャリア信号によってロータを励起するものがあ
る。ロータが機械角にして360゜を回転するにつれ、ロ
ータを励起するキャリア信号によってステータの磁極内
に軸の位置の角度に対する適切な三角関数で変調された
信号を誘起するようにしている。従って、二相リゾルバ
のステータ信号は、交流キャリア信号によって変調され
たサイン及びコサイン信号となる。また、同期信号（sy
nchro）等の三相リゾルバの場合、このステータ信号は
交流キャリア信号のサイン変調であり、この三角関数は
電気角において互いに120゜の位相を持っている。
知られていて、代表的なものでは、数キロヘルツオーダ
の交流キャリア信号によってロータを励起するものがあ
る。ロータが機械角にして360゜を回転するにつれ、ロ
ータを励起するキャリア信号によってステータの磁極内
に軸の位置の角度に対する適切な三角関数で変調された
信号を誘起するようにしている。従って、二相リゾルバ
のステータ信号は、交流キャリア信号によって変調され
たサイン及びコサイン信号となる。また、同期信号（sy
nchro）等の三相リゾルバの場合、このステータ信号は
交流キャリア信号のサイン変調であり、この三角関数は
電気角において互いに120゜の位相を持っている。
ステータ信号はリゾルバ・デジタルコンバータ（RD
C）によってデコードされることがある。しかしなが
ら、RDCはサイン／コサイン信号を受けることを前提と
しているので、三相のステータの出力信号は二相信号に
変換しなければならない。このような変換は周知なもの
であるが、代表的なものでは、二相を三相信号にするた
めの電気機械的、又は電子的装置を利用したスコットＴ
ンランスによって行われる。そこで、合成２組（サイン
／コサイン）信号は電気角に変換され、一般的には、デ
ジタル符号化フォーマットの形で表される。
C）によってデコードされることがある。しかしなが
ら、RDCはサイン／コサイン信号を受けることを前提と
しているので、三相のステータの出力信号は二相信号に
変換しなければならない。このような変換は周知なもの
であるが、代表的なものでは、二相を三相信号にするた
めの電気機械的、又は電子的装置を利用したスコットＴ
ンランスによって行われる。そこで、合成２組（サイン
／コサイン）信号は電気角に変換され、一般的には、デ
ジタル符号化フォーマットの形で表される。
従って、次のことが言える。旧来のサイン／コサイン
リゾルバの精度は軸の回転当たりの電気信号の周期数を
増すためステータ磁極の組数を増すことによって改善し
ている。周囲360゜に配置されるようなステータ磁極の
組数には物理的制限があるので、各ステータ磁極上に多
数の突起部あるいは歯を設けて電気的周期数を増すこと
ができる。そして同様に、ロータの円周に沿って互いに
等間隔に配置した多数の突起部又は歯を設けてステータ
磁極の歯との共働を図ることによっても電気的サイクル
数を増加することができる。
リゾルバの精度は軸の回転当たりの電気信号の周期数を
増すためステータ磁極の組数を増すことによって改善し
ている。周囲360゜に配置されるようなステータ磁極の
組数には物理的制限があるので、各ステータ磁極上に多
数の突起部あるいは歯を設けて電気的周期数を増すこと
ができる。そして同様に、ロータの円周に沿って互いに
等間隔に配置した多数の突起部又は歯を設けてステータ
磁極の歯との共働を図ることによっても電気的サイクル
数を増加することができる。
このロータの機械角で360゜の回転に対する電気的周
期数は従ってロータの歯の数に対応する。ロータは交流
キャリア信号で励起されているので、キャリア信号はス
テータ磁極内に誘起され、軸の位置角の対応する三角関
数によって変調される。
期数は従ってロータの歯の数に対応する。ロータは交流
キャリア信号で励起されているので、キャリア信号はス
テータ磁極内に誘起され、軸の位置角の対応する三角関
数によって変調される。
回転軸の角度位置を求めるための他の方法はロータと
ステータとの突出部間の間隙の透磁度（パーミアンス）
をロータが結合されるシャフトの角度関数として検出す
るというものである。この間隙のパーミアンスはロータ
が回転してある並びの位置から他の並びの位置に動くと
共にコサイン波の電気角で表せるものとして変化する。
インダクタンスはパーミアンスに正比例するので、イン
ダクタンス値を測定してパーミアンスを推定することが
できる。インダクタンスを推定する一つの方法として、
ステータ磁極に巻かれた巻線に直列に接続した小さな検
出抵抗器の間の電圧降下を測定するものがある。もし、
直列接続される検出抵抗と巻線の抵抗が最小の誘導リア
クタンスに対し低ければ、この回路の主要なインピーダ
ンスは誘導リアクタンスになる。この回路の電流はイン
ダクタンスに反比例して変化する。そして、直列検出抵
抗間の検出電圧はインダクタンス、即ちパーミアンスに
反比例する。この電流はインダクタンスと反比例して変
化するので、測定電流を対応するサイン及びコサイン信
号に変換するには、比較的複雑な測定装置を必要とす
る。そして、そのような装置は、一般に変換するための
ルックアップテーブルを必要とするであろう。
ステータとの突出部間の間隙の透磁度（パーミアンス）
をロータが結合されるシャフトの角度関数として検出す
るというものである。この間隙のパーミアンスはロータ
が回転してある並びの位置から他の並びの位置に動くと
共にコサイン波の電気角で表せるものとして変化する。
インダクタンスはパーミアンスに正比例するので、イン
ダクタンス値を測定してパーミアンスを推定することが
できる。インダクタンスを推定する一つの方法として、
ステータ磁極に巻かれた巻線に直列に接続した小さな検
出抵抗器の間の電圧降下を測定するものがある。もし、
直列接続される検出抵抗と巻線の抵抗が最小の誘導リア
クタンスに対し低ければ、この回路の主要なインピーダ
ンスは誘導リアクタンスになる。この回路の電流はイン
ダクタンスに反比例して変化する。そして、直列検出抵
抗間の検出電圧はインダクタンス、即ちパーミアンスに
反比例する。この電流はインダクタンスと反比例して変
化するので、測定電流を対応するサイン及びコサイン信
号に変換するには、比較的複雑な測定装置を必要とす
る。そして、そのような装置は、一般に変換するための
ルックアップテーブルを必要とするであろう。
更に別な方法や装置が一般に知られていて、分解度を
上げるため、ステップアップギア機構を用いた、単一周
期のリゾルバがあり、そのため、このものは駆動される
軸の１回転は単一周期リゾルバの何回転かに相当してい
る。しかしながら、そのようなステップアップ単一周期
リゾルバは一般に多くの問題が伴う。即ち、そのような
リゾルバにはギヤのバックラッシュや、ギアの歯と歯と
の間の誤差や、ギヤの突出といった問題点がある。更に
ギヤの構成や、軸のベアリング、そして組立方法に伴っ
て多くの誤差が生じる。
上げるため、ステップアップギア機構を用いた、単一周
期のリゾルバがあり、そのため、このものは駆動される
軸の１回転は単一周期リゾルバの何回転かに相当してい
る。しかしながら、そのようなステップアップ単一周期
リゾルバは一般に多くの問題が伴う。即ち、そのような
リゾルバにはギヤのバックラッシュや、ギアの歯と歯と
の間の誤差や、ギヤの突出といった問題点がある。更に
ギヤの構成や、軸のベアリング、そして組立方法に伴っ
て多くの誤差が生じる。
更に上記方法及び装置に付随する多くの問題点を克服
し、分解度及び精度を向上させた方法及び装置が開示さ
れている。それは、本発明のと同じ出願人による同時係
属出願で発明の名称は「リアクタンスシンクロ／リゾル
バ」で米国に出願され、シリアルナンバーは0.43,081
で、出願日は1987年４月27日である。その出願の発明で
は周期的変化及びパーミアンスが各々の相のインダクタ
ンスに関連づけされている。上記参照特許出願でリアク
タンスシンクロ／リゾルバは巻線に流れる電流に逆比例
するパーミアンスの変化を検出した場合に起こる問題を
ほぼ克服するものである。上記参照特許出願において、
各相から得た信号はステータ巻線の相互結線によって加
算減算を行い、ロータの電気的角度の関数としてのサイ
ン及びコサイン信号を作り出している。このサイン及び
コサイン信号は順にデコードのためRDCの入力に加えら
れる。
し、分解度及び精度を向上させた方法及び装置が開示さ
れている。それは、本発明のと同じ出願人による同時係
属出願で発明の名称は「リアクタンスシンクロ／リゾル
バ」で米国に出願され、シリアルナンバーは0.43,081
で、出願日は1987年４月27日である。その出願の発明で
は周期的変化及びパーミアンスが各々の相のインダクタ
ンスに関連づけされている。上記参照特許出願でリアク
タンスシンクロ／リゾルバは巻線に流れる電流に逆比例
するパーミアンスの変化を検出した場合に起こる問題を
ほぼ克服するものである。上記参照特許出願において、
各相から得た信号はステータ巻線の相互結線によって加
算減算を行い、ロータの電気的角度の関数としてのサイ
ン及びコサイン信号を作り出している。このサイン及び
コサイン信号は順にデコードのためRDCの入力に加えら
れる。
従来の方法及び装置では一般に、ピーク振幅が正確に
等しく電気角が互いに丁度90゜である高調波成分がない
サイン信号及びコサイン信号を想定している。しかし、
実際にはその信号は高調波信号がない信号ではなく、ま
た、しばしば互いに電気角が90゜離れているものではな
いものがある。従って、実際の軸の角度位置と求めた軸
の角度位置との間に誤差が生じるという問題点があっ
た。
等しく電気角が互いに丁度90゜である高調波成分がない
サイン信号及びコサイン信号を想定している。しかし、
実際にはその信号は高調波信号がない信号ではなく、ま
た、しばしば互いに電気角が90゜離れているものではな
いものがある。従って、実際の軸の角度位置と求めた軸
の角度位置との間に誤差が生じるという問題点があっ
た。
実際の軸の角度位置と測定または検出した軸の角度位
置との差は１または複数の次のような原因によるものと
考えられる。
置との差は１または複数の次のような原因によるものと
考えられる。
RDC入力信号が直角位相でない。
入力信号に高調波成分が存在する。
２つのRDC信号（サイン／コサイン）間の振幅のバ
ランスがとれていない。
ランスがとれていない。
参照信号の位相ずれ及びスピード効果から直角位相
信号が存在する。
信号が存在する。
従って、本発明の一般的な目的はリゾルバ・デジタル
コンバータと共に用いられる二相（サイン／コサイン）
リゾルバ信号を生成するのに伴う上記誤差原因による問
題点を克服する二相信号発生方法及び装置を提供するこ
とにある。
コンバータと共に用いられる二相（サイン／コサイン）
リゾルバ信号を生成するのに伴う上記誤差原因による問
題点を克服する二相信号発生方法及び装置を提供するこ
とにある。
本発明によれば、リゾルバ・デジタルコンバータ（RD
C）に用いることのできる二相電圧信号を発生する方法
及び装置が提供される。即ち請求項１及び請求項２のも
のが提供される。
C）に用いることのできる二相電圧信号を発生する方法
及び装置が提供される。即ち請求項１及び請求項２のも
のが提供される。
前記方法及び装置において、RDC入力電圧としてのVx
とVyはロータとステータとの間の間隙を隔てて生じるパ
ーミアンスの周期的関数として求められる。ステータに
取り付けられる巻線はキャリア電圧信号によって励起さ
れ、ロータが回転するにつれ、ロータの位置の電気角に
関連して変化する周期的な三角関数の変化に伴って間隙
のパーミアンスは変化する。パーミアンスはインダクタ
ンスから直接推定することができるので、インダクタン
スによってロータの位置を求めることができる。
とVyはロータとステータとの間の間隙を隔てて生じるパ
ーミアンスの周期的関数として求められる。ステータに
取り付けられる巻線はキャリア電圧信号によって励起さ
れ、ロータが回転するにつれ、ロータの位置の電気角に
関連して変化する周期的な三角関数の変化に伴って間隙
のパーミアンスは変化する。パーミアンスはインダクタ
ンスから直接推定することができるので、インダクタン
スによってロータの位置を求めることができる。
本発明によれば、二相電圧信号は誘導リアクタンスの
関数として発生され、次の式に示されるものとなる。
関数として発生され、次の式に示されるものとなる。
ここで、VxとVyの位相角は正確に90゜となり、〔Ａ＋
An＋Ｂ＋Bn〕項は第２高調波成分（第２調和項）が全く
ないものである。
An＋Ｂ＋Bn〕項は第２高調波成分（第２調和項）が全く
ないものである。
また、本発明によれば、ステータに取り付けられる巻
線は同極性及び逆極性で直列に接続しインダクタンスブ
リッジを形成し、Vxに対し〔Ａ＋An＋Ｂ＋Bn〕で〔Ａ−
An−Ｂ＋Bn〕の２項を割った商とVyに対しては〔А＋An
＋Ｂ＋Bn〕の項で〔Ａ−An＋Ｂ−Bn）の項で割った商と
の関数としてVx及びVyのRDC電圧信号は生成される。
線は同極性及び逆極性で直列に接続しインダクタンスブ
リッジを形成し、Vxに対し〔Ａ＋An＋Ｂ＋Bn〕で〔Ａ−
An−Ｂ＋Bn〕の２項を割った商とVyに対しては〔А＋An
＋Ｂ＋Bn〕の項で〔Ａ−An＋Ｂ−Bn）の項で割った商と
の関数としてVx及びVyのRDC電圧信号は生成される。
また、本発明によれば、RDC電圧信号はロータが回転
するにつれ各々のステータ巻線に誘起される電圧信号を
適当に加減算することによって電気的に得られる。
するにつれ各々のステータ巻線に誘起される電圧信号を
適当に加減算することによって電気的に得られる。
本発明の実施例の方法及び装置について説明する前に
本発明を理解するため従来技術の簡単な説明をする。
本発明を理解するため従来技術の簡単な説明をする。
ステータ突起部を有するリアクタンスシンクロ／リゾ
ルバ、例えば、本発明と同一出願人による上記参照特許
出願に記載されるようなリゾルバであって、ある組の磁
極のステータ突起部が最大のパーミアンスの位置の時、
他の組の磁極上のステータ突起部がパーミアンスが最小
の位置となるように磁極を配置したリアクタンスシンク
ロ／リゾルバが更に他の２組の磁極を有しているリアク
タンスシンクロ／リゾルバにおいて、この他の２組の磁
極のステータ突起部は第１と第２の組の磁極らある決ま
った角度で配置している。このような配置において、パ
ーミアンスは以下に式（１）で与えられる様に表され
る。
ルバ、例えば、本発明と同一出願人による上記参照特許
出願に記載されるようなリゾルバであって、ある組の磁
極のステータ突起部が最大のパーミアンスの位置の時、
他の組の磁極上のステータ突起部がパーミアンスが最小
の位置となるように磁極を配置したリアクタンスシンク
ロ／リゾルバが更に他の２組の磁極を有しているリアク
タンスシンクロ／リゾルバにおいて、この他の２組の磁
極のステータ突起部は第１と第２の組の磁極らある決ま
った角度で配置している。このような配置において、パ
ーミアンスは以下に式（１）で与えられる様に表され
る。
第１図において“A",“An",“B",“Bn"は磁極を示し
ている。ここで、添字“n"は、添字なしの磁極がその突
起部がパーミアンス最大の所に位置している字、添字
“n"で示される磁極の突起部はパーミアンスが最小の所
に位置している方の磁極を示す。更に、上述の参照特許
の所で説明したように、“B"磁極の突起部は磁極“A"の
突起部からある角度“a"だけずれている。
ている。ここで、添字“n"は、添字なしの磁極がその突
起部がパーミアンス最大の所に位置している字、添字
“n"で示される磁極の突起部はパーミアンスが最小の所
に位置している方の磁極を示す。更に、上述の参照特許
の所で説明したように、“B"磁極の突起部は磁極“A"の
突起部からある角度“a"だけずれている。
ステータの任意の組の突起部が、それらと共働するロ
ータの突起部と一致して並ぶロータ位置の時、間隙のパ
ーミアンスは最大となる。ロータが電気的１周期の間を
動くにつれ、突起部は電気角180゜で並びが最大にずれ
ている点を通る。この時、上記のパーミアンスが小にな
る。パーミアンスは負となることはなく、そして電気角
対パーミアンスの波形は180゜の点を境にミラーイメー
ジとなること、即ち、対称となることがわかる。また、
このことは周期的な関数は直流オフセット分を有してい
て、この関数は次のように表されることが分かるであろ
う。
ータの突起部と一致して並ぶロータ位置の時、間隙のパ
ーミアンスは最大となる。ロータが電気的１周期の間を
動くにつれ、突起部は電気角180゜で並びが最大にずれ
ている点を通る。この時、上記のパーミアンスが小にな
る。パーミアンスは負となることはなく、そして電気角
対パーミアンスの波形は180゜の点を境にミラーイメー
ジとなること、即ち、対称となることがわかる。また、
このことは周期的な関数は直流オフセット分を有してい
て、この関数は次のように表されることが分かるであろ
う。
Ｐ＝P0〔１＋K1cos（ｘ）＋K2cos（2x） ＋K3cos（3x）＋・・・・・０＋Kn（cos）（nx）〕……
（１） 次に極A,An,B及びBnのパーミアンスは次式のように表
される。
（１） 次に極A,An,B及びBnのパーミアンスは次式のように表
される。
Ｐ（Ａ）＝P0〔１＋K1cos（ｘ）＋K2cos（2x） ＋K3cos（3x）＋・・・・・＋Kn（cos）（nx）〕 ……
（２） Ｐ（An）＝P0〔１＋K1cos（ｘ＋180） ＋K2cos｛２（ｘ＋180）｝＋K3cos｛３（ｘ＋180）｝＋
・・・・・ ＋Kncos｛ｎ（ｘ＋180）｝〕 ……（３） Ｐ（Ｂ）＝P0〔１＋K1cos（ｘ＋ａ）＋K2cos｛２（ｘ＋
ａ）｝ ＋K3cos｛３（ｘ＋ａ）｝＋・・・・・＋Kncos｛ｎ（ｘ
＋ａ）｝〕 ……（４） Ｐ（Bn）＝P0〔１＋K1cos（ｘ＋ａ＋180） ＋K2cos｛２（ｘ＋ａ＋180）｝＋K3cos｛３（ｘ＋ａ＋1
80） ＋・・・・・＋Kncos｛ｎ（ｘ＋ａ＋180）｝〕 ……
（５） 式（２）式から式（５）において、 Ｐ（ｊ）は文字“j"で示される磁極の突出部のパーミ
アンスに等しい。なお、ｊここで扱う磁極を示してい
る。
（２） Ｐ（An）＝P0〔１＋K1cos（ｘ＋180） ＋K2cos｛２（ｘ＋180）｝＋K3cos｛３（ｘ＋180）｝＋
・・・・・ ＋Kncos｛ｎ（ｘ＋180）｝〕 ……（３） Ｐ（Ｂ）＝P0〔１＋K1cos（ｘ＋ａ）＋K2cos｛２（ｘ＋
ａ）｝ ＋K3cos｛３（ｘ＋ａ）｝＋・・・・・＋Kncos｛ｎ（ｘ
＋ａ）｝〕 ……（４） Ｐ（Bn）＝P0〔１＋K1cos（ｘ＋ａ＋180） ＋K2cos｛２（ｘ＋ａ＋180）｝＋K3cos｛３（ｘ＋ａ＋1
80） ＋・・・・・＋Kncos｛ｎ（ｘ＋ａ＋180）｝〕 ……
（５） 式（２）式から式（５）において、 Ｐ（ｊ）は文字“j"で示される磁極の突出部のパーミ
アンスに等しい。なお、ｊここで扱う磁極を示してい
る。
P0は電気的１周期にわたるパーミアンスの平均に等し
い。
い。
Ｋはパーミアンスの高調波変調係数に等しい。
Ｘは基準位置からの軸変位に等しく、電気角で表され
る。
る。
任意の組のステータ磁極突出部のリアクタンスは次式
で示されるステータ磁極突出部のパーミアンスとの関係
を有している。
で示されるステータ磁極突出部のパーミアンスとの関係
を有している。
Xj＝WN2Pj ……（６） ここでＷは2Fに等しく、Ｎは磁極の巻線の巻数に等し
い。
い。
上記式（２）から式（５）は簡単化が可能であり、そ
れは次式による置換を行うことと Ｕ＝WN2P0 ……（７） 適切な三角関数一致を適用することとによって行われ
る。そして、その結果その式は誘導リアクタンスの関数
で表される。ここでA,An,B及びBnは各ステータ巻線の誘
導リアクタンスである。各誘導リアクタンスは次のよう
に表せる。
れは次式による置換を行うことと Ｕ＝WN2P0 ……（７） 適切な三角関数一致を適用することとによって行われ
る。そして、その結果その式は誘導リアクタンスの関数
で表される。ここでA,An,B及びBnは各ステータ巻線の誘
導リアクタンスである。各誘導リアクタンスは次のよう
に表せる。
Ａ＝Ｕ〔１＋K1cos（ｘ）＋K2cos（2x）＋K3cos（3x） ＋・・・・・＋Kncos（nx）〕 ……（８） An＝Ｕ〔１−K1cos（ｘ）＋K2cos（2x）−K3cos（3x） ＋・・・・・＋Kncos（nx＋180n）〕 ……（９） Ｂ＝Ｕ〔１−K1cos（ｘ＋ａ）＋K2cos（2x＋2a） ＋K3cos（3x＋3a）＋・・・・・＋Kncos（nx＋na）〕…
…（10） Bn＝Ｕ〔１−K1cos（ｘ＋ａ）＋K2cos（2x＋2a） −K3cos（3x＋3a）＋・・・・・＋Kncos（nx＋na＋180
n）〕 ……（11） 従来の二相システムのためのインダクタンスブリッジ
を第１図に示す。ここで、電圧Vxは端子10,12間で測定
され、これは二相システムの一相を示すものである。一
方、Vyは端子14,16で測定され二相システムのうちの第
二相を示すものである。論理上の理想状態ではVyはVxで
示される電圧信号から90゜ずれている。電圧VxとVyはリ
ゾルバ・デジタルコンバータに入力される変調された電
圧信号として検出される。
…（10） Bn＝Ｕ〔１−K1cos（ｘ＋ａ）＋K2cos（2x＋2a） −K3cos（3x＋3a）＋・・・・・＋Kncos（nx＋na＋180
n）〕 ……（11） 従来の二相システムのためのインダクタンスブリッジ
を第１図に示す。ここで、電圧Vxは端子10,12間で測定
され、これは二相システムの一相を示すものである。一
方、Vyは端子14,16で測定され二相システムのうちの第
二相を示すものである。論理上の理想状態ではVyはVxで
示される電圧信号から90゜ずれている。電圧VxとVyはリ
ゾルバ・デジタルコンバータに入力される変調された電
圧信号として検出される。
上記式を参照すると、式（８）から式（９）を引き、
式（10）から式（11）を引けば、“1"で表される直流項
が消去され、すべての偶数の高調波項が消去される。単
純化のため、第３項より高い高調波奇数項を消去して、
“Ａ−An"と“Ｂ−Bn"は単純化され次式のように表され
る。
式（10）から式（11）を引けば、“1"で表される直流項
が消去され、すべての偶数の高調波項が消去される。単
純化のため、第３項より高い高調波奇数項を消去して、
“Ａ−An"と“Ｂ−Bn"は単純化され次式のように表され
る。
Ａ−An＝2U〔K1cos（ｘ）＋K3cos（3x）〕 ……（12） Ｂ−Bn＝2U〔K1cos（ｘ＋ａ）＋K3cos（3x＋3a）〕……
（13） リゾルバ・デジタルコンバータの信号電圧Vxは次式で
表すことができる。
（13） リゾルバ・デジタルコンバータの信号電圧Vxは次式で
表すことができる。
リゾルバ・デジタルコンバータ信号電圧Vyは次式で表
すことができる。
すことができる。
リゾルバ・デジタルコンバータの電圧信号のための上
式において“Ａ＋An"項及び“Ｂ＋Bn"項は“Ａ−An"及
び“Ｂ−Bn"項を表すのに用いた同じ考え方で次のよう
に表される。ＡとAnの式を加えて、第３項以上の奇数の
高調波項を消去すると次式が得られる。
式において“Ａ＋An"項及び“Ｂ＋Bn"項は“Ａ−An"及
び“Ｂ−Bn"項を表すのに用いた同じ考え方で次のよう
に表される。ＡとAnの式を加えて、第３項以上の奇数の
高調波項を消去すると次式が得られる。
Ａ＋An＝2U〔１＋K2cos（2x）〕 ……（16） 同様に、ＢとBnの式を加えて次式が得られる。
Ｂ＋Bn＝2U〔１＋K2cos（2x＋2a）〕 ……（17） ここで、第１図のインダクタンスブリッジから得られ
るRDC電圧信号VxとVyとを適切に置き換えればVxとVyと
について次式が得られる。
るRDC電圧信号VxとVyとを適切に置き換えればVxとVyと
について次式が得られる。
ここで、式（18）と式（19）とにおいて、ecはキャリ
ア信号で、次のように表される。
ア信号で、次のように表される。
ec＝Ecsin（wt） このキャリア信号電圧ecはRDC電圧信号の式に影響が
ないので、VxとVyとはecで割って次式が得られる。ここ
で、Ｖ＝Vx/ec及びＹ＝Vy/ecである。
ないので、VxとVyとはecで割って次式が得られる。ここ
で、Ｖ＝Vx/ec及びＹ＝Vy/ecである。
式（20）及び（21）で表されたＸ及びＹの式からRDC
電圧信号は次なる性質を示すことが分かる。
電圧信号は次なる性質を示すことが分かる。
a1.基本項は振幅のピーク値が同じであるけれども、角
度“a"だけ位相がずれている。
度“a"だけ位相がずれている。
a2.第３高調波項は振幅のピーク値は同じであるけれど
も角度“3a"だけ位相がずれている。
も角度“3a"だけ位相がずれている。
a3.いずれの式においても分母は振幅のピーク値が同じ
であるけれども位相は角度“2a"だけずれている。ま
た、いずれの場合においても、分母の第２高調波項の中
味は第１項及び第３高調波項を第２高調波項によて変調
（harmonic modulation）したものとなる。変調の結果
及び効果は、第２高調波項は電圧信号VxとVyとの中に存
在するということ及び角度“2a"だけ位相がずれている
ということである。
であるけれども位相は角度“2a"だけずれている。ま
た、いずれの場合においても、分母の第２高調波項の中
味は第１項及び第３高調波項を第２高調波項によて変調
（harmonic modulation）したものとなる。変調の結果
及び効果は、第２高調波項は電圧信号VxとVyとの中に存
在するということ及び角度“2a"だけ位相がずれている
ということである。
a4.RDC電圧信号VxとVyの基本成分間の位相角は角度“a"
であること、及び角度“a"における所望の90゜位相差か
らの如何なる誤差もRDC電圧信号にVxとVyとの間で求め
られる直角位相関係における誤差が生じることが分か
る。
であること、及び角度“a"における所望の90゜位相差か
らの如何なる誤差もRDC電圧信号にVxとVyとの間で求め
られる直角位相関係における誤差が生じることが分か
る。
a5.以上から更に次のことが明らかとなる。即ち、第２
及び第３の両高調波項はRDC電圧信号VxとVyとの双方に
存在するということは明らかである。
及び第３の両高調波項はRDC電圧信号VxとVyとの双方に
存在するということは明らかである。
RDC電圧信号VxとVyとにおける上記誤差源は、以下に
詳述される本発明の方法及び装置によって実質的に消去
される。
詳述される本発明の方法及び装置によって実質的に消去
される。
ここで二相システムのための第２図に図示されるイン
ダクタンスブリッジについて考えてみると、第１相は端
子18,20間で測定される電圧Vxで表される。Vxと90゜の
位相関係を有する第２の電圧Vyは端子22,24間で測られ
る。
ダクタンスブリッジについて考えてみると、第１相は端
子18,20間で測定される電圧Vxで表される。Vxと90゜の
位相関係を有する第２の電圧Vyは端子22,24間で測られ
る。
第２図のインダクタンスブリッジの端子18,20間に発
生する電圧Vxは次式で表せる。
生する電圧Vxは次式で表せる。
端子22と24との間に起こる電圧Vyは次式で表される。
上述のように“A",“An",“B"そして“Bn"はステータ
の各巻線の誘導リアクタンスを表す。また、ecはキャリ
ア電圧信号に等しく、上記の通り表される。同様に、Vx
とVyとを表す式の性質はec項で両辺をそれぞれ割ってＸ
とＹで表される。ここで、Ｘ＝Vx/ec及びＹ＝Vy/ecであ
り、Ｘ及びＹは次式のように表される。
の各巻線の誘導リアクタンスを表す。また、ecはキャリ
ア電圧信号に等しく、上記の通り表される。同様に、Vx
とVyとを表す式の性質はec項で両辺をそれぞれ割ってＸ
とＹで表される。ここで、Ｘ＝Vx/ec及びＹ＝Vy/ecであ
り、Ｘ及びＹは次式のように表される。
ＸとＹとの上述の式から、分母は両方の位相及び振幅
が厳密に等しい。その結果、一方のRDC電圧信号の振幅
または位相のどんな影響も他のRDC電圧信号における影
響と同じであり、そしてそれはRDCのデコード処理の結
果に影響を及ぼさないものである。
が厳密に等しい。その結果、一方のRDC電圧信号の振幅
または位相のどんな影響も他のRDC電圧信号における影
響と同じであり、そしてそれはRDCのデコード処理の結
果に影響を及ぼさないものである。
分母の〔Ａ＋An＋Ｂ＋Bn〕は式（26）で表される。こ
こで、Ａ＋Anは式（16）で表されたものであり、Ｂ＋Bn
は式（17）でそれぞれ既に述べている。
こで、Ａ＋Anは式（16）で表されたものであり、Ｂ＋Bn
は式（17）でそれぞれ既に述べている。
Ａ＋An＋Ｂ＋Bn＝2U〔２＋K2｛cos（2x）＋cos（2x＋2
a）｝〕 ……（26） ここで、Ａ＋An＋Ｂ＋Bn＝Ｄとし、適切な三角関数の
一致を利用して式を簡単にすると、分母は次式のように
表される。
a）｝〕 ……（26） ここで、Ａ＋An＋Ｂ＋Bn＝Ｄとし、適切な三角関数の
一致を利用して式を簡単にすると、分母は次式のように
表される。
Ｄ＝2U〔２＋2K2cos（ａ）cos（2x＋ａ）〕 ……（27） 式（27）の分母を検討すると、特別な場合として角度
が“a"が＋／−90゜であるときは、cos（ａ）項がゼロ
になる。従って、分母は定数4Uになる。即ち、角度“a"
が90ならば第２高調波項は完全に消去される。“a"＝＋
／−90゜という特別な場合、分母は定数になるけれど
も、以上に説明した第２高調波項の影響はRDCのデコー
ド処理には重要ではない。従って、本発明に関しては、
RDC電圧信号とVxとVyとの第２高調波項の影響は角度
“a"にかかわらず、重要でないということに注意するこ
とが大切である。RDC電圧信号VxとVyとの第２項の影響
が排除されたことは、従来技術に伴う１つの問題点を克
服したことになる。
が“a"が＋／−90゜であるときは、cos（ａ）項がゼロ
になる。従って、分母は定数4Uになる。即ち、角度“a"
が90ならば第２高調波項は完全に消去される。“a"＝＋
／−90゜という特別な場合、分母は定数になるけれど
も、以上に説明した第２高調波項の影響はRDCのデコー
ド処理には重要ではない。従って、本発明に関しては、
RDC電圧信号とVxとVyとの第２高調波項の影響は角度
“a"にかかわらず、重要でないということに注意するこ
とが大切である。RDC電圧信号VxとVyとの第２項の影響
が排除されたことは、従来技術に伴う１つの問題点を克
服したことになる。
次に式（24）と式（25）とにそれぞれ定義されるＸと
Ｙとの分子について検討してみると、分子〔Ａ＋An−Ｂ
＋Bn〕は次のように表される。
Ｙとの分子について検討してみると、分子〔Ａ＋An−Ｂ
＋Bn〕は次のように表される。
Ａ−An−Ｂ＋Bn＝2U〔K1｛cos（ｘ）−cos（ｘ＋ａ）｝ ＋K3｛cos（ｘ）−cos（3x＋3a）｝〕 ……（28） また、分子〔Ａ−An＋Ｂ−Bn〕は次のように表され
る。
る。
Ａ−An＋Ｂ−Bn＝2U〔K1｛cos（ｘ）＋cos（ｘ＋ａ）｝ ＋K3（cos（ｘ）＋cos（3x＋3a）｝〕 ……（29｝ ここで、簡便のために再び第３次以降の奇数高調波項
を消去する。上記Ｘ及びＹの式に適当な置換を行い次の
２式を得る。
を消去する。上記Ｘ及びＹの式に適当な置換を行い次の
２式を得る。
そして、式Ｘ及びＹに三角関数の恒等式を適用して、
式Ｘ及びＹはそれぞれ次のように表される。
式Ｘ及びＹはそれぞれ次のように表される。
式（32）及び（33）におけるそれぞれＸとＹとの式を
検討すると、本発明の従来技術に対する長所を例示する
こととなる。即ち、それは以下のようにまとめられる。
検討すると、本発明の従来技術に対する長所を例示する
こととなる。即ち、それは以下のようにまとめられる。
b1.角度“a"が＋／−90゜である時、K1cos（90/2）＝K1
sin（90/2）であるからＸ及びＹ式の基本項のピーク振
幅値は厳密に等しい。
sin（90/2）であるからＸ及びＹ式の基本項のピーク振
幅値は厳密に等しい。
b2.角度“a"が＋／−90゜である時、K3cos（135）＝K3s
in（135）であるから、Ｘ及びＹ式の第３高調波項のピ
ーク振幅はちょうど等しい。
in（135）であるから、Ｘ及びＹ式の第３高調波項のピ
ーク振幅はちょうど等しい。
b3.XとＹとの基本成分間の位相角関係は角度“a"に関わ
らず一定である。Ｘ及びＹで表される式及び当然Vx,Vy
もそうであるが、位相角は常に90゜である。これは、Ｚ
＝Ｘ＋a/2とすると、cos（Ｚ）はsin（Ｚ−90）に等し
いからである。
らず一定である。Ｘ及びＹで表される式及び当然Vx,Vy
もそうであるが、位相角は常に90゜である。これは、Ｚ
＝Ｘ＋a/2とすると、cos（Ｚ）はsin（Ｚ−90）に等し
いからである。
b4.分母“D"は角度“a"90゜ある時、定数であり、高調
波項はなくなる。
波項はなくなる。
b5.角度“a"が90゜からずれてゆくにつれ、基本項のピ
ーク振幅の比は次の関係に従って、変化する。
ーク振幅の比は次の関係に従って、変化する。
また、第３高調波項のピーク振幅の比は次の関係に従
って変化する。
って変化する。
b6.高調波偶数項は角度“a"＝±90゜で完全に消去され
る。
る。
第２図に図示される本発明の実施例のインダクタンス
ブリッジは種々の方法で実施可能である。さて、第３図
を参照すると、インダクタンスブリッジは、次のような
構成となっている。ステータアッセンブリ26には歯状突
起を有した突起部28,3032,34,36,38,40,42が設けられて
おり、これらは半径方向内側に向かって設けられてい
て、ステータアッセンブリ26の円周に沿った周辺部のま
わりに、等角度間隔で配置されている。ロータ44には歯
状突起46が多数設けられている。これらの歯状突起46は
外周の周辺部に沿って互いに等間隔に位置しており、歯
状突起を有する突起部の歯状突起と共働するよう配置さ
れている。16個の巻線48〜72は各々第２図に示される誘
導リアクタンスA,An,B,Bnを有する巻線を表していて、
これらは第２図のものと同じものである。第３図に示さ
れる巻線は端子18,20間のRDC電圧信号Vx及び端子22,24
間のRDC電圧信号Vyを生じるように、適切に直列及び極
性を考慮して巻線され、相互に接続されている。キャリ
ア信号電圧はキャリア発生器80によって生じられ、この
キャリア発生器80は第２図に示されるようにインダクタ
ンスブリッジのVx及びVy側の各巻線回路の両端に接続さ
れている。第３図はキャリア発生器80の１出力端と各巻
線48,60,64,76の一端との接続と、出力端84と各巻線52,
56,68及び72の一端との接続とを示している。
ブリッジは種々の方法で実施可能である。さて、第３図
を参照すると、インダクタンスブリッジは、次のような
構成となっている。ステータアッセンブリ26には歯状突
起を有した突起部28,3032,34,36,38,40,42が設けられて
おり、これらは半径方向内側に向かって設けられてい
て、ステータアッセンブリ26の円周に沿った周辺部のま
わりに、等角度間隔で配置されている。ロータ44には歯
状突起46が多数設けられている。これらの歯状突起46は
外周の周辺部に沿って互いに等間隔に位置しており、歯
状突起を有する突起部の歯状突起と共働するよう配置さ
れている。16個の巻線48〜72は各々第２図に示される誘
導リアクタンスA,An,B,Bnを有する巻線を表していて、
これらは第２図のものと同じものである。第３図に示さ
れる巻線は端子18,20間のRDC電圧信号Vx及び端子22,24
間のRDC電圧信号Vyを生じるように、適切に直列及び極
性を考慮して巻線され、相互に接続されている。キャリ
ア信号電圧はキャリア発生器80によって生じられ、この
キャリア発生器80は第２図に示されるようにインダクタ
ンスブリッジのVx及びVy側の各巻線回路の両端に接続さ
れている。第３図はキャリア発生器80の１出力端と各巻
線48,60,64,76の一端との接続と、出力端84と各巻線52,
56,68及び72の一端との接続とを示している。
第３図に示される本発明の実施例はRDC電圧信号 を生じる。実際には、製造上の公差によってステータ突
起部のアライメント（整列）と位置とを完全なものとす
ることはできず、またステータ突起部及びロータの歯状
突起のアライメント及び位置を完全なものにすることは
できない。従って、各巻線によって生じる誘導リアクタ
ンスは厳密に等しくないことがあったり、調整が必要と
なるかもしれない。従って、誘導リアクタンスの大きさ
は巻線の巻数Ｎに比例することから誘導リアクタンスが
所定の均一性を有するように各巻線の巻数を加えたり減
らしたりすることができる。
起部のアライメント（整列）と位置とを完全なものとす
ることはできず、またステータ突起部及びロータの歯状
突起のアライメント及び位置を完全なものにすることは
できない。従って、各巻線によって生じる誘導リアクタ
ンスは厳密に等しくないことがあったり、調整が必要と
なるかもしれない。従って、誘導リアクタンスの大きさ
は巻線の巻数Ｎに比例することから誘導リアクタンスが
所定の均一性を有するように各巻線の巻数を加えたり減
らしたりすることができる。
次に、第４図及び第５図は演算増幅器（オペアンプ）
及び周知の装置を用いて“A",“An",“B",“Bn"の信号
を適当に加算及び減算を行ってRDC信号Vx及びVyを生じ
る実施例を示したものである。回路に必要な信号はステ
ータアッセンブリ86にって生じられる。このステータア
ッセンブリは多数の歯状突起を有する突起部88,90,92,9
4,96,98,100,102及びやはり多数の歯状突起106を有する
ロータを有しており、ステータの突起部の歯状突起とロ
ータの歯状突起は共働するように設けられている。ステ
ータアッセンブリ86は第３図のステータアッセンブリ26
と同様である。各ステータ突起部はキャリア発生器108
によって生じられたキャリア電圧信号によって励起され
る巻線が施されている。キャリア発生器108は直列接続
された巻線110,112,114,116,118,120,122,124に直列に
接続される。
及び周知の装置を用いて“A",“An",“B",“Bn"の信号
を適当に加算及び減算を行ってRDC信号Vx及びVyを生じ
る実施例を示したものである。回路に必要な信号はステ
ータアッセンブリ86にって生じられる。このステータア
ッセンブリは多数の歯状突起を有する突起部88,90,92,9
4,96,98,100,102及びやはり多数の歯状突起106を有する
ロータを有しており、ステータの突起部の歯状突起とロ
ータの歯状突起は共働するように設けられている。ステ
ータアッセンブリ86は第３図のステータアッセンブリ26
と同様である。各ステータ突起部はキャリア発生器108
によって生じられたキャリア電圧信号によって励起され
る巻線が施されている。キャリア発生器108は直列接続
された巻線110,112,114,116,118,120,122,124に直列に
接続される。
各ステータ突起部は付加巻線も有していて、これらは
RDC信号Vx及びVyを生じるための入力信号を生じるよう
に第５図に示されるように相互に接続されている。見や
すくするため、入力信号巻線126,128,130,132,134,136,
138,140は第４図において相互の接続を示していない。
しかしながら、当業者によれば、これらの巻線が、第５
図の回路図に示されるように接続されることは明らかで
ある。
RDC信号Vx及びVyを生じるための入力信号を生じるよう
に第５図に示されるように相互に接続されている。見や
すくするため、入力信号巻線126,128,130,132,134,136,
138,140は第４図において相互の接続を示していない。
しかしながら、当業者によれば、これらの巻線が、第５
図の回路図に示されるように接続されることは明らかで
ある。
第５図において、110から124までの巻線は同極性に直
列の構成を成すよう接続されているように示されてい
る。巻線126と134は同極性に直列に接続されていて、巻
線134の一端142が参照電圧、この場合はグラウンド電圧
144に接続されている。巻線126の一端146はオペアンプ1
48の１入力に接続されていて、誘導リアクタンス“A"を
表す入力電圧を与える。オペアンプ148の出力150は誘導
リアクタンス“A"に比例した電圧信号となる。同様に巻
線130と138はオペアンプ154の入力152への入力信号とな
る。オペアンプ154の出力156は誘導リアクタンス“An"
に比例する電圧信号となる。同様に巻線128,136はオペ
アンプ160への入力信号を出力する。オペアンプ158は誘
導リアクタンス“B"に比例する電圧信号であり、オペア
ンプ160の出力164は誘導リアクタンス“Bn"に比例する
信号である。“A",“An",“B",“Bn"の各電圧信号の振
幅は周知の方法であるが、各オペアンプに取り付けられ
たフィードバック抵抗ネットワークの調節によって簡単
に調節できる。
列の構成を成すよう接続されているように示されてい
る。巻線126と134は同極性に直列に接続されていて、巻
線134の一端142が参照電圧、この場合はグラウンド電圧
144に接続されている。巻線126の一端146はオペアンプ1
48の１入力に接続されていて、誘導リアクタンス“A"を
表す入力電圧を与える。オペアンプ148の出力150は誘導
リアクタンス“A"に比例した電圧信号となる。同様に巻
線130と138はオペアンプ154の入力152への入力信号とな
る。オペアンプ154の出力156は誘導リアクタンス“An"
に比例する電圧信号となる。同様に巻線128,136はオペ
アンプ160への入力信号を出力する。オペアンプ158は誘
導リアクタンス“B"に比例する電圧信号であり、オペア
ンプ160の出力164は誘導リアクタンス“Bn"に比例する
信号である。“A",“An",“B",“Bn"の各電圧信号の振
幅は周知の方法であるが、各オペアンプに取り付けられ
たフィードバック抵抗ネットワークの調節によって簡単
に調節できる。
リード線150,156の電圧信号は差動アンプ166に入力さ
れ、差動アンプ166はその出力168を“Ａ−An"項に等し
い電圧信号を出力するよう減算を行う。同様にリード線
162,164の電圧信号は差動アンプ170に入力され、差動ア
ンプ170はその出力172を“Ｂ−Bn"項に等しい電圧信号
を出力するよう減算を行う。
れ、差動アンプ166はその出力168を“Ａ−An"項に等し
い電圧信号を出力するよう減算を行う。同様にリード線
162,164の電圧信号は差動アンプ170に入力され、差動ア
ンプ170はその出力172を“Ｂ−Bn"項に等しい電圧信号
を出力するよう減算を行う。
リード線168,172の電圧信号はそれぞれ加算器174,176
に入力される。加算器176の出力178は“Ａ−An−Ｂ＋B
n"項を表す電圧信号となる。ここで、この項はRDC電圧
信号Vxの形をしていることが分かる。加算器174は“Ａ
−An＋Ｂ−Bn"項を表す電圧信号で、RDC電圧信号Vyの形
をしている。
に入力される。加算器176の出力178は“Ａ−An−Ｂ＋B
n"項を表す電圧信号となる。ここで、この項はRDC電圧
信号Vxの形をしていることが分かる。加算器174は“Ａ
−An＋Ｂ−Bn"項を表す電圧信号で、RDC電圧信号Vyの形
をしている。
以上のように二相RDC電圧信号を生成する方法及び装
置をいくつかの実施例で説明してきたが、本発明の趣旨
及び範囲内で当業者によって置換や変更が可能であるこ
と言うまでもない。従って、本発明の範囲は、ここに示
した例によって制限されるものではない。また、上記実
施例ではリゾルバとしてロータリー型のものを示した
が、リニア型に適用することも可能である。
置をいくつかの実施例で説明してきたが、本発明の趣旨
及び範囲内で当業者によって置換や変更が可能であるこ
と言うまでもない。従って、本発明の範囲は、ここに示
した例によって制限されるものではない。また、上記実
施例ではリゾルバとしてロータリー型のものを示した
が、リニア型に適用することも可能である。
以上のように、本発明の二相信号発生装置及び二相信
号発生方法は発生したサイン及びコサイン信号の位相差
を厳密に90゜とすることが可能で、また、それらの信号
には第２高調波項を含まないものとすることが可能とな
るので、軸の１回転当たりの分解能が高い上に検出する
角度位置が正確であり、差動マルチサイクルリゾルバの
ように２つのリゾルバを設けることなく安価で扱いやす
い信号の発生が可能となった。
号発生方法は発生したサイン及びコサイン信号の位相差
を厳密に90゜とすることが可能で、また、それらの信号
には第２高調波項を含まないものとすることが可能とな
るので、軸の１回転当たりの分解能が高い上に検出する
角度位置が正確であり、差動マルチサイクルリゾルバの
ように２つのリゾルバを設けることなく安価で扱いやす
い信号の発生が可能となった。
第１図はリゾルバ・デジタルコンバータに用いられる二
相電圧信号を生成する従来技術のインダクタンスブリッ
ジの回路図、第２図は二相電圧信号を生成する本発明の
実施例のインダクタンスブリッジの回路図、第３図は二
相電圧信号を生成する本発明による巻線を有し、その巻
線が相互接続されたステータアッセンブリとロータとを
示す模式図、第４図は二相信号を電気的に生成すること
を行った本発明の他の実施例に従って、巻線を有し、巻
線を相互接続したステータアッセンブリとロータとを示
す模式図、第５図は電子回路を用いた本発明の他の実施
例を示した回路図である。 10,12,14,16,18,20,22,24……端子、 26……ステータ、 28,30,32,34,36,38,40,42,88,90,92,94,96,98,100,102
……磁極、44,104……ロータ、 46,106……歯状突起部、 48,50,52,54,56,58,60,62,64,66,68,70,72,74,76,78,11
0,112,114,116,118,120,122,124,126,128,130,132,134,
136,138,140……巻線、 80……キャリア信号発生器、 148,154,158,160……オペアンプ、 166,170……差動アンプ、 174,176……加算器、 A,An,B,Bn……誘導インダクタンス、 Vx,Vy……電圧信号。
相電圧信号を生成する従来技術のインダクタンスブリッ
ジの回路図、第２図は二相電圧信号を生成する本発明の
実施例のインダクタンスブリッジの回路図、第３図は二
相電圧信号を生成する本発明による巻線を有し、その巻
線が相互接続されたステータアッセンブリとロータとを
示す模式図、第４図は二相信号を電気的に生成すること
を行った本発明の他の実施例に従って、巻線を有し、巻
線を相互接続したステータアッセンブリとロータとを示
す模式図、第５図は電子回路を用いた本発明の他の実施
例を示した回路図である。 10,12,14,16,18,20,22,24……端子、 26……ステータ、 28,30,32,34,36,38,40,42,88,90,92,94,96,98,100,102
……磁極、44,104……ロータ、 46,106……歯状突起部、 48,50,52,54,56,58,60,62,64,66,68,70,72,74,76,78,11
0,112,114,116,118,120,122,124,126,128,130,132,134,
136,138,140……巻線、 80……キャリア信号発生器、 148,154,158,160……オペアンプ、 166,170……差動アンプ、 174,176……加算器、 A,An,B,Bn……誘導インダクタンス、 Vx,Vy……電圧信号。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−172099（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−88317（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−160012（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−247213（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−63510（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭55−1691（ＪＰ，Ｂ２) 特公 昭56−5327（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (4)
- 【請求項１】第１の誘導リアクタンス手段を生じる第１
手段と、 前記第１の誘導リアクタンス手段に対して電気角で180
゜位相が異なる第２の誘導リアクタンス手段を生じる第
２手段と、 前記第１の誘導リアクタンス手段に対して電気角で90゜
位相が異なる第３のリアクタンス手段を生じる第３手段
と、 前記第３の誘導リアクタンス手段に対し電気角で180゜
位相が異なる第４の誘導リアクタンスを生じる第４手段
とを有し、 前記第１の誘導リアクタンス手段と前記第４の誘導リア
クタンス手段との誘導リアクタンス値の和から前記第２
の誘導リアクタンス手段と前記第３の誘導リアクタンス
手段との誘導リアクタンス値の和を差し引いた値を前記
第１、第２、第３、第４の誘導リアクタンス手段のそれ
ぞれの誘導リアクタンス値の算術和によって割った商を
示す第１の二相電圧信号を生じると共に前記第１の誘導
リアクタンス手段及び第３の誘導リアクタンス手段の誘
導リアクタンス値の和から前記第２及び第４の誘導リア
クタンス手段の誘導リアクタンス値の和を差し引いた値
を前記第１、第２、第３、第４の誘導リアクタンス手段
の誘導リアクタンス値の和によって割った商を示す第２
の二相電圧信号を生じるように、前記第１、第２、第
３、第４の誘導リアクタンス手段をそれぞれ同極性及び
逆極性に直列接続して、前記二相電圧信号の第１及び第
２の電圧信号は振幅が等しく位相が電気角で90゜異なる
ようにしたアナログ位置信号をデジタル信号に変換して
表すリゾルバ・デジタル変換器の入力信号として利用可
能な二相信号を発生する二相信号発生装置。 - 【請求項２】第１の誘導リアクタンスを作り、 前記第１の誘導リアクタンスに対して電気角で180゜位
相が異なる第２の誘導リアクタンスを作り、 前記第１の誘導リアクタンスに対し、電気角で90゜位相
が異なる第３の誘導リアクタンスを作り、 前記第３の誘導リアクタンスに対し電気角で180゜位相
が異なる第４の誘導リアクタンスを作り、 前記第１及び第４の誘導リアクタンスのそれぞれの誘導
リアクタンス値の和から前記第２及び第３の誘導リアク
タンスのそれぞれの誘導リアクタンス値の和を差し引い
た第１の値と、前記第１、第２、第３、第４の誘導リア
クタンスのそれぞれの誘導リアクタンス値の算術和であ
る第２の値と、前記第１及び第３の誘導リアクタンスの
それぞれの誘導リアクタンス値の和から前記第２及び第
４の誘導リアクタンスのそれぞれの誘導リアクタンス値
を差し引いた第３の値を発生するように前記第１、第
２、第３、第４の誘導リアクタンスを接続し、 前記第１、第２、第３及び第４の誘導インダクタンスに
キャリア電圧を印加し、 前記二相電圧信号の第１電圧信号を生じるため前記第２
の値によって前記第１の値を割った第１の商を生じ、前
記キャリア電圧の値を前記第１の商に掛けることを行
い、 前記二相電圧信号の第２の電圧を生じるための前記第３
の値を前記第２の値によって割った第２の商と、前記キ
ャリア電圧の値を前記第２の商に掛けることを行うアナ
ログ位置信号をデジタル信号に変換して表すリゾルバ・
デジタル変換器の入力信号として利用可能な二相信号を
発生する二相信号発生方法。 - 【請求項３】前記第１の誘導リアクタンス手段は同様の
リアクタンス（Ａ）を有する４つの巻線であり、 前記第２の誘導リアクタンス手段は同様のリアクタンス
（An）を有する４つの巻線であり、 前記第３の誘導リアクタンス手段は同様のリアクタンス
（Ｂ）を有する４つの巻線であり、 前記第４の誘導リアクタンス手段は同様のリアクタンス
（Bn）を有する４つの巻線であり、 前記16の巻線はリアクタンス（Ａ）の２つの巻線、リア
クタンス（An）の２つの巻線、リアクタンス（Ｂ）の２
つの巻線、リアクタンス（Bn）の２つの巻線を有する８
つのＸ巻線の第１セットと、前記16の巻線の残り８つの
Ｙ巻線の第２セットを有していて、 前記第１セットと第２セットの前記８つの巻線は２つの
組に分けられ、各組はリアクタンス（Ａ）の１つの巻線
と、リアクタンス（An）の１つの巻線と、リアクタンス
（Ｂ）の１つの巻線と、リアクタンス（Bn）の１つの巻
線とを有し、前記４つの組の各前記４つの巻線は４つの
全ての組に共通な２つの端子間で順次直列接続されてい
て、前記Ｘ巻線の前記第１の組の巻線の前記２つの組の
中心点間に に比例する第１の電圧信号（Vx）が現われ、前記Ｙ巻線
の前記２つの組の中心点間に に比例する第２の電圧信号（Vy）が現われるよう前記各
組の４つの巻線は順次順方向と逆方向になるように直列
接続されている請求項１記載の二相信号発生装置。 - 【請求項４】前記第１の誘導リアクタンス手段は、リア
クタンス（Ａ）を有する少なくとも１つの巻線であり、 前記第２の誘導リアクタンス手段は、リアクタンス（A
n）を有する少なくとも１つの巻線であり、 前記第３の誘導リアクタンス手段は、リアクタンス
（Ｂ）を有する少なくとも１つの巻線であり、 前記第４の誘導リアクタンス手段は、リアクタンス（B
n）を有する少なくとも１つの巻線であり、 前記第１、第２、第３及び第４の誘導リアクタンス手段
を接続する前記手段は、（Ａ−An）に比例する出力信号
を生成するために前記第１と第２のリアクタンス手段を
合成するための演算増幅器と、（Ｂ−Bn）に比例する出
力信号を生成するために前記第３と第４のリアクタンス
手段を合成するための演算増幅器と、（Ａ−An＋Ｂ−B
n）に比例する信号と（Ａ−An−Ｂ＋Bn）に比例する信
号を提供するために、（Ａ−An）に比例する前記信号を
（Ｂ−Bn）に比例する前記信号と合成する手段である請
求項１記載の装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US142,792 | 1988-01-11 | ||
| US142792 | 1988-01-11 | ||
| US07/142,792 US4794511A (en) | 1988-01-11 | 1988-01-11 | Apparatus and method for generating two-phase signals for use with a resolver to digital converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01250019A JPH01250019A (ja) | 1989-10-05 |
| JP2558159B2 true JP2558159B2 (ja) | 1996-11-27 |
Family
ID=22501302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1002179A Expired - Lifetime JP2558159B2 (ja) | 1988-01-11 | 1989-01-10 | 二相信号発生装置及び二相信号発生方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4794511A (ja) |
| EP (1) | EP0324233B1 (ja) |
| JP (1) | JP2558159B2 (ja) |
| AT (1) | ATE95648T1 (ja) |
| DE (1) | DE3884784T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5034743A (en) * | 1989-08-07 | 1991-07-23 | Flight Visions Incorporated | AC encoded signal to digital converter |
| US5072179A (en) * | 1990-06-12 | 1991-12-10 | At&T Bell Laboratories | High resolution one and two dimensional position indicating apparatus with plural windings having a common connection and separately energized by signals of different phase |
| US5111095A (en) * | 1990-11-28 | 1992-05-05 | Magna Physics Corporation | Polyphase switched reluctance motor |
| JP3047565B2 (ja) * | 1991-10-29 | 2000-05-29 | 日本精工株式会社 | 可変リラクタンス形レゾルバ |
| US5763976A (en) * | 1993-12-15 | 1998-06-09 | Parker-Hannifin Corp. | Stator wound resolver with staggered rotor |
| US5444368A (en) * | 1994-01-10 | 1995-08-22 | H. Magnetic Corp. | Differential reactance permanent magnet position transducer |
| JP3414893B2 (ja) * | 1995-07-12 | 2003-06-09 | オークマ株式会社 | 回転位置検出装置 |
| US5949359A (en) * | 1997-05-09 | 1999-09-07 | Kollmorgen Corporation | Variable reluctance resolver to digital converter |
| US6137204A (en) * | 1998-05-22 | 2000-10-24 | Nsk Ltd. | VR-type resolver |
| US6326908B1 (en) * | 1998-09-04 | 2001-12-04 | Trilogy Systems Corp | Precision position encoder using coarse position indicator |
| JP3911670B2 (ja) * | 2002-03-27 | 2007-05-09 | ミネベア株式会社 | 回転位置検出器 |
| JP4199826B2 (ja) * | 2003-02-19 | 2008-12-24 | ミネベア株式会社 | 鉄心巻線を用いたバリアブルリラクタンス型角度検出器およびその鉄心巻線の製造方法 |
| JP4158858B2 (ja) * | 2003-12-04 | 2008-10-01 | 多摩川精機株式会社 | 回転角度検出器 |
| ITPR20040009A1 (it) * | 2004-02-16 | 2004-05-16 | Zapi S P A | Metodo per il controllo diretto di un motore ad induzione e motore per effettuare detto controllo. |
| JP2012220406A (ja) * | 2011-04-12 | 2012-11-12 | Minebea Co Ltd | 角度検出装置 |
| KR102099075B1 (ko) | 2012-08-21 | 2020-04-09 | 알리손 트랜스미션, 인크. | 각 위치 센서들에서의 에러 정정을 위한 시스템 및 방법 |
| JP5892196B2 (ja) * | 2014-01-27 | 2016-03-23 | 日本精工株式会社 | レゾルバ装置、モータ及びアクチュエータ |
| JP6942319B2 (ja) * | 2017-05-01 | 2021-09-29 | 多摩川精機株式会社 | 並列巻線レゾルバ |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3123785A (en) * | 1964-03-03 | Moller | ||
| US3641467A (en) * | 1969-05-13 | 1972-02-08 | Allis Chalmers Mfg Co | Rotary inductor |
| US3705343A (en) * | 1971-04-26 | 1972-12-05 | William L Ringland | Three phase rotary inductor vector adder |
| US4181977A (en) * | 1978-06-19 | 1980-01-01 | International Business Machines Corporation | Random access bubble memory with unified read/write cycle |
| JPS5546862A (en) * | 1978-09-25 | 1980-04-02 | Okuma Mach Works Ltd | Multipolar resolver |
| JPS5934650B2 (ja) * | 1979-06-25 | 1984-08-23 | 日本化学工業株式会社 | 高純度クロム酸アルカリの製造法 |
| US4308525A (en) * | 1980-06-11 | 1981-12-29 | The Singer Company | Dual speed resolver to digital converter with improved course-fine interlock |
| JPS5788317A (en) * | 1980-11-25 | 1982-06-02 | S G:Kk | Rotation angle detecting device |
| JPS5863510U (ja) * | 1981-10-26 | 1983-04-28 | 株式会社エスジ− | 可変磁気抵抗型位置検出装置の出力誤差補正装置 |
| US4551708A (en) * | 1982-06-04 | 1985-11-05 | Motornetics Corporation | Reactance-commutated high resolution servo motor system |
| JPS59172099A (ja) * | 1983-03-19 | 1984-09-28 | 株式会社安川電機 | レゾルバの精度改善方法 |
| JPS61160012A (ja) * | 1985-01-09 | 1986-07-19 | Fanuc Ltd | エンコ−ダ |
| US4631510A (en) * | 1985-09-03 | 1986-12-23 | Powerton, Division Of Contraves Goerz Corporation | Harmonically graded airgap reluctance-type rotating electric resolver |
| JPS62247213A (ja) * | 1986-10-20 | 1987-10-28 | Hitachi Ltd | 磁気エンコーダ |
| US4733117A (en) * | 1987-04-27 | 1988-03-22 | The Superior Electric Company | Reluctance synchro/resolver |
-
1988
- 1988-01-11 US US07/142,792 patent/US4794511A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-11-15 DE DE88310774T patent/DE3884784T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-11-15 EP EP88310774A patent/EP0324233B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-11-15 AT AT88310774T patent/ATE95648T1/de not_active IP Right Cessation
-
1989
- 1989-01-10 JP JP1002179A patent/JP2558159B2/ja not_active Expired - Lifetime
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