JP7272188B2 - 回転電機の制御装置及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、回転電機に電気的に接続された電力変換回路と、電力変換回路の入力側に電気的に接続されたコンデンサと、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置に関する。

この種のシステムにおいてコンデンサを小さくするためには、コンデンサに流れるリップル電流を低減させる必要がある。リップル電流を低減させるため、特許文献１には、回転電機に印加する無効電圧ベクトルを減らす制御を実施する制御装置が記載されている。詳しくは、この制御装置は、回転電機に印加する指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルに基づいて、２相変調制御を実施する。これにより、コンデンサへの充電期間を減らすことができ、コンデンサに流れるリップル電流の低減を図っている。

特開２００４－３１２８２２号公報

コンデンサに流れるリップル電流の低減効果が大きいスイッチングモードは、回転電機の動作領域に応じて変化し得る。このため、動作領域に依らず、コンデンサに流れるリップル電流の低減効果を得られる技術については、未だ改善の余地があると考えられる。

本発明は、回転電機の動作領域に依らず、コンデンサに流れるリップル電流を低減できる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、回転電機に電気的に接続された電力変換回路と、
前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されたコンデンサと、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置において、
前記回転電機の動作領域に基づいて、前記コンデンサに流れるリップル電流を反映した前記電力変換回路のスイッチングモードを決定する決定部と、
前記電力変換回路のスイッチングモードを、前記決定部により決定されたスイッチングモードとすべく、前記電力変換回路を操作する操作部と、を備える。

本発明では、回転電機の動作領域に基づいて、コンデンサに流れるリップル電流を反映した電力変換回路のスイッチングモードが決定される。そして、電力変換回路のスイッチングモードを、決定されたスイッチングモードとすべく、電力変換回路が操作される。このため、回転電機の動作領域に依らず、コンデンサに流れるリップル電流を低減することができる。

第１実施形態に係る回転電機の制御システムの全体構成図。 制御装置の処理を示すブロック図。 ｄ，ｑ軸電流及びコンデンサ電流の予測処理の手順を示すフローチャート。 電圧ベクトルを示す図。 電圧ベクトル、スイッチングモード及びインバータ電流の関係を示す図。 １予測周期経過したタイミングにおける電流の予測結果の一例を示す図。 １制御周期における電流の予測結果の一例を示す図。 １制御周期における電流の予測結果の一例を示す図。 第１実施形態の変形例１に係るπ型フィルタを示す図。 π型フィルタの詳細な構成を示す図。 π型フィルタのブロック図。 インバータ電流及びコンデンサ電流の推移を示すタイムチャート。 有効電圧ベクトル期間及びコンデンサ電流の関係を示す図。 第２実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。 第３実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。 ６０度電圧ベクトルの選択態様の一例を示す図。 第４実施形態に係るセクションＡ～Ｆを示す図。 セクションＡ～Ｆに対応する１２０度電圧ベクトル及び１つの無効電圧ベクトルを示す図。 第４実施形態の変形例に係るセクションＡ～Ｆに対応する１２０度電圧ベクトル及び２つの無効電圧ベクトルを示す図。 第５実施形態に係るセクション１－Ａ～６－Ｆを示す図。 セクション１－Ａ～６－Ａに対応する３つの有効電圧ベクトルを示す図。 第６実施形態に係る電圧ベクトルの選択処理の手順を示すフローチャート。 第７実施形態に係るセクション判定処理の手順を示すフローチャート。 電圧ベクトルと電流ベクトルとの位相差を示す図。 第８実施形態に係る予測周期、制御周期及び規定期間の長さを示す図。 ｄ，ｑ軸電流の低次高調波成分を模式的に示すタイムチャート。 第９実施形態に係るスイッチング態様の一例を示すタイムチャート。 スイッチング態様の一例を示すタイムチャート。 第１０実施形態に係る電圧ベクトルの決定態様を示すタイムチャート。 第１１実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。 その他の実施形態に係るモデル予測制御部を示す図。 その他の実施形態に係るインバータの操作態様を示す図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、制御システムは、回転電機１０及びインバータ２０を備えている。回転電機１０は、ブラシレスの同期機であり、本実施形態では永久磁石同期機である。回転電機１０は、ロータ１０ａと、ステータ巻線であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗとを備えている。

回転電機１０は、インバータ２０を介して直流電源としてのバッテリ３０に接続されている。インバータ２０は、上アームスイッチＳＵＨ，ＳＶＨ，ＳＷＨと下アームスイッチＳＵＬ，ＳＶＬ，ＳＷＬとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬの接続点には、回転電機１０のＵ相巻線１１Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳＶＨ，ＳＶＬの接続点には、回転電機１０のＶ相巻線１１Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの接続点には、回転電機１０のＷ相巻線１１Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端は、中性点で接続されている。本実施形態において、誘導性負荷であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗは、電気角で互いに１２０°ずれている。

本実施形態では、各スイッチＳＵＨ，ＳＵＬ，ＳＶＨ，ＳＶＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、より具体的にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。各スイッチＳＵＨ，ＳＵＬ，ＳＶＨ，ＳＶＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬには、ボディダイオードが内蔵されている。

インバータ２０は、その入力側に、インバータ２０の入力電圧を平滑化するコンデンサ２１を備えている。コンデンサ２１の高電位側端子は、バスバー等の導電部材で構成された長尺状の高電位側電気経路３１Ｈに接続されている。コンデンサ２１の低電位側端子は、バスバー等の導電部材で構成された長尺状の低電位側電気経路３１Ｌに接続されている。

高電位側電気経路３１Ｈには、バッテリ３０の正極端子が接続されている。また、高電位側電気経路３１Ｈにおいて、コンデンサ２１との接続点に対してバッテリ３０側とは反対側には、上アームスイッチＳＵＨ～ＳＷＨのドレインが接続されている。

低電位側電気経路３１Ｌには、バッテリ３０の負極端子が接続されている。また、低電位側電気経路３１Ｌにおいて、コンデンサ２１との接続点に対してバッテリ３０側とは反対側には、下アームスイッチＳＵＬ～ＳＷＬのソースが接続されている。

制御システムは、電流センサ４０及び角度センサ４１を備えている。電流センサ４０は、回転電機１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。本実施形態では、インバータ２０から巻線へと向かう方向の相電流検出値を正とする。角度センサ４１は、例えばレゾルバ又はホール素子で構成され、回転電機１０のロータの回転角度情報を出力する。

電流センサ４０及び角度センサ４１の出力信号は、制御システムに備えられる制御装置５０に入力される。制御装置５０は、マイコンを主体として構成され、回転電機１０の制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、インバータ２０の各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬをスイッチング操作する。本実施形態において、制御量は電気角速度（回転速度）であり、その指令値は指令角速度ω＊である。

制御装置５０は、回転電機１０に印加される電圧ベクトルが、電気角速度を指令角速度ω＊に制御するための指令電圧ベクトルＶｔｒになるように、インバータ２０の各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬをスイッチング操作する。これにより、互いに１２０度ずれた正弦波状の相電流が各相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに流れる。

ちなみに、制御装置５０は、自身が備える記憶装置に記憶されたプログラムを実行することにより、各種制御機能を実現する。各種機能は、ハードウェアである電子回路によって実現されてもよいし、ハードウェア及びソフトウェアの双方によって実現されてもよい。

続いて、図２のブロック図を用いて、制御装置５０の処理について詳しく説明する。なお、本実施形態では、制御装置５０を構成する制御系として、制御量が電気角速度（回転速度）である速度制御系を例にして説明するがこれに限らず、例えば、制御量がトルクであるトルク（電流）制御系であってもよい。

速度偏差算出部５１は、指令角速度ω＊から電気角速度ωｅを減算することにより、速度偏差Δωを算出する。電気角速度ωｅは、電気角θｅに基づいて速度算出部５２により算出される。

速度制御器５３は、速度偏差Δωを０にフィードバック制御するための操作量として、回転電機１０の指令トルクＴｒｑ＊を算出する。なお、速度制御器５３におけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御が用いられればよい。

電流変換部５４は、電気角θｅと、電流センサ４０により検出された相電流とに基づいて、３相固定座標系であるＵＶＷ座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。

指令電流設定部５５は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊とを設定する。

モデル予測制御部５６は、１制御周期Ｔｃ毎に、１制御周期Ｔｃを構成する複数の予測周期Ｔｅそれぞれで用いる電圧ベクトルを決定する。本実施形態では、説明の便宜上、１予測周期Ｔｐは、１制御周期Ｔｃを４等分した期間に設定されている。ただし、この設定に限らず、１予測周期Ｔｐは、上記４等分した期間よりも短い期間に設定されていてもよい。

モデル予測制御部５６は、１制御周期Ｔｃ毎に、予測した４つの電圧ベクトルそれぞれに対応するスイッチングモード（具体的には、各操作信号ｇＵＨ～ｇＷＬ）を出力する。以下、電圧ベクトルの決定方法について詳しく説明する。

モデル予測制御部５６は、電流予測部５６ａを備えている。電流予測部５６ａは、１制御周期Ｔｃにおける電圧ベクトルの組み合わせそれぞれにおけるｄ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋１）～Ｉｄｅ（ｎ＋４）、ｑ軸電流Ｉｑｅ（ｎ＋１）～Ｉｑｅ（ｎ＋４）、及びコンデンサ２１に流れる電流であるコンデンサ電流Ｉｃ（ｎ＋１）～Ｉｃ（ｎ＋４）を予測する。ここで、ｄ軸電流を例にして説明すると、Ｉｄｅ（ｎ＋１）は、現在から１予測周期Ｔｐ経過したタイミングのｄ軸電流の予測値を示し、Ｉｄｅ（ｎ＋４）は、現在から４予測周期「４×Ｔｐ」経過したタイミングのｄ軸電流の予測値を示す。本実施形態では、４つの予測周期それぞれにおいて、６つの有効電圧ベクトル及び２つの無効電圧ベクトルが仮設定される。このため、１制御周期において、８の４乗通り（４０９６通り）の電圧ベクトルの組み合わせが仮設定される。

図３を用いて、電流予測部５６ａの処理のうち、現在から１予測周期Ｔｐ経過したタイミングにおける電流予測について説明する。この処理は、制御周期Ｔｃ毎に繰り返し実行される。

ステップＳ１０では、変数ｉを０にする。

ステップＳ１１では、第ｉ電圧ベクトルＶｉ、電気角θｅ、電気角速度ωｅ、及び電流変換部５４により算出された現在の制御周期におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ（ｎ），Ｉｑｒ（ｎ）に基づいて、電圧ベクトルを第ｉ電圧ベクトルＶｉに仮設定した場合において１予測周期経過したタイミングのｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋１），Ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋１），Ｉｑｅ（ｎ＋１）は、例えば、下式（ｅｑ１）を用いて算出すればよい。

上式（ｅｑ１）において、Ｒは巻線抵抗を示し、Ｌｄ，Ｌｑはｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、ＫＥは逆起電圧定数を示し、ΔＩｄ，ΔＩｑは、１予測周期Ｔｐにおけるｄ，ｑ軸電流の変化量を示す。上式（ｅｑ１）に、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ（ｎ），Ｉｑｒ（ｎ）、電気角速度ωｅ及びｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを入力することにより、ΔＩｄ，ΔＩｑを算出する。そして、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋１），Ｉｑｅ（ｎ＋１）を、「Ｉｄｅ（ｎ＋１）＝Ｉｄｒ（ｎ）＋ΔＩｄ」，「Ｉｑｅ（ｎ＋１）＝Ｉｑｒ（ｎ）＋ΔＩｑ」により算出すればよい。ここで、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑは、第ｉ電圧ベクトルＶｉ及び電気角θｅに基づいて算出されればよい。

図４に、ステップＳ１１で仮設定される電圧ベクトルを示す。第１～第６電圧ベクトルＶ１～Ｖ６は有効電圧ベクトルであり、第０，第７電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は無効電圧ベクトルである。図５に、各電圧ベクトルとスイッチングモードとの関係を示す。

先の図３の説明に戻り、ステップＳ１２では、１予測周期だけ経過したタイミングにおけるバッテリ３０に流れる電流である電源電流Ｉｄｃを算出する。本実施形態では、下式（ｅｑ２）を用いて電源電流Ｉｄｃを算出する。

上式（ｅｑ２）において、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ステップＳ１１で選択した第ｉ電圧ベクトルＶｉ及び電気角θｅに基づいて算出されればよい。なお、電源電流Ｉｄｃは、バッテリ３０から放電される場合を正とする。

ステップＳ１３では、ステップＳ１１で仮設定した第ｉ電圧ベクトルＶｉが有効電圧ベクトルであるか否かを判定する。

ステップＳ１３において有効電圧ベクトルであると判定した場合には、ステップＳ１４に進み、１予測周期だけ経過したタイミングにおけるコンデンサ電流Ｉｃ（ｎ＋１）を「Ｉｃ（ｎ＋１）＝Ｉｉｎｖ－Ｉｄｃ」の関係式を用いて算出する。有効電圧ベクトルとされる期間においては、コンデンサ２１から放電される。ここで、コンデンサ電流Ｉｃは、コンデンサ２１から放電される場合を正とする。また、Ｉｉｎｖは、高電位側電気経路３１Ｈのうちコンデンサ２１との接続点よりもインバータ２０側に流れる電流であるインバータ電流を示す。インバータ電流Ｉｉｎｖは、高電位側電気経路３１Ｈのうちコンデンサ２１との接続点からインバータ２０へと流れる方向を正とする。

インバータ電流Ｉｉｎｖは、図５に示すように、仮設定した電圧ベクトルから定めることができる。例えば、第１電圧ベクトルＶ１を仮設定した場合、インバータ電流Ｉｉｎｖは「ＩＵ」であるため、インバータ電流Ｉｉｎｖとして、電流センサ４０により検出されたＵ相電流が用いられる。また、例えば、第２電圧ベクトルＶ２を選択した場合、インバータ電流Ｉｉｎｖは「－ＩＷ」であるため、インバータ電流Ｉｉｎｖとして、電流センサ４０により検出されたＷ相電流に「－１」を乗算した値が用いられる。

ステップＳ１３において第ｉ電圧ベクトルＶｉが無効電圧ベクトルであると判定した場合には、ステップＳ１５に進み、「Ｉｃ（ｎ＋１）＝－Ｉｄｃ」の関係式を用いてコンデンサ電流Ｉｃ（ｎ＋１）を算出する。無効電圧ベクトルとされる期間においては、コンデンサ２１が充電されるため、コンデンサ電流Ｉｃ（ｎ＋１）が負の値となる。

ちなみに、バッテリ３０に流れる電流を検出する電源電流センサが制御システムに備えられる場合、ステップＳ１４，Ｓ１５で用いられる電源電流Ｉｄｃを電源電流センサの検出値としてもよい。

ステップＳ１６では、変数ｉが７であるか否かを判定する。ステップＳ１６において否定判定した場合には、ステップＳ１７に進み、変数ｉを１インクリメントし、ステップＳ１１に移行する。一方、ステップＳ１６において肯定判定した場合には、１予測周期だけ経過したタイミングにおける電流の予測を終了する。

図６に、現在から１予測周期Ｔｐだけ経過したタイミングにおける８通りのｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋１），Ｉｑｅ（ｎ＋１），コンデンサ電流Ｉｃ（ｎ＋１）の一例を示す。

その後、電流予測部５６ａは、１予測周期Ｔｐだけ経過したタイミングのｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋１），Ｉｑｅ（ｎ＋１）に基づいて、図３で説明した手法と同様の手法により、２予測周期だけ経過したタイミングにおけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋２），Ｉｑｅ（ｎ＋２）を予測し、２予測周期だけ経過したタイミングのｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋２），Ｉｑｅ（ｎ＋２）に基づいて、３予測周期だけ経過したタイミングにおけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋３），Ｉｑｅ（ｎ＋３）を予測する。そして、３予測周期だけ経過したタイミングのｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋３），Ｉｑｅ（ｎ＋３）に基づいて、４予測周期だけ経過したタイミングにおけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｅ（ｎ＋４），Ｉｑｅ（ｎ＋４）を予測する。コンデンサ電流Ｉｃについても、２～４予測周期経過したタイミングにおける値を予測する。図７に、１～４予測周期経過したタイミングにおける電流の予測結果の一例を示す。図７には、便宜上、１制御周期における電圧ベクトルの全ての組み合わせのうち、４つの組み合わせの予測結果を示す。

先の図２の説明に戻り、モデル予測制御部５６は、評価関数算出部５６ｂと、決定部５６ｃとを備えている。評価関数算出部５６ｂは、１制御周期において仮設定した電圧ベクトルの全ての組み合わせそれぞれについて、下式（ｅｑ３）に示す評価関数Ｊを算出する。

上式（ｅｑ３）において、Ｗｉｄは、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊に対するｄ軸電流予測値の偏差の重み係数を示し、Ｗｉｑは、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊に対するｑ軸電流予測値の偏差の重み係数を示す。Ｗｉｃはコンデンサ電流の重み係数を示し、ＩｃＲＭＳは、１制御周期におけるコンデンサ電流Ｉｃの４つの予測値の実効値を示す。

決定部５６ｃは、評価関数算出部５６ｂで算出された各評価関数Ｊの中から、最も小さい評価関数を選択する。決定部５６ｃは、選択した評価関数Ｊに対応する１制御周期分の４つの電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）～Ｖ（ｎ＋４）を、制御に用いる電圧ベクトルとして決定する。図８に、図７に示した４つの予測結果のうち、評価関数Ｊが最小となる予測結果を示す。決定された４つの電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）～Ｖ（ｎ＋４）が、次回の制御周期において順次用いられる。決定部５６ｃは、４つの電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）～Ｖ（ｎ＋４）それぞれに対応した操作信号ｇＵＨ～ｇＷＬを生成し、各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬに対して順次出力する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

１制御周期Ｔｃにおける電圧ベクトルの組み合わせが複数通りに仮設定され、仮設定されたそれぞれの場合におけるｄ，ｑ軸電流及びコンデンサ電流が予測される。そして、仮設定された電圧ベクトルの組み合わせそれぞれについて、予測されたｄ，ｑ軸電流とｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との偏差、及びコンデンサ電流の実効値を入力パラメータとする評価関数Ｊが算出される。そして、算出された評価関数Ｊに基づいて、次回の制御周期において採用される４つの電圧ベクトルが決定される。この構成によれば、回転電機１０の動作領域に依らず、コンデンサ２１に流れるリップル電流を低減することができる。また、コンデンサ電流を低減できる電圧ベクトルの組み合わせを制御装置５０の設計時に適合する必要がないため、制御装置５０の設計する際の負荷を低減することもできる。

１制御周期Ｔｃを複数に分割した予測周期Ｔｐそれぞれにおいて、電圧ベクトルの組み合わせが複数通りに仮設定され、仮設定されたそれぞれの場合におけるｄ，ｑ軸電流及びコンデンサ電流が予測される。これにより、スイッチングモードの切り替え周期を短くすることができ、ひいてはコンデンサ２１に流れるリップル電流の低減効果を高めることができる。

＜第１実施形態の変形例１＞
コンデンサ電流Ｉｃの算出に用いる電源電流Ｉｄｃを、図９に示すπ型フィルタの回路モデルを用いて算出してもよい。このモデルの詳細を図１０に示す。図１０において、Ｒｐ，Ｌｐは各電気経路３１Ｈ，３１Ｌの寄生抵抗，寄生インダクタンス成分を示し、Ｒπ，Ｒｃ１，Ｒｃ２はフィルタ部のＥＳＲ成分を示し、Ｌπはフィルタ部のインダクタンス成分を示し、Ｃ１，Ｃ２はフィルタ部の容量成分を示す。また、Ｉπはフィルタ部に流れる電流を示す。図１０に示す回路図から、下式（ｅｑ４），（ｅｑ５）が導かれる。下式（ｅｑ４），（ｅｑ５）において、ｓはラプラス演算子を示す。

上式（ｅｑ４）は下式（ｅｑ６）に変換でき、上式（ｅｑ５）は下式（ｅｑ７）に変換できる。

上式（ｅｑ６），（ｅｑ７）から、図１１に示すブロック図を導くことができる。このブロック図によれば、インバータ電流Ｉｉｎｖを入力することにより、電源電流Ｉｄｃを算出することができる。なお、図１１のブロック図において、Ｒｐ，Ｒπ，Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｌｐを０にしてもよい。

＜第１実施形態の変形例２＞
上式（ｅｑ３）の右辺から実効値ＩｃＲＭＳの項を削除してもよい。この場合において、決定部５６ｃは、１制御周期における電圧ベクトルの全ての組み合わせのうち、予測された１制御周期におけるコンデンサ電流がその許容上限値Ｉｌｉｍｔ（図６（ｂ）参照）を超えない組み合わせを選択する。そして、決定部５６ｃは、選択した組み合わせのうち、評価関数Ｊが最も小さくなる組み合わせを構成する４つの電圧ベクトルを、次回の制御周期において採用してもよい。これにより、コンデンサ電流の最大値を低減することができる。

また、この場合において、回転電機１０の動作点（具体的には例えば、変調率又は相電流）に基づいて、許容上限値Ｉｌｉｍｔを可変としてもよい。以下、図１２及び図１３を用いて、この構成について説明する。図１２（ａ）はインバータ電流Ｉｉｎｖの推移を示し、図１２（ｂ）はコンデンサ電流Ｉｃの推移を示す。図１２では、簡略化のため、回転電機１０に印加される電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとされる期間ε（０＜ε＜１）と無効電圧ベクトルとされる期間「１－ε」とが交互に出現することとしている。εは、インバータ２０を構成する各スイッチのスイッチングパターン等で決まる。図１２において、Ｔｓｗはインバータ２０を構成するスイッチの１スイッチング周期を示し、Ｉａは有効電圧ベクトルとされる期間に流れるインバータ電流Ｉｉｎｖの大きさを示す。

有効電圧ベクトルとされる期間においては、コンデンサ２１から放電されるため、コンデンサ電流Ｉｃが正の値となる。コンデンサ２１の放電電流の大きさはＩｂ（＝ε×Ｉａ）となる。一方、無効電圧ベクトルとされる期間においては、バッテリ３０から供給される電流によりコンデンサ２１が充電されるため、コンデンサ電流Ｉｃが負の値となる。有効電圧ベクトルとされる期間のコンデンサ電流Ｉｃと無効電圧ベクトルとされる期間のコンデンサ電流Ｉｃとの差がコンデンサ２１に流れるリップル電流の大きさＩａを示す。リップル電流の実効値Ｉｃｒｍｓは下式（ｅｑ８）で表される。

上式（ｅｑ８）の右辺は、図１３に示すように、ε＝０．５の場合に最大値Ｉａ／２となる。ここで、εが０．５近傍となる動作点における許容上限値Ｉｌｉｍｔを、εが０．５から離れた値となる動作点における許容上限値Ｉｌｉｍｔよりも大きく設定すればよい。

また、上式（ｅｑ３）の右辺から実効値ＩｃＲＭＳの項を削除する場合において、決定部５６ｃは、１制御周期における電圧ベクトルの全ての組み合わせのうち、予測された１制御周期におけるコンデンサ電流の実効値が最小となる組み合わせを選択してもよい。そして、決定部５６ｃは、選択した組み合わせのうち、評価関数Ｊが最も小さくなる組み合わせを構成する４つの電圧ベクトルを、次回の制御周期において採用してもよい。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１４に示すように、ＰＷＭ制御を用いる。なお、図１４において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

決定部５６ｃは、電気角θｅを用いて、決定した４つの電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）～Ｖ（ｎ＋４）それぞれに対応するｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出する。

電圧変換部５７は、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊及び電気角θｅに基づいて、ｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、ＵＶＷ座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊は、電気角で位相が互いに１２０°ずれた波形となる。

ＰＷＭ変調器５８は、電圧変換部５７から出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊とキャリア信号（三角波信号）との大小比較に基づく３相変調により、各操作信号ｇＵＨ～ｇＷＬを生成する。ＰＷＭ変調器５８は、生成した各操作信号ｇＵＨ～ｇＷＬをインバータ２０の各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬに対して出力する。

以上説明した本実施形態によれば、インバータ２０を構成する各スイッチのスイッチング周波数を一定にすることができ、スイッチングに伴い発生するホワイトノイズを低減することができる。

＜第２実施形態の変形例＞
制御装置５０は、ＰＷＭ変調器５８に代えて、各指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に基づく空間ベクトル変調（ＳＶＭ）により各操作信号ｇＵＨ～ｇＷＬを生成する変調器を備えていてもよい。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１５に示すように、電流フィードバック制御を用いる。なお、図１５において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

制御装置５０は、電流制御器５９を備えている。電流制御器５９は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値として、ｄ軸偏差ΔＩｄを算出し、算出したｄ軸偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量であるｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。また、電流制御器５９は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値として、ｑ軸偏差ΔＩｑを算出し、算出したｑ軸偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量であるｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。本実施形態では、電流制御器５９におけるフィードバック制御として、比例積分制御が用いられている。なお、本実施形態において、電流制御器５９がフィードバック演算部に相当する。

モデル予測制御部５６は、電流制御器５９により算出されたｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊により定まるｄｑ座標系における指令電圧ベクトルＶｔｒに基づいて、１制御周期における電圧ベクトルの組み合わせを仮設定する。本実施形態では、６つの有効電圧ベクトルのうち、指令電圧ベクトルＶｔｒを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトル（以下、６０度電圧ベクトル）と、２つの無効電圧ベクトルとを、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせとして選択する。図１６には、指令電圧ベクトルＶｔｒを挟む２つの有効電圧ベクトルとして、第２，第３電圧ベクトルＶ２，Ｖ３が選択される例を示した。

なお、電圧ベクトルが仮設定された後、評価関数Ｊを算出して４つの電圧ベクトルを決定する方法は、第１実施形態と同様である。ただし、上式（ｅｑ３）の右辺の第１，第２項を削除してもよい。この場合、制御装置５０の演算負荷を低減することができる。

以上説明した本実施形態によれば、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせの数を減らすことができ、制御装置５０の演算負荷を低減することができる。

＜第３実施形態の変形例＞
上式（ｅｑ３）の右辺の第１，第２項を残したまま評価関数Ｊを算出してもよい。この場合、ｄ，ｑ軸電流のリップルを低減することができる。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第３実施形態と同様に、モデル予測制御部５６は、電流制御器５９により算出したｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から指令電圧ベクトルＶｔｒを定める。そして、モデル予測制御部５６は、指令電圧ベクトルＶｔｒを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトル（以下、１２０度電圧ベクトル）と、１つの無効電圧ベクトルとを、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせとして選択する。１２０度電圧ベクトルを用いるのは、コンデンサ２１に流れるリップル電流を低減するためである。

続いて、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせの選択方法について説明する。図１７に示すように、６０度ずつずらされて配置された６つの基準線によって６個のセクションＡ～Ｆが区画されている。セクションＡを例に説明すると、セクションＡを区画する一対の基準線は、第１電圧ベクトルＶ１を挟んで、かつ、第１電圧ベクトルＶ１と３０度の位相差を有している。

図１８に、セクションＡ～Ｆそれぞれに対応する１２０度電圧ベクトル及び１つの無効電圧ベクトルを示す。モデル予測制御部５６は、指令電圧ベクトルＶｔｒが属するセクションに対応する１２０度電圧ベクトル及び１つの無効電圧ベクトルの組み合わせを、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせとして選択する。図１７には、指令電圧ベクトルＶｔｒがセクションＡに属する場合に選択される１２０度電圧ベクトルを示す。なお、リップル電流を低減するための図１９に示す情報については、特開２０１８－１９６１７９号の図１３等の記載を参照されたい。

以上説明した本実施形態によれば、コンデンサ２１に流れるリップル電流を低減しつつ、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせの数を減らすことができ、制御装置５０の演算負荷を低減することができる。

ちなみに、本実施形態の構成は、変調率が所定変調率（例えば２／３）以下の領域において適用することができる。

＜第４実施形態の変形例＞
・例えば、指令電圧ベクトルＶｔｒがセクションＡに属する場合、１２０度電圧ベクトルとして第１電圧ベクトル及び第３電圧ベクトルＶ３が選択されてもよい。この場合であっても、第４実施形態の効果に準じた効果を得ることはできる。

・図１９に示すように、仮設定される電圧ベクトルの組み合わせの中に、２つの無効電圧ベクトルが含まれていてもよい。

＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、第４実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第３実施形態と同様に、モデル予測制御部５６は、電流制御器５９により算出したｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から指令電圧ベクトルＶｔｒを定める。そして、モデル予測制御部５６は、指令電圧ベクトルＶｔｒを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の６０度電圧ベクトルを選択する。この選択処理が第１処理部に相当する。

モデル予測制御部５６は、１２０度電圧ベクトルのうち、第１処理部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する。この選択処理が第２処理部に相当する。モデル予測制御部５６は、選択した３種類の有効電圧ベクトルを、電圧ベクトルの組み合わせとして選択する。

続いて、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせの選択方法について説明する。図２０に示すように、３０度ずつずらされて配置された１２つの基準線によって１２個のセクション１－Ａ～６－Ａが区画されている。

図２１に、セクション１－Ａ～６－Ａそれぞれに対応する３つの有効電圧ベクトルを示す。モデル予測制御部５６は、指令電圧ベクトルＶｔｒが属するセクションに対応する３つの有効電圧ベクトルの組み合わせを、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせとして選択する。図２０には、指令電圧ベクトルＶｔｒがセクション１－Ａに属する場合に選択される３つの有効電圧ベクトルを示す。なお、図２１に示す情報については、特開２０１８－１９６１７９号の図９等の記載を参照されたい。

本実施形態によれば、無効電圧ベクトルが選択されないため、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせの数を減らすことができ、制御装置５０の演算負荷を低減することができる。

ちなみに、本実施形態の構成は、変調率が上記所定変調率よりも大きい領域において適用することができる。

＜第６実施形態＞
以下、第６実施形態について、第４，第５実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、変調率Ｍｒに基づいて、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせを切り替える。

図２２に、モデル予測制御部５６により実行される処理の手順を示す。この処理は、所定の制御周期で繰り返し実行される。

ステップＳ２０では、変調率Ｍｒを算出する。変調率Ｍｒは、例えば下式（ｅｑ９）で表される。

ステップＳ２１では、変調率Ｍｒが所定変調率Ｍｔｈ（例えば２／３）以下であるか否かを判定する。ステップＳ２１において肯定判定した場合には、ステップＳ２２に進み、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせとして、１２０度電圧ベクトルと、２つの無効電圧ベクトルとを選択する。

一方、ステップＳ２１において否定判定した場合には、ステップＳ２３に進み、仮設定する電圧ベクトルの組み合わせとして、第１処理部により選択された６０度電圧ベクトルと、１２０度電圧ベクトルのうち、第１処理部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルとを選択する。

以上説明した本実施形態によれば、回転電機１０の動作領域が変化した場合であっても、制御装置５０の演算負荷を低減しつつ、コンデンサ２１に流れるリップル電流を低減するための適切な電圧ベクトルの組み合わせを選択することができる。

＜第７実施形態＞
以下、第７実施形態について、第４～第６実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、セクションの選択方法を変更する。

図２３に、モデル予測制御部５６により実行されるセクション判定処理の手順を示す。この処理は、所定の制御周期で繰り返し実行される。

ステップＳ３０では、電流制御器５９により算出したｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から指令電圧ベクトルＶｔｒを算出する。

ステップＳ３１では、回転電機１０に流れる電流ベクトルＩｔｒを算出する。電流ベクトルＩｔｒは、電流センサ４０により検出された相電流及び電気角θｅに基づいて算出されればよい。

ステップＳ３２では、ステップＳ３０で算出した指令電圧ベクトルＶｔｒと、ステップＳ３１で算出した電流ベクトルＩｔｒとの位相差Δθ（図２４参照）を算出する。

ステップＳ３３では、ステップＳ３２で算出した位相差Δθの絶対値が位相閾値θｔｈ（例えば３０度）よりも大きいか否かを判定する。ステップＳ３３において否定判定した場合には、ステップＳ３４に進み、ステップＳ３０で算出した指令電圧ベクトルＶｔｒが属するセクションを選択する。選択されるセクションは、上述した図１８、図１９又は図２１に示す各セクションのいずれかである。なお、ステップＳ３４において、指令電圧ベクトルＶｔｒに代えて、電流ベクトルＩｔｒが属するセクションを選択してもよい。

一方、ステップＳ３３において肯定判定した場合には、ステップＳ３５に進み、ステップＳ３０で算出した指令電圧ベクトルＶｔｒの位相を、ステップＳ３２で算出した位相差Δθだけずらしたベクトルが属するセクションを選択する。

ステップＳ３４又はＳ３５の処理の完了後、ステップＳ３６に進み、第４，第５実施形態で説明した方法と同じ方法で、選択したセクションに対応する電圧ベクトルを選択する。

以上説明した本実施形態によれば、コンデンサ２１に流れるリップル電流の低減効果をより高めることができる。

＜第７実施形態の変形例＞
・ステップＳ３０，Ｓ３２～３５を削除し、ステップＳ３１の処理の完了後、電流ベクトルＩｔｒが属するセクションを選択してもよい。この場合、指令電圧ベクトルＶｔｒを用いることなくセクションを選択できる。

・ステップＳ３１の電流ベクトルＩｔｒは、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて算出されてもよい。

＜第８実施形態＞
以下、第８実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、モデル予測制御部５６は、図２５に示すように、１制御周期Ｔｃよりも長い期間であって、ｄ，ｑ軸電流のＮ次高調波成分（Ｎは２以上の整数）の１周期以上に渡る規定期間ＴＬにおいてｄ，ｑ軸電流及びコンデンサ電流を予測する。具体的には、モデル予測制御部５６は、図２６に示すように、規定期間ＴＬを、ｄ，ｑ軸電流の６次高調波成分の１周期と同じ期間に設定する。

以上説明した本実施形態によれば、ｄ，ｑ軸電流の低次高調波成分の変動量を低減した電圧ベクトルを選択することができる。

＜第９実施形態＞
以下、第９実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態で説明した構成により、モデル予測制御部５６は、各制御周期におけるスイッチング回数が同じ（４回）になるようにインバータ２０を操作する。これにより、ホワイトノイズを低減できる。

この際、モデル予測制御部５６は、図２７に示すように、各相のスイッチのうち、複数の相のスイッチが同時にスイッチングしないようにインバータ２０を操作することができる。これにより、各相のスイッチのスイッチングに伴って発生するサージ電圧の重畳を回避することができ、サージ電圧に起因したスイッチの故障を回避することができる。

また、モデル予測制御部５６は、図２８に示すように、各相のスイッチのうち、複数の相のスイッチが同時にスイッチングすることを許可しつつインバータ２０を操作することができる。これにより、ＰＷＭ変調で実現される電圧ベクトルの組み合わせとは異なる電圧ベクトルの組み合わせを実現することができ、電圧ベクトルを設定する自由度を高めることができる。

＜第１０実施形態＞
以下、第１０実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図２９に示すように、１予測周期Ｔｐと１制御周期Ｔｃとが同じ期間に設定されている。モデル予測制御部５６は、複数通りの電圧ベクトルそれぞれを仮設定した場合において、現在のタイミングｔ１から１制御周期Ｔｃだけ経過したタイミングｔ２のｄ，ｑ軸電流及びコンデンサ電流を予測する。そして、モデル予測制御部５６は、複数通りに仮設定した電圧ベクトルそれぞれにおいて予測したｄ，ｑ軸電流及びコンデンサ電流の線形外挿を行う。

モデル予測制御部５６は、現在のｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を中央値とした所定範囲ΔＩｔｈｑを設定し、線形外挿を行ったｄ，ｑ軸電流のうち、線形外挿を行ったコンデンサ電流がその許容上限値Ｉｌｉｍｔを超えなくて、かつ、上記所定範囲ΔＩｔｈｑの上限値又は下限値を跨ぐタイミングが最も遅いタイミングｔ３のｄ，ｑ軸電流に対応する電圧ベクトルを、次回採用する電圧ベクトルとして決定する。図２９に示す例では、時刻ｔ３，ｔ４においてスイッチングモードが切り替えられる。なお、所定範囲ΔＩｔｈｑは、例えば、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の１／２以下の値に設定されればよい。

以上説明した本実施形態によれば、スイッチング回数を低減することができる。

＜第１１実施形態＞
以下、第１１実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、オンラインで予測を実施せず、オフラインでスイッチングモードを決定する。

図３０に、本実施形態に係る制御装置５０のブロック図を示す。なお、図３０において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

制御装置５０は、信号生成部６０を備えている。信号生成部６０は、テーブル情報記憶部６０ａを有し、テーブル情報記憶部６０ａには、１制御周期Ｔｃにおける４つの電圧ベクトルを一義的に決定するためのテーブル情報が記憶されている。テーブル情報記憶部６０ａは、ＲＯＭ以外の非遷移的実体的記録媒体（例えば、ＲＯＭ以外の不揮発性メモリ）である。テーブル情報は、回転電機１０の動作領域に関する情報と関係付けられて、かつ、コンデンサ２１に流れるリップル電流を最小化できる１制御周期分の４つの電圧ベクトルが規定された情報である。信号生成部６０は、テーブル情報記憶部６０ａのテーブル情報に基づいて、４つの電圧ベクトルを決定する。

ここで、動作領域に関する情報としては、例えば、電気角θｅ、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒ、電源電流Ｉｄｃ及びω電気角速度ｅ等の中から選択して定めることができる。なお、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に代えて、回転電機１０の指令トルクＴｒｑ＊を用いることもできる。また、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊及びｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに代えて、ｄ，ｑ軸偏差ΔＩｄ，ΔＩｑも用いることもできる。

以上説明した本実施形態によれば、電圧ベクトルを決定するための制御装置５０の演算負荷を低減でき、ひいては制御装置５０の演算速度を高めることができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上式（ｅｑ３）の評価関数Ｊに代えて、下式（ｅｑ１０）に示す評価関数Ｊが用いられてもよい。

上式（ｅｑ１０）において、φ＊は各相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの鎖交磁束の指令値を示し、φｅは、その鎖交磁束の予測値を示し、Ｗφは、鎖交磁束の指令値φ＊に対する鎖交磁束予測値の偏差の重み係数を示す。Ｔｒｑ＊は、指令トルクを示し、Ｔｅは、トルクの予測値を示し、Ｗｔは、指令トルクＴｒｑ＊に対するトルク予測値の偏差の重み係数を示す。図３１に示す制御装置５０のモデル予測制御部７０は、上式（ｅｑ１０）を用いて１制御周期における電圧ベクトルの組み合わせそれぞれにおける評価関数Ｊを算出する。その後の処理は、第１実施形態と同様である。

・図３２に示すように、制御装置５０は、各相において、１制御周期Ｔｃにおける相電流の上昇期間と下降期間とが同じになるようにインバータ２０を操作してもよい。これにより、ホワイトノイズを低減することができる。なお、図３２には、Ｕ相電流ＩＵｒ及びＵ相指令電流ＩＵ＊を例示した。

・１予測周期Ｔｐと１制御周期Ｔｃとが同じ長さであってもよい。

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１０…回転電機、２０…インバータ、２１…コンデンサ、５０…制御装置。

Claims (22)

1. 回転電機（１０）に電気的に接続された電力変換回路（２０）と、
   前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されたコンデンサ（２１）と、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置（５０）において、
   前記回転電機の動作領域に基づいて、前記コンデンサに流れるリップル電流を反映した前記電力変換回路のスイッチングモードを決定する決定部と、
   前記電力変換回路のスイッチングモードを、前記決定部により決定されたスイッチングモードとすべく、前記電力変換回路を操作する操作部と、
   前記電力変換回路のスイッチングモードを複数通りのそれぞれに仮設定した場合における前記回転電機の制御量及び前記コンデンサに流れる電流を予測する予測部と、を備え、
   前記決定部は、複数通りに仮設定されたスイッチングモードそれぞれについて、予測された前記制御量とその指令値との偏差、及び前記コンデンサに流れる電流を入力パラメータとする評価関数を算出し、算出した前記評価関数に基づいて、次回の制御周期において採用するスイッチングモードを決定する回転電機の制御装置。
2. 前記決定部は、複数通りに仮設定されたスイッチングモードそれぞれにおいて予測された前記コンデンサに流れる電流のうち、その実効値が最小になるとの条件を課して、次回の制御周期において採用するスイッチングモードを決定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記決定部は、複数通りに仮設定されたスイッチングモードそれぞれにおいて予測された前記コンデンサに流れる電流がその許容上限値を超えないとの条件を課して、次回の制御周期において採用するスイッチングモードを決定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記決定部は、前記動作領域に基づいて、前記許容上限値を可変とする請求項３に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記操作部は、決定されたスイッチングモードに基づいて、固定座標系において前記回転電機に印加する指令電圧を算出し、算出した前記指令電圧とキャリア信号との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、前記電力変換回路を操作する請求項１～４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記制御量は、回転座標系において前記回転電機に流れる電流である請求項１～５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記制御量は、前記回転電機のトルク及び前記回転電機を構成する巻線の鎖交磁束である請求項１～５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として、回転座標系において前記回転電機に印加する指令電圧を算出するフィードバック演算部を備え、
   前記予測部は、算出された前記指令電圧に基づいて、仮設定するスイッチングモードを決定する請求項１～７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記予測部は、仮設定するスイッチングモードとして、前記回転電機に印加する６つの有効電圧ベクトル及び２つの無効電圧ベクトルそれぞれに対応するスイッチングモードを用いる請求項１～７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
10. 前記予測部は、仮設定するスイッチングモードとして、前記回転電機に印加する６つの有効電圧ベクトル及び２つの無効電圧ベクトルのうち、前記有効電圧ベクトルのみに対応するスイッチングモードを用いる請求項１～７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
11. 前記予測部は、
    前記回転電機に印加される指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルを選択する第１処理部と、
    前記指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルのうち、前記第１処理部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する第２処理部と、を含み、
    仮設定するスイッチングモードとして、前記回転電機に印加する６つの有効電圧ベクトル及び２つの無効電圧ベクトルのうち、前記第１処理部及び前記第２処理部それぞれにより選択された３種類の有効電圧ベクトルのみに対応するスイッチングモードを用いる請求項１０に記載の回転電機の制御装置。
12. 前記予測部は、前記回転電機に印加される指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルを選択し、仮設定するスイッチングモードとして、前記回転電機に印加する６つの有効電圧ベクトル及び２つの無効電圧ベクトルのうち、選択された２種類の有効電圧ベクトル及び少なくとも１つの無効電圧ベクトルのみに対応するスイッチングモードを用いる請求項１～７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
13. 前記予測部は、
    前記回転電機に印加される指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルを選択する第１処理部と、
    前記指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルのうち、前記第１処理部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する第２処理部と、を含み、
    前記回転電機の印加電圧の変調率が所定変調率以下の場合、仮設定するスイッチングモードとして、前記回転電機に印加する６つの有効電圧ベクトル及び２つの無効電圧ベクトルのうち、前記第１処理部及び前記第２処理部それぞれにより選択された３種類の有効電圧ベクトルのみに対応するスイッチングモードを用い、
    前記変調率が前記所定変調率を超える場合、仮設定するスイッチングモードとして、前記回転電機に印加する６つの有効電圧ベクトル及び２つの無効電圧ベクトルのうち、前記第２処理部により選択された２種類の有効電圧ベクトル及び２つの前記無効電圧ベクトルのみに対応するスイッチングモードを用いる請求項１～７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
14. 前記予測部は、１制御周期を複数に分割した予測周期それぞれにおいて複数のスイッチングモードを仮設定し、前記各予測周期で設定したスイッチングモードの組み合わせそれぞれについて、前記制御量及び前記コンデンサに流れる電流を予測する請求項１～１３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
15. Ｎを２以上の整数とする場合、前記予測部は、前記制御量のＮ次高調波成分の１周期以上に渡る期間において前記制御量及び前記コンデンサに流れる電流を予測する請求項１～１４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
16. 回転電機（１０）に電気的に接続された電力変換回路（２０）と、
    前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されたコンデンサ（２１）と、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置（５０）において、
    前記回転電機の動作領域に基づいて、前記コンデンサに流れるリップル電流を反映した前記電力変換回路のスイッチングモードを決定する決定部と、
    前記電力変換回路のスイッチングモードを、前記決定部により決定されたスイッチングモードとすべく、前記電力変換回路を操作する操作部と、
    前記電力変換回路のスイッチングモードを複数通りのそれぞれに仮設定した場合における前記回転電機の制御量及び前記コンデンサに流れる電流を予測する予測部と、を備え、
    前記決定部は、前記制御量の指令値を中間値とした所定範囲（ΔＩｔｈｑ）を設定し、複数通りに仮設定されたスイッチングモードそれぞれにおいて予測された前記制御量のうち、予測された前記コンデンサに流れる電流がその許容上限値を超えなくて、かつ、前記所定範囲の上限値又は下限値を跨ぐタイミングが最も遅いタイミングの制御量に対応するスイッチングモードを次回採用するスイッチングモードとして決定し、
    前記操作部は、前記電力変換回路のスイッチングモードを、前記決定部により決定されたスイッチングモードに前記最も遅いタイミングで切り替えるように、前記電力変換回路を操作する回転電機の制御装置。
17. 前記操作部は、前記回転電機に流れる相電流が上昇する期間及び下降する期間それぞれが互いに同じになるように前記電力変換回路を操作する請求項１～１６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
18. 前記操作部は、前記電力変換回路を構成するスイッチの各制御周期におけるスイッチング回数が同じになるように前記電力変換回路を操作する請求項１～１７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
19. 前記操作部は、前記電力変換回路を構成する各相のスイッチのうち、複数の相のスイッチが同時にスイッチングしないように前記電力変換回路を操作する請求項１～１８のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
20. 前記操作部は、前記電力変換回路を構成する各相のスイッチのうち、複数の相のスイッチが同時にスイッチングすることを許可しつつ前記電力変換回路を操作する請求項１～１８のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
21. 回転電機（１０）に電気的に接続された電力変換回路（２０）と、
    前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されたコンデンサ（２１）と、
    コンピュータと、を備えるシステムに適用されるプログラムにおいて、
    前記コンピュータに、
    前記回転電機の動作領域に基づいて、前記コンデンサに流れるリップル電流を反映した前記電力変換回路のスイッチングモードを決定する決定処理と、
    前記電力変換回路のスイッチングモードを、前記決定処理により決定されたスイッチングモードとすべく、前記電力変換回路を操作する操作処理と、
    前記電力変換回路のスイッチングモードを複数通りのそれぞれに仮設定した場合における前記回転電機の制御量及び前記コンデンサに流れる電流を予測する予測処理と、を実行させ、
    前記決定処理において、複数通りに仮設定されたスイッチングモードそれぞれについて、予測された前記制御量とその指令値との偏差、及び前記コンデンサに流れる電流を入力パラメータとする評価関数を算出し、算出した前記評価関数に基づいて、次回の制御周期において採用するスイッチングモードを決定する、プログラム。
22. 回転電機（１０）に電気的に接続された電力変換回路（２０）と、
    前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されたコンデンサ（２１）と、
    コンピュータと、を備えるシステムに適用されるプログラムにおいて、
    前記コンピュータに、
    前記回転電機の動作領域に基づいて、前記コンデンサに流れるリップル電流を反映した前記電力変換回路のスイッチングモードを決定する決定処理と、
    前記電力変換回路のスイッチングモードを、前記決定処理により決定されたスイッチングモードとすべく、前記電力変換回路を操作する操作処理と、
    前記電力変換回路のスイッチングモードを複数通りのそれぞれに仮設定した場合における前記回転電機の制御量及び前記コンデンサに流れる電流を予測する予測処理と、を実行させ、
    前記決定処理において、前記制御量の指令値を中間値とした所定範囲（ΔＩｔｈｑ）を設定し、複数通りに仮設定されたスイッチングモードそれぞれにおいて予測された前記制御量のうち、予測された前記コンデンサに流れる電流がその許容上限値を超えなくて、かつ、前記所定範囲の上限値又は下限値を跨ぐタイミングが最も遅いタイミングの制御量に対応するスイッチングモードを次回採用するスイッチングモードとして決定し、
    前記操作処理において、前記電力変換回路のスイッチングモードを、前記決定処理により決定されたスイッチングモードに前記最も遅いタイミングで切り替えるように、前記電力変換回路を操作する、プログラム。

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