JP7015681B2 - ヒータ温度制御回路、及び、それを用いたセンサ装置 - Google Patents

Description

この発明は、ヒータ温度制御回路、及び、それを用いたセンサ装置に関する。

特許文献１及び特許文献２には、マイクロヒータの温度制御装置に関する発明が開示されている。

特許文献１の図１や、特許文献２の図２に示すように、温度制御装置は、ホイートストンブリッジと、ホイートストンブリッジに接続される駆動用のオペアンプと、を有したフィードバック制御方式が広く知られている。

特許文献１及び特許文献２では、マイクロヒータを酸素濃度装置やアルコール濃度検知装置に使用している。

ところで、ガス濃度の検出精度を高めるためには、ヒータ温度を一定に維持できる高精度の制御回路が必要である。

特開２０１１－１８５７４２号公報 特開２０１２－２５１９７５号公報

しかしながら、従来の温度制御装置では、ヒータ温度制御回路に使用する抵抗器の精度に依存した温度誤差が生じる。このため、ヒータ温度を一定値に高精度に維持することができない。従来の問題点を、図面を用いて説明する。図６は、従来におけるヒータ温度制御回路の最小単位である。

図６に示すように、ホイートストンブリッジは、ヒータ１００と、抵抗器１０１、１０２、１０３と、を有して形成される。図６に示すように、抵抗器１０１とヒータ１００とが直列に接続され、その中点（出力部）１０４が、オペアンプ１０５の半転入力端子（Ｖ_ｉｎ－端子）１０５ａに接続されている。また、抵抗器１０２と抵抗器１０３とが直列に接続され、その中点（出力部）１０６が、オペアンプ１０５の非反転入力端子（Ｖ_ｉｎ＋端子）１０５ｂに接続されている。

図６に示すブリッジ回路の平衡条件は、以下の式（１）で示される。

ここで、Ｒ_ｈは、安定時のヒータ温度（目標温度）における抵抗値である。

図６のヒータ温度制御回路では、各抵抗器１０１、１０２、１０３の抵抗値Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３を決定することで、自動的に負帰還が掛かり、ヒータ１００が目標温度で安定するように回路が動作する。

ところで、各抵抗器１０１、１０２、１０３の抵抗値Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３は、夫々固有の抵抗値許容誤差と抵抗温度係数（ＴＣＲ）を有している。

このため、抵抗値許容誤差及び抵抗温度係数（ＴＣＲ）を加味すると、式（１）は、以下の式（２）で示される。

このため、ブリッジ平衡条件により定まるＲ_ｈに、誤差が生じることは避けられない。

この誤差は、結果的に、目標温度に対するヒータ温度の安定点の偏差として現れる。

ここで、目標抵抗値Ｒ_ｈは、以下の式（３）で定義される。

式（３）から、以下の式（４）に示すように、安定時のヒータ温度（目標温度）を算出することができる。

しかしながら、上記の式（２）で示したように、図６のヒータ温度制御回路では、目標抵抗値Ｒ_ｈに、誤差が生じる。最悪のケースとしては、抵抗値Ｒ_１、Ｒ_３が大きくなる方に誤差が生じ、抵抗値Ｒ_２が小さくなる方に誤差が生じたときは、目標抵抗値Ｒ_ｈの誤差が非常に大きくなる。

したがって、ヒータ１００の温度精度を高めることができず、ヒータ１００を用いたセンサ装置のセンサ感度が低下したり、ばらつきが大きくなりやすい。

そこで本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、従来に比べて、ヒータ温度を高精度に制御することができるヒータ温度制御回路、及び、それを用いたセンサ装置を提供することを目的とする。

本発明は、ヒータの温度を制御するヒータ温度制御回路であって、前記ヒータ温度制御回路は、第１回路と第２回路とが並列に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続されるオペアンプと、を含み、前記第１回路は、前記ヒータと抵抗器とが直列に接続され、前記第１回路の中点が、前記オペアンプの一方の入力部に接続されており、
前記第２回路からは、前記ブリッジ回路のリファレンス電圧Ｖ_ｒｅｆに、前記ヒータの目標抵抗値Ｒ_ｈと前記抵抗器の抵抗値Ｒ_１との分圧比を乗じた出力値Ｖ_ｏｕｔが、前記オペアンプの他方の入力部に入力され、前記第２回路は、Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサを含み、前記Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサの出力部が、前記オペアンプの他方の入力部に接続されていることを特徴とする。

また、本発明では、前記第２回路は、前記Ｄ／Ａコンバータを含み、前記Ｄ／Ａコンバータには、前記分圧比に２^ｎ－１（ｎは、前記Ｄ／Ａコンバータのビット数）を乗じたデジタルデータが入力されることが好ましい。

また、本発明では、前記オペアンプの出力部側に、ローパスフィルタが接続されていることが好ましい。

また、本発明では、前記ブリッジ回路の入力部と、前記ローパスフィルタの出力部との間に、電流増幅用トランジスタが接続されていることが好ましい。

また、本発明におけるセンサ装置は、センサ素子と、上記のいずれかに記載のヒータ温度制御回路と、を有することを特徴とする。

また、本発明では、前記センサ素子は、ガス濃度を検出することが好ましい。

本発明のヒータ温度制御装置によれば、従来に比べて、ヒータの温度精度を向上させることができる。また、本発明では、ヒータの設定温度を柔軟に、調整し、また変更できる等、従来のヒータ温度制御装置では実現できない効果を備える。

本実施形態のセンサ装置の一例を示す斜視図である。 本実施形態のヒータ温度制御回路の最小単位を示す回路図である。 図２と一部異なる本実施形態のヒータ温度制御回路の最小単位を示す回路図である。 図２に示すヒータ温度制御回路の応用例を示す回路図である。 図２に示すヒータ温度制御回路の応用例を示す回路図である。 従来のヒータ温度制御回路の最小単位を示す回路図である。

以下、本発明の一実施形態（以下、「実施形態」と略記する。）について、詳細に説明する。なお、本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で種々変形して実施することができる。

図１は、本実施形態のセンサ装置の一例を示す斜視図である。図１は、接触燃焼式ガスセンサの一例であり、例えば、水素濃度を検出可能な水素センサである。

図１に示す符号１は、水晶の結晶をエッチングなどで切り出して作製された水晶板（水晶基板）である。符号２は、検出用水晶振動子であり、符号３は、参照用水晶振動子である。

図１に示すように、検出用水晶振動子２には、水晶板１を切り出して形成された水晶面に、水素反応触媒層４が形成されている。水素反応触媒層４は、例えば、白金膜により形成されている。

図１に示すように、参照用水晶振動子３には、水晶板１を切り出して形成された水晶面に、水素非反応層５が形成されている。水素非反応層５は、例えば、金薄膜で形成されている。

なお、図示しないが、水素反応触媒層４、及び、水素非反応層５は、各水晶振動子２、３の両面に形成される。

ところで、水素反応触媒層４としての白金膜が、触媒作用を発揮するためには、所定温度以上に加熱することが必要である。このため、図１に示すように、加熱用の線状のヒータ６が、水素反応触媒層４に隣接して形成されている。

また、図１に示すように、加熱用の線状のヒータ６は、水素非反応層５にも近接して形成されている。

図１では、ヒータ６は、水素反応触媒層４、及び、水素非反応層５の周囲を囲むように形成されるが、これは一例であって、ヒータ６の形状や配置等を限定するものではない。

なお、水素反応触媒層４、及び、水素非反応層５の加熱用としてのヒータ６は、互いに同じ特性を有するように、例えば、同じ材質で形成されることが好ましい。これは、水素反応触媒層４と水素非反応層５の両方を同一条件で加熱し、水素反応触媒層４の発生する熱量を正確に検出するためである。

図１に示す端子９は、検出用水晶振動子２の共振周波数を測定するためにコルピッツ発振回路などの発振回路（図示せず）に接続される。また、その発振回路は周波数測定装置（図示せず）に接続される。

図１に示す水素センサの動作原理について説明する。まず、ヒータ６の端子７，８に給電し、ヒータ６を加熱する。このとき、ヒータ６が所定温度となるように制御される。温度制御は、後述するヒータ温度制御回路で行われる。この給電によって、検出用水晶振動子２と、参照用水晶振動子３は、同一条件で予熱された状態となる。ここで予熱とは、水素反応触媒層４が触媒として機能する温度まで温度を上げることである。

また、端子９をそれぞれ発振回路に接続する。水晶板２，３は厚み滑り振動子として振動し、その固有振動数に応じた周波数信号が発振回路から出力する。発振回路の発振周波数は、周波数測定装置で測定され、検出用水晶振動子２の共振周波数が測定される。

ここで、予熱によって温度が上昇した状態の検出用水晶振動子２、及び、参照用水晶振動子３の共振周波数を測定する。

この状態で、水素を含む空気が流れて来ると、この水素センサの水素反応触媒層４における触媒の作用で、水素が空気中の酸素によって酸化される。この酸化に伴い、酸化熱が発生し、検出用水晶振動子２の温度が予熱温度以上に上昇する。

参照用水晶振動子３には水素非反応層５が形成されており、空気中に水素が含まれていても水素の酸化は行われず、参照用水晶振動子３の温度は、予熱温度のまま維持される。すなわち、検出用水晶振動子２は、水素の酸化熱によって予熱以上の温度になり、一方、参照用水晶振動子３は、予熱温度のままとなる。よって、検出用水晶振動子２の共振周波数は、予熱温度と水素の酸化熱による温度上昇に伴う温度での共振周波数となり、一方、参照用水晶振動子３の共振周波数は、予熱温度での共振周波数となる。

ここで、検出用水晶振動子２の共振周波数と参照用水晶振動子３の共振周波数とを測定し、その差を取ると、予熱によって上昇した温度の要素がなくなり、検出用水晶振動子２が純粋に水素の酸化熱によって受けた影響に伴う周波数変化の要素のみを検出することが可能になる。

このようにして、水素の酸化熱による周波数変化を測定することにより、空気中の水素濃度を測定することができる。

上記した水素センサ等の接触燃焼式ガスセンサは、ヒータ６により１００℃～３５０℃程度の温度に加熱することで触媒が活性化し、被測定ガスを検出することができる。

センサ感度は、触媒温度により変化するため、ガス濃度の検出精度を高めるには、ヒータ温度を目標温度に維持することが可能なヒータ温度制御回路が必要となる。

そこで本発明者らは、鋭意検討を重ねた結果、ブリッジ回路に使用する抵抗器の数を削減することで、ヒータの目標温度に対する誤差を低減でき、従来に比べて、高精度なヒータ温度制御回路を開発するに至った。以下、本実施形態のヒータ温度制御回路について詳述する。

図２は、本実施形態のヒータ温度制御回路の最小単位を示す回路図である。図２に示すように、本実施形態のヒータ温度制御回路１０は、ブリッジ回路１１と、ブリッジ回路１１に接続される駆動用のオペアンプ１２とを、有して構成される。

図２に示すように、ブリッジ回路１１は、入力部１１ａと、接地部１１ｂとの間に、第１回路１１ｃと第２回路１１ｄとが並列に接続されている。

図２に示すように、第１回路１１ｃには、抵抗器１３と、ヒータ６とが直列に接続されている。抵抗器１３は、例えば、固定抵抗器である。図１に示すように、第１回路１１ｃの中点（出力部）１１ｅが、オペアンプ１２の反転入力端子（Ｖ_ｉｎ－端子）１２ａに接続されている。

図２に示すように、第２回路１１ｄには、Ｄ／Ａコンバータ（デジタル／アナログコンバータ）１５が接続されている。そして、Ｄ／Ａコンバータ１５の出力部１５ａが、オペアンプ１２の非反転入力端子（Ｖ_ｉｎ＋端子）１２ｂに接続されている。なお、ここで使用するＤ／Ａコンバータは、リファレンス電圧の外部入力端子Ｖ_ｒｅｆを有するものである。

本実施形態では、図６に示す従来のヒータ温度制御回路（最小単位）と比較して明らかなように、ブリッジ回路１１から抵抗器１０２、１０３（図６参照）を削除し、その代わりに、Ｄ／Ａコンバータ１５を第２回路１１ｄに接続している。このように、本実施形態では、ブリッジ回路に使用する抵抗器の数は一つのみであり、抵抗器数を最小にすることが可能である。

図２に示す本実施形態のヒータ温度制御回路の平衡条件は、以下の式（５）で示される。

ここで、Ｖ_ｏｕｔは、Ｄ／Ａコンバータ１５の出力値である。Ｖ_ｒｅｆは、入力部１１ａに印加されるリファレンス電圧である。Ｒ_ｈは、ヒータ６の目標抵抗値である。Ｒ_１は、抵抗器１３の抵抗値である。

図２に示すヒータ温度制御回路１０の動作原理について説明する。オペアンプ１２へは、Ｄ／Ａコンバータ１５からの電圧出力（出力値Ｖ_ｏｕｔ）が入力される。一方、第１回路１１ｃの中点１１ｅからは、抵抗値Ｒ_１とヒータ６の抵抗値との分圧比に基づく出力が入力される。したがって、オペアンプ１２から差動出力が得られ、その差動出力に応じて、ヒータ６へ流れる電流量が変動する。なお、電流は、ほとんど第１回路１１ｃ側に流れる。ヒータ６に電流が流れることで、ヒータ温度が上昇し、それに伴い、ヒータ６の抵抗値も上昇する。いずれヒータ６が目標温度に到達したら、目標抵抗値Ｒ_ｈとなり、オペアンプ１２の出力電圧の上昇は停止する。外気温の変動や風などの外乱により、ヒータの温度が変動した場合は、それに応じてオペアンプの出力電圧が変化し、ヒータの放熱とバランスする電圧値で安定する。

上記の式（５）を変形し、ヒータ６の目標抵抗値Ｒ_ｈの式に直すと以下の式（６）のようになる。

ここで、ブリッジ回路１１に設けられた抵抗器１３の抵抗値許容誤差及び抵抗温度係数（ＴＣＲ）を加味すると、上記の式（６）は、以下の式（７）のように変形することができる。

さて、本実施形態では、Ｄ／Ａコンバータ１５のデジタルデータ入力端子１５ｂから、以下の式（８）に示すデジタルデータ（ＤＡＴＡ）が入力される。

ＤＡＴＡ＝｛Ｒ_ｈ／（Ｒ_１＋Ｒ_ｈ）｝×（２^ｎ-1） （８）
ｎは、Ｄ／Ａコンバータのビット数である。

上記の式（８）に示す２^ｎ－１は、デジタルデータのフルスケールである。したがって、このフルスケールに、分圧比｛Ｒ_ｈ／（Ｒ_１＋Ｒ_ｈ）｝を乗算することで、フルスケールデータを分圧比に応じたデジタルデータに変換することができる。なお、ビット数ｎを限定するものではないが、８ビット～２４ビットのものであれば、安価に入手可能である。

デジタルデータは、汎用マイコンなどを用いることで、外部から書き込むことが可能である。したがって、デジタルデータを任意に設定及び変更することが可能である。通信方式としては、Ｉ^２ＣやＳＰＩなどのシリアルデータを取り扱うシリアル方式や、パラレルデータを取り扱うパラレル方式があり、特に、通信方式を限定するものではない。

目標抵抗値Ｒ_ｈ及び固定抵抗Ｒ_１は、例えば、メーカのカタログ値から得ることができる。これら抵抗値を適宜設定し、デジタルデータを書き込む。図２に示すように、Ｄ／Ａコンバータ１５には、リファレンス電圧Ｖ_ｒｅｆが入力されており、したがって、上記の式（５）より、出力値Ｖ_ｏｕｔを得ることができ、オペアンプ１２に入力される。

ここで、本実施形態の目標抵抗値Ｒ_ｈについて考察すると、ブリッジ回路１１の平衡条件から得られる目標抵抗値Ｒ_ｈは、上記の式（７）であるが、式（７）から明らかなように、本実施形態では、従来回路における抵抗器１０２、１０３の誤差の影響を無くすことができる。

また、Ｄ／Ａコンバータ１５の確度は、ビット数と誤差の仕様値で考えることができる。例えば、１６ビットで、±数ＬＳＢの誤差を有するＤ／Ａコンバータ１５であれば、数十ｐｐｍ（１０^－５）の確度を得ることができる。

このため、本実施形態のように、抵抗器１０２、１０３（図６参照）に代えて、Ｄ／Ａコンバータ１５を用いることで、式（７）にて得られる目標抵抗値Ｒ_ｈの誤差を小さくすることができる。

したがって、本実施形態では、従来に比べて、ヒータ６の温度精度を向上させることができる。なお、ヒータ温度の計算式は、上述の式（４）と同じであるため、割愛する。

次に、ヒータの温度誤差について白金ヒータを具体例として説明する。まず、図６に示す従来のヒータ温度制御回路での誤差を求めた。ヒータの目標抵抗値Ｒ_ｈ＝５０Ω、ＴＣＲ＝＋３９００ｐｐｍ／℃（純白金）に対して、抵抗器１０１、１０２、１０３に汎用抵抗器を用いた場合、許容誤差±５％、ＴＣＲ＝±１００ｐｐｍ／℃として計算した。その結果、許容誤差によるヒータの抵抗偏差は最大８Ωであり、温度換算すると４１℃であった。すなわち、従来のヒータ温度制御回路では、最大で４１℃もの温度誤差が生じる結果になった。なお、以下の表１に、計算に使用した抵抗器の物性を示す。

なお、表１に示す抵抗器の物性値は、一般に市販されている汎用品のカタログ値である。

また、２０℃±６０℃の温度変化を加えて試算すると、許容誤差と抵抗温度係数ＴＣＲの二つの誤差によるヒータの抵抗偏差は最大で９Ωであり、温度換算すると４７℃の誤差が生じた。なお、計算結果からわかるように、温度誤差においては、抵抗値許容誤差の影響が支配的であることがわかる。

また、別の例として、高精度の抵抗器（許容誤差：±０．１％、ＴＣＲ＝±２５ｐｐｍ／℃）を使用した場合、許容誤差によるヒータの抵抗偏差は最大で０．４Ωであり、温度換算すると１．９℃の誤差が生じた。高精度の抵抗器を用いれば、幾分、ヒータの温度精度を改善できているが、まだ不十分である。なお、以下の表２に、計算に使用した高精度の抵抗器の物性を示す。

なお、表２に示す抵抗器の物性値は、市販品の中で精度の高い製品のカタログ値である。

また、温度調節用として抵抗器（Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３の何れか、または複数）に、可変抵抗器（ボリューム）を使用すると、逆に、抵抗値精度が悪化し、温度誤差も大きくなることがわかった。更に、マイクロヒータの材料としてよく用いられる薄膜金属ヒータ等の抵抗温度係数ＴＣＲが白金バルク値よりも小さなヒータの場合、白金バルク値との抵抗温度係数の比に比例して、倍々に温度偏差が大きくなることがわかった。

これに対して、本実施形態では、例えば、１６ビットのＤ／Ａコンバータ１５で、Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ（微分非直線性）が、±１ＬＳＢの素子を回路に組み込んだ場合、精度としては、約３０ｐｐｍ（０．０３％）程度の誤差しか生じず、従来のヒータ温度制御回路のように抵抗器１０２、１０３（図６参照）を使用した場合よりも、一桁以上の精度改善が可能であるとわかった。これにより、本実施形態の許容誤差によるヒータの抵抗偏差は最大で０．１６Ωであり、温度換算すると０．８℃であり、このように、温度の誤差を±１℃以下に低減できるとわかった。

図３の実施形態では、図２に対して、ヒータ６と抵抗器１３の位置を入れ替えている。なお、図３に示すように、オペアンプ１２の反転入力端子１２ａと非反転入力端子１２ｂが図２とは逆になる。また、図３におけるヒータ温度制御回路での平衡条件は、以下の式（９）により求めることができる。

図３のように、ヒータ６と抵抗器１３の位置を入れ替えても、図２と同様に動作可能であり、ヒータ温度を高精度に維持することができる。

ところで、Ｄ／Ａコンバータを用いたヒータ温度制御回路では、Ｄ／Ａコンバータ１５からの出力の初期状態によっては、正帰還による問題が生じる。即ち、Ｄ／Ａコンバータ１５の出力の初期値が０Ｖである場合、デジタルデータ（ＤＡＴＡ）が書き込まれるまでの間に、オペアンプ１２の出力が低下する方向へ動作し、オペアンプ１２からの出力が０Ｖになった時点で回路全体が動かなくなるという問題が生じる。

このため、オペアンプ１２の出力が０Ｖにならないように、例えば、オペアンプ１２の入力段に工夫を施すことが必要とされる。具体的には、オペアンプ１２の非反転入力端子（Ｖ_ｉｎ＋端子）に、一時的に正電圧を印加したり、オペアンプ１２の反転入力端子（Ｖ_ｉｎ－端子）に、一時的に負電圧を印加したり、或いは、Ｄ／Ａコンバータ１５のＶ_ｒｅｆ端子に、一時的に正電圧を印加し、オペアンプ１２の出力が０Ｖにならないように調節する。上記に挙げた構成は一例であって、これらに限定されるものではない。

また、図２や図３に示した最小構成のヒータ温度制御回路１０では、制御系にヒータ６の時定数という遅れ要素が入っている。このため、出力信号の位相が１８０°回ると、オペアンプ１２が異常発振するという問題が生じる。例えば、負帰還制御系で位相が１８０°回る周波数で、ループゲインが１より大きい場合に、フィードバック制御系ヒータの時定数に応じた周波数での発振条件が成立し、異常発振が生じる。

そこで、本実施形態では、図４に示す応用例に示すように、オペアンプ１２の出力段に、異常発振防止用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０を接続した。また、図４では、オペアンプ１２に帰還抵抗２１を付与した。これにより、ヒータ温度制御回路１０の応答周波数を、ヒータ６の時定数よりも遅くすることでループゲインを１以下に小さくすることができる。これにより、異常発振を抑制することができる。

なお、ヒータ温度制御回路１０の応答速度が遅くなると、ヒータ６が目標温度に達するまでの加熱時間が遅くなったり、外気温の変動に対する追従性が悪化しやすい。そこで、高次フィルタや、アクティブフィルタなど減衰率の大きいローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０を使用することで、ループゲインが１以下となる条件を満足する範囲を広げることができ、ヒータ温度制御回路１０の応答速度を最大化することができる。

ただし、応答性を重視しない場合は、ローパスフィルタ２０に、一次フィルタを使用することで、最小の素子数で回路を実現できる。図５は、図４の回路構成から、更に、電流増幅用のトランジスタを追加した応用例である。図５に示すように、電流増幅用のトランジスタ２２を、ブリッジ回路の入力部１１ａとローパスフィルタ２０の出力部２０ａとの間に接続する。これにより、ブリッジ回路１１の第１回路１１ｃへの電流を増幅でき、すなわち、ヒータ６に流す電流量を大きくでき、消費電力の大きなヒータでも駆動することができる。

本実施形態のヒータ温度制御回路１０では、ブリッジ回路１１の第２回路１１ｄからオペアンプ１２への出力値Ｖ_ｏｕｔは、ブリッジ回路１１のリファレンス電圧Ｖ_ｒｅｆに、ヒータの目標抵抗値Ｒ_ｈと抵抗値Ｒ_１との分圧比を乗じた値、すなわち、Ｖ_ｒｅｆ×｛Ｒ_ｈ／（Ｒ_ｈ＋Ｒ_１）｝、或いは、Ｖ_ｒｅｆ×｛Ｒ_１／（Ｒ_ｈ＋Ｒ_１）｝として制御される。

上記した出力値Ｖ_ｏｕｔは、Ｄ／Ａコンバータ１５以外にマルチプレクサを用いてアナログ的に処理してもよい。

本実施形態におけるヒータ温度制御回路１０を用いたことの効果について説明する。まず、第一に、ヒータ６の温度精度を従来よりも高めることができる。第二に、ヒータ６の温度設定を柔軟に調整及び、変更することができる。すなわち、Ｄ／Ａコンバータ１５を用いたヒータ温度制御回路１０では、固定抵抗器或いは半固定抵抗器によるブリッジ回路では実現できない、ヒータ加熱中での設定温度変更を自由にすることができる。

例えば、センサ装置の運転中に、ヒータ６の温度を切り替えて複数のガスを検出したり、ヒータ６を常温から徐々に加熱することで、センサ素子への熱応力を緩和することができる。また、一時的に本来の設定温度よりも高温に設定し、ヒータ温度の立ち上がり速度が高速となるように調節することも出来る。

ただし、ヒータ６と抵抗器１３による電圧降下、すなわちリファレンス電圧Ｖ_ｒｅｆがオペアンプ１２の最大出力電圧を越えない範囲に制限される。

なお、従来のブリッジ回路によるヒータ温度制御回路においても、ボリュームによって抵抗値を合わせ込み、抵抗値精度を一時的に高めることは可能であるが、振動やバックラッシュによる抵抗値のドリフトを避けることはできない。また、抵抗温度係数（ＴＣＲ）が高精度抵抗器（表２参照）と比べて大きい。このため、このような構成のものに比べても、本実施形態のヒータ温度制御回路１０は、より効果的に、ヒータの温度精度を高めることができる。

また、従来においては、ヒータに流れる電流をシャント抵抗（電流検出用抵抗）で検出し、印加電圧をダイナミックに制御する方法も使用されるが、１Ｗ以下のマイクロヒータにおいては、シャント抵抗の抵抗値による誤差の影響が大きい。したがって、このような構成のものに比べても、本実施形態のヒータ温度制御回路は、より効果的に、ヒータの温度精度を高めることができる。

また、シャント抵抗を使用した制御回路において電圧制御用に使用する制御マイコンは、ＰＩＤ制御などのリアルタイムでの処理が必要となるため、ＣＰＵを占有する。これに対して、本実施形態では、起動時に、Ｄ／Ａコンバータ１５へのデジタルデータの書き込み、あるいはマルチプレクサへの分圧比制御を一度行えば、後は回路が独立して制御するため、マイコンの負担が極めて軽微である。

なお、本実施形態のヒータ温度制御回路は、図１に示す水素センサ等の接触燃焼式ガスセンサのみならず、酸化物半導体式ガスセンサ、或いは、流量センサ等の熱式センサなどマイクロヒータを搭載した各種センサ・デバイスの温度制御用に適用可能である。

本発明のヒータ温度制御回路によれば、ヒータ温度精度を向上させることができるため、接触燃焼式ガスセンサや、酸化物半導体式ガスセンサ、またガスセンサに限らず、ヒータを有するＭＥＭＳセンサ等、センサ精度が求められる様々なデバイスに適用することができる。

１ ：水晶板
２ ：検出用水晶振動子
３ ：参照用水晶振動子
４ ：水素反応触媒層
５ ：水素非反応層
６ ：ヒータ
１０ ：ヒータ温度制御回路
１１ ：ブリッジ回路
１１ａ ：入力部
１１ｂ ：接地部
１１ｃ ：第１回路
１１ｄ ：第２回路
１１ｅ ：中点
１２ ：オペアンプ
１２ａ ：反転入力端子
１２ｂ ：非反転入力端子
１３ ：抵抗器
１５ ：Ｄ／Ａコンバータ
１５ａ ：出力部
１５ｂ ：デジタルデータ入力端子
２０ ：ローパスフィルタ
２０ａ ：出力部
２１ ：帰還抵抗
２２ ：トランジスタ
Ｒ_１ ：抵抗値
Ｒ_ｈ ：目標抵抗値
Ｖ_ｏｕｔ ：出力値
Ｖ_ｒｅｆ ：外部リファレンス電圧

Claims (6)

1. ヒータの温度を制御するヒータ温度制御回路であって、
   前記ヒータ温度制御回路は、第１回路と第２回路とが並列に接続されたブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路に接続されるオペアンプと、を含み、
   前記第１回路は、前記ヒータと抵抗器とが直列に接続され、前記第１回路の中点が、前記オペアンプの一方の入力部に接続されており、
   前記第２回路からは、前記ブリッジ回路のリファレンス電圧Ｖ_ｒｅｆに、前記ヒータの目標抵抗値Ｒ_ｈと前記抵抗器の抵抗値Ｒ_１との分圧比を乗じた出力値Ｖ_ｏｕｔが、前記オペアンプの他方の入力部に入力され、
   前記第２回路は、Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサを含み、前記Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサの出力部が、前記オペアンプの他方の入力部に接続されていることを特徴とするヒータ温度制御回路。
2. 前記第２回路は、前記Ｄ／Ａコンバータを含み、前記Ｄ／Ａコンバータには、前記分圧比に２^ｎ－１（ｎは、前記Ｄ／Ａコンバータのビット数）を乗じたデジタルデータが入力されることを特徴とする請求項１に記載のヒータ温度制御回路。
3. 前記オペアンプの出力部側に、ローパスフィルタが接続されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のヒータ温度制御回路。
4. 前記ブリッジ回路の入力部と、前記ローパスフィルタの出力部との間に、電流増幅用トランジスタが接続されていることを特徴とする請求項３に記載のヒータ温度制御回路。
5. センサ素子と、前記センサ素子に熱を加える前記ヒータ、及び請求項１から請求項４のいずれかに記載のヒータ温度制御回路と、を有することを特徴とするセンサ装置。
6. 前記センサ素子は、ガス濃度を検出することを特徴とする請求項５に記載のセンサ装置。

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