JP2021103137A

JP2021103137A - ガスセンサ

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Publication number: JP2021103137A
Application number: JP2019234956A
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Inventors: 圭田邊; Kei Tanabe
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Filing date: 2019-12-25
Publication date: 2021-07-15
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Abstract

【課題】ヒータ抵抗に流す電流量を環境温度に応じて自動的に変化させる。【解決手段】ガスセンサ１は、フィードバック回路Ｆ、センサ回路Ｓ１，Ｓ２及び制御回路１０を含む。フィードバック回路Ｆは、サーミスタＲｄ１を加熱するヒータ抵抗ＭＨ１と、出力信号Ｖ１に基づいてフィードバック出力Ｖｍｈを制御するアンプ回路Ａ１とを含む。センサ回路Ｓ１，Ｓ２は、フィードバック出力Ｖｍｈに応じた電流によって、サーミスタＲｄ２，Ｒｄ３を加熱するヒータ抵抗ＭＨ２，ＭＨ３を含む。制御回路１０は、出力信号Ｖ１，Ｖ３と、出力信号Ｖ１，Ｖ２の差分に応じた補正値に基づいて、出力信号Ｖｏｕｔを生成する。これにより、環境温度にかかわらずサーミスタＲｄ１〜Ｒｄ３を一定の温度に加熱することができる。サーミスタＲｄ１〜Ｒｄ３に特性差が存在する場合であっても、出力信号Ｖ１，Ｖ２の差分に応じた補正が行われる。【選択図】図１

Description

本発明は、雰囲気中に含まれるガスを検出するガスセンサに関し、特に、サーミスタを加熱するヒータ抵抗を備えたガスセンサに関する。

ガスセンサは、雰囲気中に含まれる測定対象ガスの濃度を検出するものであり、中でも、ヒータ抵抗によってサーミスタを加熱するタイプのガスセンサは小型化に優れている。例えば、特許文献１に記載されたガスセンサは、ヒータ抵抗によって加熱されるサーミスタと基準抵抗を直列に接続し、その接続点の電位に基づいて測定対象ガスの濃度を検出している。

特許文献１に記載されたガスセンサは、環境温度測定素子をさらに備えている。そして、環境温度測定素子によって得られた環境温度に応じて、ヒータ抵抗に流す電流量を微調整することにより、環境温度によらずサーミスタを一定の温度で加熱している。特許文献１に記載されたガスセンサにおいては、環境温度測定素子から出力される電圧値をＡ／Ｄ変換し、得られたデジタル値に基づいてヒータ抵抗に流す電流量を示す指示値を算出し、さらに指示値をＤ／Ａ変換することによってヒータ抵抗に流す電流を生成している。

特開２０１７−９４７２号公報

しかしながら、特許文献１に記載された方式では、ヒータ抵抗に流す電流を高精度に制御するためにはＡ／ＤコンバータやＤ／Ａコンバータのビット数を増やす必要があり、回路規模が大きくなるという問題があった。また、指示値の演算においても誤差が生じるため、ヒータ抵抗に流す電流を高精度に制御することは必ずしも容易ではなかった。しかも、Ａ／Ｄ変換、演算、Ｄ／Ａ変換には所定の時間が必要であることから、環境温度の変化に対する応答速度を高めることも容易ではなかった。

したがって、本発明は、ヒータ抵抗によってサーミスタを加熱するタイプのガスセンサにおいて、デジタル処理を行うことなく、ヒータ抵抗に流す電流量を環境温度に応じて自動的に変化させることを目的とする。

本発明によるガスセンサは、第１のサーミスタと、第１のサーミスタを第１の温度に加熱する第１のヒータ抵抗と、第１のサーミスタの抵抗値によって電位が変化する第１の接点の電位に基づいて、第１のヒータ抵抗に流す電流量を制御するアンプ回路とを含むフィードバック回路と、第２のサーミスタと、アンプ回路の出力に応じた電流によって、第２のサーミスタを第１の温度又はその近傍に加熱する第２のヒータ抵抗と含む第１のセンサ回路と、第３のサーミスタと、アンプ回路の出力に応じた電流によって、第３のサーミスタを第１の温度とは異なる第２の温度に加熱する第３のヒータ抵抗と含む第２のセンサ回路と、第１の接点の電位と、第２のサーミスタの抵抗値によって電位が変化する第２の接点の電位と、第３のサーミスタの抵抗値によって電位が変化する第３の接点の電位に基づいて、検出対象ガスの濃度を示す出力信号を生成する制御回路とを備え、制御回路は、第１及び第３の接点の電位と、第１の接点の電位と第２の接点の電位の差分に応じた補正値に基づいて、出力信号を生成することを特徴とする。

本発明によれば、アンプ回路の出力が第１のヒータ抵抗にフィードバックされることから、環境温度にかかわらず、第１のサーミスタを一定の温度に加熱することができる。そして、第２のサーミスタを加熱する第２のヒータ抵抗や、第３のサーミスタを加熱する第３のヒータ抵抗には、アンプ回路の出力に応じた電流が流れることから、第２及び第３のサーミスタについても、環境温度にかかわらず一定の温度に加熱される。これにより、互いに異なる温度に加熱される第２のサーミスタと第３のサーミスタの出力差に基づいて、検出対象ガスの濃度を判定することが可能となる。ここで、第１、第２及び第３のサーミスタに僅かな特性差が存在する場合であっても、ほぼ同じ温度に加熱される第１及び第２のサーミスタの出力差に応じた補正が行われることから、サーミスタの僅かな特性差に起因する測定誤差をキャンセルすることが可能となる。

本発明において、第１のセンサ回路は、アンプ回路の出力を受けて、第１のヒータ抵抗に流れる電流と同じ電流を第２のヒータ抵抗に供給するバッファ回路をさらに含むものであっても構わない。これによれば、第２のヒータ抵抗に第１のヒータ抵抗と同じ電流を流すことが可能となる。

本発明において、第１のセンサ回路は、アンプ回路の出力を受けて、第１のヒータ抵抗に流れる電流と異なる電流を第２のヒータ抵抗に供給するバッファ回路をさらに含むものであっても構わない。これによれば、第２のサーミスタの加熱温度が第１のサーミスタの加熱温度である第１の設定温度から僅かにずれることから、測定誤差のキャンセル動作が容易となる。

本発明において、第２のセンサ回路は、アンプ回路の出力を受けて、第１のヒータ抵抗に流れる電流よりも少ない電流を第３のヒータ抵抗に供給するアッテネータ回路をさらに含むものであっても構わない。これによれば、第３のヒータ抵抗に第１のヒータ抵抗よりも少ない電流を流すことが可能となる。

本発明において、制御回路は、第１、第２及び第３の接点の電位をそれぞれ第１、第２及び第３のデジタル値に変換するＡＤコンバータと、第１、第２及び第３のデジタル値に基づいて出力信号を生成する演算回路を含み、演算回路は、第１のデジタル値と第２のデジタル値の差分値を算出し、差分値に係数を乗じることによって補正値を算出し、第１のデジタル値と補正値を加算することによって得られるリファレンス値と第３のデジタル値を比較することによって、出力信号を生成するものであっても構わない。これによれば、係数をあらかじめ適切な値に設定しておくことにより、デジタル処理によって検出対象ガスの濃度を正確に判定することが可能となる。

このように、本発明によるガスセンサによれば、デジタル処理を行うことなく、ヒータ抵抗に流す電流量を環境温度に応じて自動的に変化させることが可能となる。このため、回路規模を縮小しつつ、環境温度の変化に応じてヒータ抵抗に流す電流を高精度且つ高速に制御することが可能となる。しかも、第１、第２及び第３のサーミスタに僅かな特性差が存在する場合であっても、これに起因する測定誤差をキャンセルすることが可能となる。

図１は、本発明の第１の実施形態によるガスセンサ１の回路図である。図２は、検出対象ガスがゼロ又は一定の基準濃度である場合における、環境温度と出力信号Ｖ１〜Ｖ３の関係の一例を示すグラフである。図３は、検出対象ガスがゼロ又は一定の基準濃度である場合における、環境温度と出力信号Ｖ１〜Ｖ３の関係の第１の変形例を示すグラフである。図４は、検出対象ガスがゼロ又は一定の基準濃度である場合における、環境温度と出力信号Ｖ１〜Ｖ３の関係の第２の変形例を示すグラフである。図５は、検出対象ガスがゼロ又は一定の基準濃度である場合における、環境温度と出力信号Ｖ１〜Ｖ３の関係の第３の変形例を示すグラフである。図６は、本発明の第２の実施形態によるガスセンサ２の回路図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態によるガスセンサ１の回路図である。

図１に示すように、第１の実施形態によるガスセンサ１は、フィードバック回路Ｆ、第１のセンサ回路Ｓ１、第２のセンサ回路Ｓ２及び制御回路１０を備えている。このうち、フィードバック回路Ｆ、第１のセンサ回路Ｓ１及び第２のセンサ回路Ｓ２はアナログ回路であり、制御回路１０はデジタル回路である。

フィードバック回路Ｆは、環境温度に応じたフィードバック出力Ｖｍｈを生成する回路であり、直列に接続された第１の基準抵抗Ｒ１及び第１のサーミスタＲｄ１と、第１のサーミスタＲｄ１を加熱する第１のヒータ抵抗ＭＨ１と、第１の基準抵抗Ｒ１と第１のサーミスタＲｄ１の接点Ｎ１に現れる出力信号Ｖ１のレベルに基づいて、フィードバック出力Ｖｍｈを生成するアンプ回路Ａ１とを含んでいる。アンプ回路Ａ１は、定電圧源ＣＶから供給される基準電位Ｖｒｅｆと出力信号Ｖ１を比較し、これらに基づいてフィードバック出力Ｖｍｈを生成する。フィードバック出力Ｖｍｈは、第１のヒータ抵抗ＭＨ１に供給されるとともに、第１及び第２のセンサ回路Ｓ１，Ｓ２にも供給される。

第１のサーミスタＲｄ１は、温度によって抵抗値が変化する素子であれば特に限定されず、複合金属酸化物、アモルファスシリコン、ポリシリコン、ゲルマニウムなどの負の抵抗温度係数を持つ材料からなるサーミスタものであっても構わないし、正の抵抗温度係数を持つ材料からなるサーミスタものであっても構わない。但し、第１のサーミスタＲｄ１は、測定対象ガスの濃度に応じた抵抗値の変化が小さいことが好ましく、少なくとも、センサ回路Ｓ２に含まれる第３のサーミスタＲｄ３よりも、測定対象ガスの濃度に応じた抵抗値の変化が小さいことが求められる。図１に示す第１のサーミスタＲｄ１とアンプ回路Ａ１の接続関係は、第１のサーミスタＲｄ１が負の抵抗温度係数を持つ材料からなる場合を示しており、この場合、図１に示すように、アンプ回路Ａ１の非反転入力端子（＋）に出力信号Ｖ１が入力され、反転入力端子（−）に基準電位Ｖｒｅｆが入力される。これに対し、第１のサーミスタＲｄ１が正の抵抗温度係数を持つ材料からなる場合には、アンプ回路Ａ１の非反転入力端子（＋）に基準電位Ｖｒｅｆを入力し、反転入力端子（−）に出力信号Ｖ１を入力すればよい。

第１のヒータ抵抗ＭＨ１は、第１のサーミスタＲｄ１をあらかじめ定められた第１の設定温度（例えば３００℃）で加熱する。これにより、第１のサーミスタＲｄ１の抵抗値は、第１の設定温度に対応する所定の値となる。第１の設定温度は、測定対象ガスの濃度によって第１のサーミスタＲｄ１の抵抗値が大きく変化しない温度に設定される。例えば、測定対象ガスがＣＯ_２ガスである場合、第１の設定温度を３００℃に設定すれば、ＣＯ_２ガスの濃度に応じた第１のサーミスタＲｄ１の抵抗値の変化は僅かとなる。これは、３００℃の環境下ではＣＯ_２ガスの熱伝導率は空気の熱伝導率とほとんど差がないからである。

そして、定電圧源ＣＶから供給される基準電位Ｖｒｅｆは、第１のサーミスタＲｄ１が第１の設定温度に正しく加熱された場合における出力信号Ｖ１と同じ電位に設定される。例えば、基準抵抗Ｒ１の抵抗値と、第１のサーミスタＲｄ１が第１の設定温度に正しく加熱された場合の抵抗値が同じである場合、第１のサーミスタＲｄ１が第１の設定温度に正しく加熱された場合における出力信号Ｖ１の電位は、電源電位Ｖｃｃの半分（Ｖｃｃ／２）となる。この場合、定電圧源ＣＶからの基準電位ＶｒｅｆもＶｃｃ／２に設定される。

そして、環境温度の変化などに起因して、第１のサーミスタＲｄ１の実際の加熱温度が第１の設定温度からずれた場合、基準電位Ｖｒｅｆと出力信号Ｖ１の間に差が生じ、これがアンプ回路Ａ１によって増幅されることによりフィードバック出力Ｖｍｈが変化する。例えば、第１のサーミスタＲｄ１の実際の加熱温度が第１の設定温度よりも低い場合には、第１のサーミスタＲｄ１の加熱温度が第１の設定温度と一致するよう、フィードバック出力Ｖｍｈが上昇する。逆に、第１のサーミスタＲｄ１の実際の加熱温度が第１の設定温度よりも高い場合には、第１のサーミスタＲｄ１の加熱温度が第１の設定温度と一致するよう、フィードバック出力Ｖｍｈが低下する。このようなフィードバック制御により、第１のサーミスタＲｄ１の実際の加熱温度は、環境温度にかかわらず、第１の設定温度と一致する。尚、アンプ回路Ａ１の極性は、第１のサーミスタＲｄ１が負の抵抗温度係数を有しているか、正の抵抗温度係数を有しているかに応じて定めればよい。

フィードバック出力Ｖｍｈは、第１のヒータ抵抗ＭＨ１だけでなく、第１及び第２のセンサ回路Ｓ１，Ｓ２にも供給される。

センサ回路Ｓ１は、フィードバック回路Ｆのコピー回路であり、直列に接続された第２の基準抵抗Ｒ２及び第２のサーミスタＲｄ２と、第２のサーミスタＲｄ２を加熱する第２のヒータ抵抗ＭＨ２と、第２のヒータ抵抗ＭＨ２に電流を流すバッファ回路Ａ２を含んでいる。第２の基準抵抗Ｒ２の抵抗値は、第１の基準抵抗Ｒ１の抵抗値と同じである。第２のサーミスタＲｄ２は、第１のサーミスタＲｄ１と同じ構成を有する素子である。

バッファ回路Ａ２は、フィードバック出力Ｖｍｈを受け、これに基づいて第２のヒータ抵抗ＭＨ２に第１のヒータ抵抗ＭＨ１に流れる電流と同じ電流又はほぼ同じ電流を流す。これにより、第２のサーミスタＲｄ２は、第１のサーミスタＲｄ１と同じ第１の設定温度（例えば３００℃）またはその近傍に加熱される。つまり、環境温度の変化などに起因してフィードバック出力Ｖｍｈが変化すると、第２のヒータ抵抗ＭＨ２に流れる電流量も変化する。具体的には、環境温度の低下によって第１のヒータ抵抗ＭＨ１に流れる電流が増加すると、第２のヒータ抵抗ＭＨ２に流れる電流量も自動的に増加し、環境温度の上昇によって第１のヒータ抵抗ＭＨ１に流れる電流が減少すると、第２のヒータ抵抗ＭＨ２に流れる電流量も自動的に減少する。これにより、環境温度にかかわらず、第２のサーミスタＲｄ２を第１の設定温度に正しく加熱することが可能となる。

その結果、第１のヒータ抵抗ＭＨ１に流れる電流と第２のヒータ抵抗ＭＨ２に流れる電流が同じである場合、第２の基準抵抗Ｒ２と第２のサーミスタＲｄ２の接点Ｎ２に現れる出力信号Ｖ２のレベルは、理想的には、フィードバック回路Ｆの出力信号Ｖ１のレベルと一致するはずである。しかしながら、第１のサーミスタＲｄ１と第２のサーミスタＲｄ２の間に僅かな特性差が存在する場合には、出力信号Ｖ１とＶ２は必ずしも一致せず、両者間に僅かなレベル差が生じてしまう。このようなレベル差は、サーミスタの特性上、環境温度が基準温度（例えば室温）から離れるほど大きくなる。

センサ回路Ｓ２は、測定対象ガスの濃度に応じて出力信号Ｖ３を生成する回路であり、直列に接続された第３の基準抵抗Ｒ３及び第３のサーミスタＲｄ３と、第３のサーミスタＲｄ３を加熱する第３のヒータ抵抗ＭＨ３と、第３のヒータ抵抗ＭＨ３に電流を流すアッテネータ回路Ａ３を含んでいる。第３の基準抵抗Ｒ３の抵抗値は、第１の基準抵抗Ｒ１の抵抗値と同じであっても構わない。第３のサーミスタＲｄ３は、第１のサーミスタＲｄ１と同じ構成を有していても構わない。

アッテネータ回路Ａ３は、フィードバック出力Ｖｍｈを受け、これに基づいて第３のヒータ抵抗ＭＨ３に第１のヒータ抵抗ＭＨ１に流れる電流よりも少ない電流を流す。これにより、第３のサーミスタＲｄ３は、第１のサーミスタＲｄ１よりも低い第２の設定温度（例えば１５０℃）に加熱される。第２の設定温度は、測定対象ガスの濃度によって第３のサーミスタＲｄ３の抵抗値が大きくする温度に設定される。例えば、測定対象ガスがＣＯ_２ガスである場合、第２の設定温度を１５０℃に設定すれば、ＣＯ_２ガスの濃度に応じて第３のサーミスタＲｄ３の抵抗値が大きく変化する。これは、１５０℃の環境下ではＣＯ_２ガスの熱伝導率は空気の熱伝導率と大きく異なるからである。

そして、環境温度の変化などに起因してフィードバック出力Ｖｍｈが変化すると、第３のヒータ抵抗ＭＨ３に流れる電流量も変化する。つまり、環境温度の低下によって第１のヒータ抵抗ＭＨ１に流れる電流が増加すると、第３のヒータ抵抗ＭＨ３に流れる電流量も自動的に増加し、環境温度の上昇によって第１のヒータ抵抗ＭＨ１に流れる電流が減少すると、第３のヒータ抵抗ＭＨ３に流れる電流量も自動的に減少する。これにより、環境温度にかかわらず、第３のサーミスタＲｄ３を第２の設定温度に正しく加熱することが可能となる。

その結果、第３の基準抵抗Ｒ３と第３のサーミスタＲｄ３の接点Ｎ３に現れる出力信号Ｖ３のレベルは、測定対象ガスが存在しない場合、或いは、測定対象ガスの濃度が一定の基準濃度である場合、理想的には、第１のセンサ回路Ｓ１の出力信号Ｖ２のレベルと一致し、測定対象ガスが存在する場合、或いは、基準濃度とは異なる濃度である場合には、その濃度に応じて第１のセンサ回路Ｓ１の出力信号Ｖ２との間にレベル差が生じる。しかしながら、第２のサーミスタＲｄ２と第３のサーミスタＲｄ３の間に僅かな特性差が存在する場合には、測定対象ガスが存在しない場合、或いは、測定対象ガスの濃度が一定の基準濃度である場合であっても出力信号Ｖ２とＶ３のレベルは必ずしも一致せず、両者間に僅かなレベル差が生じてしまう。このようなレベル差は、サーミスタの特性上、環境温度が基準温度（例えば室温）から離れるほど大きくなる。

図１に示すように、出力信号Ｖ１〜Ｖ３は制御回路１０に供給される。制御回路１０は、出力信号Ｖ１〜Ｖ３をそれぞれ第１〜第３のデジタル値Ｄ１〜Ｄ３に変換するＡＤコンバータＡＤ１〜ＡＤ３と、デジタル値Ｄ１〜Ｄ３に基づいて出力信号Ｖｏｕｔを生成する演算回路Ｃを有する。

演算回路Ｃは、減算処理部１１、補正処理部１２、加算処理部１３及び減算処理部１４を含んでいる。これらの処理部１１〜１４は、それぞれが異なるハードウェア資源からなるものであっても構わないし、共通のハードウェア資源が所定のプログラムを実行することによって実現されるものであっても構わない。

減算処理部１１は、デジタル値Ｄ１からデジタル値Ｄ２を減算することによって差分値ｄ１を算出する（ｄ＝Ｄ１−Ｄ２）。理想的にはｄ１＝０であるが、上述の通り、第１のサーミスタＲｄ１と第２のサーミスタＲｄ２の間に僅かな特性差が存在する場合には、出力信号Ｖ１とＶ２の間に僅かなレベル差が生じ、その結果ｄ１≠０となる。補正処理部１２は、差分値ｄ１に係数αを乗じることによって補正値ｄ２を算出する。係数αは、第２のサーミスタＲｄ２と第３のサーミスタＲｄ３の特性比を示す値であり、実測の結果に基づいてあらかじめ適切な値に設定する。加算処理部１３は、補正値ｄ２とデジタル値Ｄ１を加算することによってリファレンス値ｒを算出する。そして、減算処理部１４は、リファレンス値ｒからデジタル値Ｄ３を減算することによって出力信号Ｖｏｕｔを算出する（Ｖｏｕｔ＝ｒ−Ｄ３）。

図２は、検出対象ガスがゼロ又は一定の基準濃度である場合における、環境温度と出力信号Ｖ１〜Ｖ３の関係の一例を示すグラフである。

サーミスタＲｄ１〜Ｒｄ３は、基準温度Ｔ０（例えば室温）である場合に抵抗値が一致するよう設計されるため、図２に示すように、基準温度Ｔ０においては出力信号Ｖ１〜Ｖ３のレベルが一致する。そして、環境温度が基準温度から外れた場合であっても、上述の通り、フィードバック回路Ｆによってフィードバック出力Ｖｍｈが自動的に変化することから、出力信号Ｖ１のレベルは変化せず、例えば、基準電位Ｖｒｅｆのまま一定である。

理想的には、出力信号Ｖ２，Ｖ３についても、環境温度に関わらず基準電位Ｖｒｅｆのまま一定となるはずであるが、サーミスタＲｄ１〜Ｒｄ３間に僅かな特性差が存在する場合、これが原因で環境温度に応じて出力信号Ｖ２，Ｖ３が変化してしまう。図２に示す例では、環境温度が基準温度Ｔ０と比べて高くなるほど、出力信号Ｖ２，Ｖ３のレベルが低下している。図２に示す例では、環境温度に応じた出力信号Ｖ２のレベル低下は比較的小さいものの、環境温度に応じた出力信号Ｖ３のレベル低下は大きい。これは、第１のセンサ回路Ｓ１がフィードバック回路Ｆのコピー回路であり、第２のサーミスタＲｄ２については第１のサーミスタＲｄ１と同じ温度（第１の設定温度）に加熱されるため、特性差に起因する誤差が生じにくい一方、第３のサーミスタＲｄ３については第１のサーミスタＲｄ１と異なる温度（第２の設定温度）に加熱されるため、特性差に起因する誤差が生じ易いからである。

そして、環境温度を基準温度Ｔ０とは異なるキャリブレーション温度Ｔ１に設定した状態で、出力信号Ｖ１〜Ｖ３をあらかじめ実測することによって、出力信号Ｖ１とＶ２の差分値ｄ１（＝Ｖ１−Ｖ２）と、出力信号Ｖ１とＶ３の差分値ｄ２（＝Ｖ１−Ｖ３）を測定し、その比に基づいて係数αを算出する（α＝ｄ２／ｄ１）。係数αは、出力信号Ｖ１を基準とした場合における、環境温度に対する出力信号Ｖ２の傾きと出力信号Ｖ３の傾きの比を表している。

このようにして得られた係数αを補正処理部１２に設定しておくことにより、実際の測定動作時において、出力信号Ｖ２，Ｖ３のオフセットをキャンセルすることができる。つまり、減算処理部１１によって差分値ｄ１を算出し、補正処理部１２によって差分値ｄ１に係数αを乗じると、これによって得られる補正値ｄ２は、出力信号Ｖ１を基準とした出力信号Ｖ３の誤差を示すことになる。したがって、加算処理部１３によって補正値ｄ２とデジタル値Ｄ１を加算すれば、これによって得られるリファレンス値ｒは、デジタル値Ｄ３と一致する（ｒ＝Ｄ３）。つまり、検出対象ガスがゼロ又は一定の基準濃度であれば、環境温度に関わらず、デジタル値Ｄ３はリファレンス値ｒと一致することから、減算処理部１４によって得られる出力信号Ｖｏｕｔはゼロとなる。

これに対し、雰囲気中に検出対象ガスが存在し、或いは、基準濃度とは異なる濃度である場合、第１のセンサ回路Ｓ１の出力信号Ｖ２については実質的に変化しない一方、第２のセンサ回路Ｓ２の出力信号Ｖ３については検出対象ガスの濃度に応じて変化するため、その差が出力信号Ｖｏｕｔとなって現れる。これにより、検出対象ガスの濃度を検出することが可能となる。

このように、本実施形態によるガスセンサ１は、サーミスタＲｄ１〜Ｒｄ３に僅かな特性差が存在する場合であっても、これに起因するオフセットがキャンセルされることから、検出対象ガスの濃度を正確に検出することが可能となる。

ここで、環境温度と出力信号Ｖ１〜Ｖ３の関係は、図２に示す関係であるとは限らない。例えば、図３に示すように、環境温度が基準温度Ｔ０と比べて高くなるほど出力信号Ｖ２，Ｖ３のレベルが上昇するケースもあり、図４に示すように、環境温度が基準温度Ｔ０と比べて高くなるほど出力信号Ｖ２のレベルが低下し、出力信号Ｖ３のレベルが上昇するケースもあり、図５に示すように、環境温度が基準温度Ｔ０と比べて高くなるほど出力信号Ｖ２のレベルが上昇し、出力信号Ｖ３のレベルが低下するケースもある。これらのいずれの場合であっても、本実施形態によるガスセンサ１によればオフセットをキャンセルすることが可能となる。

尚、係数αの値が大きいと、出力信号Ｖ２に含まれるノイズ成分もα倍されてしまうため、測定誤差の増大につながる。これを防ぐためには、第２のヒータ抵抗ＭＨ２に流れる電流と第１のヒータ抵抗ＭＨ１に流れる電流が敢えて異なるようバッファ回路Ａ２を設計することにより、第２のサーミスタＲｄ２の加熱温度を第１のサーミスタＲｄ１の加熱温度である第１の設定温度（例えば３００℃）からずらすことが有効である。これによれば、差分値ｄ１が大きくなることから、係数αを小さくすることが可能となる。第１のサーミスタＲｄ１の加熱温度と第２のサーミスタＲｄ２の加熱温度の差は、±１℃以下とすることが好ましい。

＜第２の実施形態＞
図６は、本発明の第２の実施形態によるガスセンサ２の回路図である。

図６に示すように、第２の実施形態によるガスセンサ２は、基準抵抗Ｒ１〜Ｒ３の代わりに定電流源ＣＣ１〜ＣＣ３が用いられている点において、第１の実施形態によるガスセンサ１と相違している。その他の基本的な構成は第１の実施形態によるガスセンサ１と同じであることから、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

第１の実施形態と同様、第１及び第２のサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２は、測定対象ガスの濃度に応じて抵抗値が変化しないことが理想であるが、実際には、測定対象ガスの濃度に応じて抵抗値が僅かに変化することがある。また、測定対象ガス以外のガスによっても、第１及び第２のサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の抵抗値は変化し得る。このような抵抗値の変化は、フィードバック出力Ｖｍｈの変化となって現れるため、測定誤差の原因となる。しかしながら、第２の実施形態によるガスセンサ２においては、第１のサーミスタＲｄ１に対して第１の定電流源ＣＣ１が直列に接続され、第２のサーミスタＲｄ２に対して第２の定電流源ＣＣ２が直列に接続されていることから、測定対象ガスの濃度に応じて第１及び第２のサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の抵抗値が変化しても、第１及び第２のサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２に流れる電流は変化しない。つまり、第１及び第２のサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の自己発熱はほぼ一定であり、測定対象ガスの濃度に応じた自己発熱量の変化は極めて少ない。このため、測定対象ガスの濃度に応じた測定誤差は、最小限に抑えられる。

また、第３のサーミスタＲｄ３は、測定対象ガスの濃度に応じて抵抗値が変化するものの、第２の実施形態によるガスセンサ２においては、第３のサーミスタＲｄ３に対して第３の定電流源ＣＣ３が直列に接続されていることから、測定対象ガスの濃度に応じて第３のサーミスタＲｄ３の抵抗値が変化しても、第３のサーミスタＲｄ３に流れる電流は変化しない。つまり、第３のサーミスタＲｄ３の自己発熱はほぼ一定であり、測定対象ガスの濃度に応じた自己発熱量の変化は極めて少ない。このため、第３のサーミスタＲｄ３の自己発熱に起因する測定誤差はほとんど生じない。

このように、本実施形態においては、定電流源ＣＣ１〜ＣＣ３を用いていることから、自己発熱量の変化に起因する測定誤差を最小限に抑えることが可能となる。また、自己発熱の増大によってサーミスタＲｄ１〜Ｒｄ３が想定以上に高温となることもないため、サーミスタＲｄ１〜Ｒｄ３の経年変化を抑制することも可能となる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態では、制御回路１０をデジタル回路によって構成しているが、本発明がこれに限定されるものではなく、制御回路１０をアナログ回路によって構成しても構わない。

１，２ガスセンサ
１０制御回路
１１減算処理部
１２補正処理部
１３加算処理部
１４減算処理部
Ａ１アンプ回路
Ａ２バッファ回路
Ａ３アッテネータ回路
ＡＤ１〜ＡＤ３ＡＤコンバータ
Ｃ演算回路
ＣＣ１〜ＣＣ３定電流源
ＣＶ定電圧源
Ｆフィードバック回路
ＭＨ１〜ＭＨ３ヒータ抵抗
Ｎ１〜Ｎ３接点
Ｒ１〜Ｒ３基準抵抗
Ｒｄ１〜Ｒｄ３サーミスタ
Ｓ１，Ｓ２センサ回路

Claims

第１のサーミスタと、前記第１のサーミスタを第１の温度に加熱する第１のヒータ抵抗と、前記第１のサーミスタの抵抗値によって変化する第１の出力信号に基づいて、前記第１のヒータ抵抗に流す電流量を制御するアンプ回路とを含むフィードバック回路と、
第２のサーミスタと、前記アンプ回路の出力に応じた電流によって、前記第２のサーミスタを前記第１の温度又はその近傍に加熱する第２のヒータ抵抗と含む第１のセンサ回路と、
第３のサーミスタと、前記アンプ回路の出力に応じた電流によって、前記第３のサーミスタを前記第１の温度とは異なる第２の温度に加熱する第３のヒータ抵抗と含む第２のセンサ回路と、
前記第１の出力信号と、前記第２のサーミスタの抵抗値によって変化する第２の出力信号と、前記第３のサーミスタの抵抗値によって変化する第３の出力信号に基づいて、検出対象ガスの濃度を示す第４の出力信号を生成する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、第１及び第３の出力信号と、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号の差分に応じた補正値に基づいて、前記第４の出力信号を生成することを特徴とするガスセンサ。
前記第１のセンサ回路は、前記アンプ回路の出力を受けて、前記第１のヒータ抵抗に流れる電流と同じ電流を前記第２のヒータ抵抗に供給するバッファ回路をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のガスセンサ。
前記第１のセンサ回路は、前記アンプ回路の出力を受けて、前記第１のヒータ抵抗に流れる電流と異なる電流を前記第２のヒータ抵抗に供給するバッファ回路をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のガスセンサ。
前記第２のセンサ回路は、前記アンプ回路の出力を受けて、前記第１のヒータ抵抗に流れる電流よりも少ない電流を前記第３のヒータ抵抗に供給するアッテネータ回路をさらに含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のガスセンサ。
前記制御回路は、前記第１、第２及び第３の出力信号をそれぞれ第１、第２及び第３のデジタル値に変換するＡＤコンバータと、前記第１、第２及び第３のデジタル値に基づいて前記出力信号を生成する演算回路を含み、
前記演算回路は、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値の差分値を算出し、前記差分値に係数を乗じることによって前記補正値を算出し、前記第１のデジタル値と前記補正値を加算することによって得られるリファレンス値と第３のデジタル値を比較することによって、前記出力信号を生成することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載のガスセンサ。