JP2023056616A - ガスセンサ - Google Patents

Abstract

【課題】分解能の高いＤＡコンバータを用いることなくリファレンス電圧を高精度に生成する。
【解決手段】ガスセンサ１０は、センサ部Ｓから出力されるガス検出信号Ｖｇａｓに基づいて出力信号Ｖｏｕｔを生成する制御回路２０を備える。制御回路２０は、ガス検出信号Ｖｇａｓとリファレンス電圧Ｖｒｅｆの差を増幅することによって増幅信号Ｖａｍｐを生成するアンプ２１と、リファレンス電圧Ｖｒｅｆとオフセット電圧Ｖｆの差分を示すデジタル値Ｄ１をｍ倍に増幅することによってデジタル値Ｄ２を生成する演算部２５と、デジタル値Ｄ２をＤＡ変換することによって差分電圧Ｖｄｅｆ２を生成するＤＡコンバータ２４と、差分電圧Ｖｄｅｆ２を１／ｍ倍に減衰した差分電圧Ｖｄｅｆ１とオフセット電圧Ｖｆに基づいてリファレンス電圧Ｖｒｅｆを生成するリファレンス電圧生成回路２６とを含む。
【選択図】図１

Description

本発明はガスセンサに関し、特に、ガス検出信号と比較されるリファレンス電圧をＤＡコンバータによって生成するガスセンサに関する。

特許文献１には、半導体ガスセンサから出力されるガス検出信号とリファレンス電圧を比較する差動増幅器と、リファレンス電圧を生成するＤＡコンバータとを備えたガスセンサが開示されている。

特開昭５６－４０９９６号公報

しかしながら、ＤＡコンバータの分解能が低いと、リファレンス電圧を高精度に生成することができないという問題があった。リファレンス電圧を高精度に生成するためには、分解能の高いＤＡコンバータを用いれば良いが、分解能の高いＤＡコンバータを用いるとガスセンサのコストが増大してしまう。

したがって、本発明は、分解能の高いＤＡコンバータを用いることなく、リファレンス電圧を高精度に生成することが可能なガスセンサを提供することを目的とする。

本発明によるガスセンサは、測定対象ガスの濃度に応じたガス検出信号を生成するセンサ部と、ガス検出信号に基づいて測定対象ガスの濃度を示す出力信号を生成する制御回路とを備え、制御回路は、ガス検出信号とガス検出信号の基準となるリファレンス電圧の差を増幅することによって増幅信号を生成するアンプと、リファレンス電圧とリファレンス電圧の生成に用いるオフセット電圧の差分を示す第１のデジタル値をｍ倍に増幅することによって第２のデジタル値を生成する演算部と、第２のデジタル値をＤＡ変換することによって第１の差分電圧を生成するＤＡコンバータと、第１の差分電圧を１／ｍ倍に減衰した第２の差分電圧とオフセット電圧に基づいて、リファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成回路とを含むことを特徴とする。

本発明によれば、第１のデジタル値をｍ倍に増幅した第２のデジタル値をＤＡコンバータに入力し、ＤＡコンバータから出力される第１の差分電圧を１／ｍ倍に減衰した第２の差分電圧を用いてことから、ＤＡコンバータの見かけ上の分解能がｍ倍となる。これにより、分解能の高いＤＡコンバータを用いることなく、アンプに供給するリファレンス電圧を高精度に生成することが可能となる。

本発明において、制御回路は、増幅信号をＡＤ変換することによって第３のデジタル値を生成するＡＤコンバータをさらに備え、演算部は第３のデジタル値に基づいて出力信号を生成しても構わない。これによれば、測定対象ガスの濃度を示す出力信号をデジタル演算により生成することが可能となる。この場合、ＤＡコンバータはＡＤコンバータよりも分解能が低くても構わない。これによれば、ガスセンサを低コストで提供することが可能となる。

本発明において、演算部は、環境温度に応じて第１のデジタル値を変化させても構わない。これによれば、環境温度に応じた測定誤差を低減することが可能となる。この場合、演算部は、増幅信号に基づいて、環境温度に関わらず一定のリファレンス電圧と、環境温度によって変化するオフセット電圧を決定しても構わない。

本発明において、ｍの値は２のべき乗で表される値であっても構わない。これによれば、第１のデジタル値に基づく第２のデジタル値の生成が容易となる。

本発明において、センサ部は、測定対象ガスの濃度に応じて抵抗値が変化する第１及び第２の検出素子と、第１及び第２の検出素子をそれぞれ加熱する第１及び第２のヒータ抵抗とを含み、ガス検出信号は第１の素子と第２の素子の接続点に表れ、第１の期間においては第１及び第２の検出素子が第１及び第２のヒータ抵抗によってそれぞれ第１及び第２の温度に加熱され、第２の期間においては第１及び第２の検出素子が第１及び第２のヒータ抵抗によってそれぞれ第２及び第１の温度に加熱されても構わない。これによれば、第１及び第２の検出素子の熱履歴の差が大幅に減少することから、経時変化による測定誤差を抑えることが可能となる。

本発明において、センサ部は、環境温度に応じた温度検出信号を生成する温度センサをさらに含み、制御回路は、温度検出信号に応じて、第１及び第２のヒータ抵抗に印加するヒータ電圧を変化させても構わない。これによれば、環境温度に応じた測定誤差を低減することが可能となる。

本発明において、制御回路は、温度検出信号に応じて第１のヒータ電圧を生成する第１のヒータ電圧生成回路と、温度検出信号に応じて第１のヒータ電圧とは異なる第２のヒータ電圧を生成する第２のヒータ電圧生成回路とをさらに含み、第１の期間においては第１及び第２のヒータ抵抗にそれぞれ第１及び第２のヒータ電圧が印加され、第２の期間においては第１及び第２のヒータ抵抗にそれぞれ第２及び第１のヒータ電圧が印加されても構わない。これによれば、第１及び第２のヒータ電圧生成回路を第１及び第２のヒータ抵抗で共用することが可能となる。

このように、本発明によれば、分解能の高いＤＡコンバータを用いることなく、リファレンス電圧を高精度に生成することが可能なガスセンサを提供することが可能となる。

図１は、本発明の一実施形態によるガスセンサ１０の構成を示す回路図である。 図２は、環境温度と電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｄの関係を示すグラフである。 図３は、環境温度と電圧Ｖａ，Ｖｃ，Ｖｅの関係を示すグラフである。 図４は、リファレンス電圧設定動作を行う前後の動作を説明するためのフローチャートである。 図５は、リファレンス電圧設定動作を説明するためのフローチャートである。 図６は、環境温度とガス検出信号Ｖｇａｓの関係の一例を示すグラフである。 図７は、環境温度と差分電圧Ｖｄｅｆ１（デジタル値Ｄ１）の関係の一例を示すグラフである。 図８は、オフセット電圧Ｖｆ及び環境温度と差分電圧Ｖｄｅｆ２（デジタル値Ｄ２）の関係の一例を示すグラフである。 図９は、ガス濃度測定動作を行う前後の動作を説明するためのフローチャートである。 図１０は、ガスセンサ１０の動作タイミング図である。 図１１は、ガス濃度測定動作（ステップＳ３２）を説明するためのフローチャートである。 図１２は、環境温度とリファレンス電圧Ｖｒｅｆの関係の一例を示すグラフである。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施形態によるガスセンサ１０の構成を示す回路図である。

図１に示すように、本実施形態によるガスセンサ１０は、センサ部Ｓと制御回路２０を備えている。特に限定されるものではないが、本実施形態によるガスセンサ１０は、雰囲気中におけるＣＯ_２ガスの濃度を検出するものである。

センサ部Ｓは、測定対象ガスであるＣＯ_２ガスの濃度を測定するための熱伝導式のガスセンサであり、第１～第３のセンサ部Ｓ１～Ｓ３を有している。第１のセンサ部Ｓ１は、第１のサーミスタＲｄ１及びこれを加熱する第１のヒータ抵抗ＭＨ１を含む。同様に、第２のセンサ部Ｓ２は、第２のサーミスタＲｄ２及びこれを加熱する第２のヒータ抵抗ＭＨ２を含む。第３のセンサ部Ｓ３は、第３のサーミスタＲｄ３を含む。第１～第３のサーミスタＲｄ１～Ｒｄ３は、例えば、複合金属酸化物、アモルファスシリコン、ポリシリコン、ゲルマニウムなどの負の抵抗温度係数を持つ材料からなる検出素子である。第１及び第２のサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２は、いずれもＣＯ_２ガスの濃度を検出するものであるが、後述するように動作温度が互いに異なっている。また、第３のサーミスタＲｄ３は、環境温度を検出する温度センサとして機能する。

図１に示すように、第１のサーミスタＲｄ１と第２のサーミスタＲｄ２は、電源電位Ｖｃｃが供給される配線と接地電位ＧＮＤが供給される配線との間に直列に接続されている。第１のサーミスタＲｄ１は第１のヒータ抵抗ＭＨ１によって加熱され、第２のサーミスタＲｄ２は第２のヒータ抵抗ＭＨ２によって加熱される。第１のサーミスタＲｄ１と第２のサーミスタＲｄ２の接続点にはガス検出信号Ｖｇａｓが表れる。ガス検出信号Ｖｇａｓは制御回路２０に供給される。第３のセンサ部Ｓ３は第３のサーミスタＲｄ３からなり、電源電位Ｖｃｃが供給される配線と接地電位ＧＮＤが供給される配線との間に、固定抵抗Ｒ１と第３のサーミスタＲｄ３が直列に接続されている。固定抵抗Ｒ１と第３のサーミスタＲｄ３の接続点からは、温度検出信号Ｖａが出力される。温度検出信号Ｖａは、制御回路２０に入力される。

制御回路２０は、アンプ２１、バッファ２２、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２３、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）２４、演算部２５、リファレンス電圧生成回路２６、ヒータ電圧生成回路２７，２８を備えている。アンプ２１は、ガス検出信号Ｖｇａｓとリファレンス電圧Ｖｒｅｆを比較し、その差を増幅する。アンプ２１から出力される増幅信号Ｖａｍｐは、ＡＤコンバータ２３に入力される。ＡＤコンバータ２３は増幅信号Ｖａｍｐをデジタル値Ｄ３に変換し、これを演算部２５に供給する。一方、ＤＡコンバータ２４は、演算部２５から供給されるデジタル値Ｄ２をアナログ変換することによって差分電圧Ｖｄｅｆ２を生成する。差分電圧Ｖｄｅｆ２は、リファレンス電圧生成回路２６に供給される。

リファレンス電圧生成回路２６は、オフセット電圧源３１、アンプＡ１、可変抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ８及びキャパシタＣ１からなる。キャパシタＣ１は、アンプＡ１の発振を防止するための位相補償用素子である。アンプＡ１、可変抵抗Ｒ７及び抵抗Ｒ８は減算回路を構成し、可変抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８の抵抗比（Ｒ７／Ｒ８）によって決まる減衰率で差分電圧Ｖｄｅｆ２のレベルを低下させる。そして、アンプＡ１の＋端子にはオフセット電圧源３１からのオフセット電圧Ｖｆが入力されることから、アンプＡ１から出力されるリファレンス電圧Ｖｒｅｆは、Ｖｆ＋Ｖｄｅｆ（Ｒ７／Ｒ８）となる。オフセット電圧源３１は可変であり、演算部２５の制御によってオフセット電圧Ｖｆを調整することができる。

温度検出信号Ｖａは、バッファ２２及びヒータ電圧生成回路２７，２８に供給される。バッファ２２に供給された温度検出信号Ｖａは、ＡＤコンバータ２３によってデジタル変換され、演算部２５に供給される。ヒータ電圧生成回路２７，２８は、温度検出信号Ｖａに基づいてヒータ電圧Ｖｂ，Ｖｃをそれぞれ生成する。ヒータ電圧Ｖｂ，Ｖｃは、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２にそれぞれ供給される。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先は、演算部２５の制御によってノードＮ１～Ｎ３のいずれかに切り替えられる。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先がノードＮ１に設定されると、ヒータ電圧Ｖｂはヒータ抵抗ＭＨ１に印加されるヒータ電圧Ｖｍｈ１として用いられ、ヒータ電圧Ｖｃはヒータ抵抗ＭＨ２に印加されるヒータ電圧Ｖｍｈ２として用いられる。これに対し、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先がノードＮ３に設定されると、ヒータ電圧Ｖｂはヒータ抵抗ＭＨ２に印加されるヒータ電圧Ｖｍｈ２として用いられ、ヒータ電圧Ｖｃはヒータ抵抗ＭＨ１に印加されるヒータ電圧Ｖｍｈ１として用いられる。また、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先がノードＮ２に設定されると、ヒータ電圧Ｖｂ，Ｖｃはいずれもヒータ抵抗ＭＨ１，ＭＨ２には供給されなくなり、消費電力が削減される。

ヒータ電圧生成回路２７は、リファレンス電圧源３２、アンプＡ２、可変抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４及びキャパシタＣ２からなる。キャパシタＣ２は、アンプＡ２の発振を防止するための位相補償用素子である。アンプＡ２、可変抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４は減算回路を構成し、可変抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗比（Ｒ３／Ｒ４）によって決まる減衰率で温度検出信号Ｖａのレベルを低下させる。そして、アンプＡ２の＋端子にはリファレンス電圧源３２の電圧Ｖｄが入力されることから、アンプＡ２から出力されるヒータ電圧Ｖｂは、Ｖｄ＋Ｖａ（Ｒ３／Ｒ４）となる。

ヒータ電圧生成回路２８は、リファレンス電圧源３３、アンプＡ３、可変抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６及びキャパシタＣ３からなる。キャパシタＣ３は、アンプＡ３の発振を防止するための位相補償用素子である。アンプＡ３、可変抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６は減算回路を構成し、可変抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗比（Ｒ５／Ｒ６）によって決まる減衰率で温度検出信号Ｖａのレベルを低下させる。そして、アンプＡ３の＋端子にはリファレンス電圧源３３の電圧Ｖｅが入力されることから、アンプＡ３から出力されるヒータ電圧Ｖｃは、Ｖｅ＋Ｖａ（Ｒ５／Ｒ６）となる。

オフセット電圧源３１の電圧Ｖｄとリファレンス電圧源３２の電圧Ｖｅは互いに異なっている。電圧Ｖｄは、ヒータ抵抗ＭＨ１又はＭＨ２によってサーミスタＲｄ１又はＲｄ２を１５０℃に加熱するレベルに設定され、電圧Ｖｅは、ヒータ抵抗ＭＨ１又はＭＨ２によってサーミスタＲｄ１又はＲｄ２を３００℃に加熱するレベルに設定される。ここで、サーミスタＲｄ１又はＲｄ２を１５０℃に加熱した状態で測定雰囲気中にＣＯ_２ガスが存在すると、その濃度に応じてサーミスタＲｄ１又はＲｄ２の放熱特性が変化する。かかる変化は、サーミスタＲｄ１又はＲｄ２の抵抗値の変化となって現れる。一方、サーミスタＲｄ１又はＲｄ２を３００℃に加熱した状態で測定雰囲気中にＣＯ_２ガスが存在しても、サーミスタＲｄ１又はＲｄ２の抵抗値はほとんど変化しない。

また、可変抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗比（Ｒ３／Ｒ４）と可変抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗比（Ｒ５／Ｒ６）は、互いに異なっていても構わない。可変抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗比（Ｒ３／Ｒ４）は、ヒータ電圧Ｖｂが環境温度に関わらずほぼ一定となるよう設計され、可変抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗比（Ｒ５／Ｒ６）は、ヒータ電圧Ｖｃが環境温度に関わらずほぼ一定となるよう設計される。これらの抵抗比は、可変抵抗Ｒ３，Ｒ５の抵抗値を変化させることによって調整することができる。

図２は環境温度と電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｄの関係を示すグラフであり、図３は環境温度と電圧Ｖａ，Ｖｃ，Ｖｅの関係を示すグラフである。

図２及び図３に示すように、環境温度が高くなると、サーミスタＲｄ３の抵抗値が低くなるため、温度センサ部Ｓ３から出力される温度検出信号Ｖａが低下する。温度検出信号Ｖａは、ヒータ電圧生成回路２７，２８に供給される。ヒータ電圧生成回路２７に供給された温度検出信号Ｖａは、アンプＡ２、可変抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる減算回路によって所定の減衰率で減衰されるとともに、リファレンス電圧源３２の電圧Ｖｄが加算される。これにより、ヒータ電圧Ｖｂのレベルは環境温度が高くなるほど低くなるため、環境温度に関わらず、サーミスタＲｄ１又はＲｄ２を一定の温度（例えば１５０℃）で加熱することが可能となる。同様に、ヒータ電圧生成回路２８に供給された温度検出信号Ｖａは、アンプＡ３、可変抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６からなる減算回路によって所定の減衰率で減衰されるとともに、リファレンス電圧源３３の電圧Ｖｅが加算される。これにより、ヒータ電圧Ｖｃのレベルは環境温度が高くなるほど低くなるため、環境温度に関わらず、サーミスタＲｄ１又はＲｄ２を一定の温度（例えば３００℃）で加熱することが可能となる。

次に、本実施形態によるガスセンサ１０の動作について説明する。

本実施形態によるガスセンサ１０は、リファレンス電圧設定動作を行った後、ガス濃度測定動作を行う。図４に示すように、リファレンス電圧設定動作（ステップＳ１２）は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先をノードＮ１に設定し（ステップＳ１０）、所定のディレイ時間が経過（ステップＳ１１）した後に実行される。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先をノードＮ１に設定すると、サーミスタＲｄ１は１５０℃に加熱され、サーミスタＲｄ２は３００℃に加熱される。リファレンス電圧設定動作（ステップＳ１２）が完了すると、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先を一旦ノードＮ２に設定した後（ステップＳ１３）、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先をノードＮ３に設定する（ステップＳ１４）。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先をノードＮ３に設定すると、サーミスタＲｄ１が３００℃に加熱され、サーミスタＲｄ２が１５０℃に加熱される。そして、所定のディレイ時間が経過（ステップＳ１５）した後、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先を再びノードＮ２に設定する（ステップＳ１６）。これにより、リファレンス電圧設定動作における、サーミスタＲｄ１とサーミスタＲｄ２の熱履歴をほぼ一致させることが可能となる。

図５は、リファレンス電圧設定動作（ステップＳ１２）を説明するためのフローチャートである。

リファレンス電圧設定動作（ステップＳ１２）においては、演算部２５から仮のデジタル値Ｄ２を出力することによって仮の差分電圧Ｖｄｅｆ２を生成するとともに、オフセット電圧源３１を制御することによって仮のオフセット電圧Ｖｆを生成する（ステップＳ２０）。次に、可変抵抗Ｒ７の抵抗値を抵抗Ｒ８の抵抗値と一致させる（ステップＳ２１）。これにより、リファレンス電圧生成回路２６に含まれる減算回路の減衰比が１となるため、アンプＡ１から出力されるリファレンス電圧Ｖｒｅｆのレベルは、
Ｖｒｅｆ＝Ｖｆ＋Ｖｄｅｆ２
となる。このようにして生成された仮のリファレンス電圧Ｖｒｅｆは、アンプ２１に供給される（ステップＳ２２）。

次に、図示しないヒータ等を用いて、環境温度を連続的又は段階的に変化させる（ステップＳ２３）。環境温度の変化範囲は、実使用状態において想定される温度範囲とすることが好ましく、例えば１０℃から６０℃の範囲である。この動作は、雰囲気中に測定対象ガスが存在しない、或いは、定常状態である環境にて実行する。例えば、測定対象ガスがＣＯ_２ガスである場合、ＣＯ_２ガスの濃度が通常の大気中における一定濃度である環境にて実行する。これにより、センサ部Ｓからは、各温度環境におけるガス検出信号Ｖｇａｓが出力される。ガス検出信号Ｖｇａｓはアンプ２１によって仮のリファレンス電圧Ｖｒｅｆと比較され、増幅信号Ｖａｍｐが生成される。アンプ２１のゲインをＧとした場合、増幅信号Ｖａｍｐのレベルは、
Ｖａｍｐ＝Ｇ（Ｖｇａｓ－Ｖｒｅｆ）＋Ｖｒｅｆ
となる。増幅信号Ｖａｍｐは、ＡＤコンバータ２３によってデジタル値Ｄ３に変換され、演算部２５に供給される。演算部２５は、所定の時間間隔でデジタル値Ｄ３を読み込み（ステップＳ２４）、環境温度と関連付けてデジタル値Ｄ３を記憶する（ステップＳ２５）。

次に、演算部２５は、環境温度と関連付けて記憶したデジタル値Ｄ３から実際のガス検出信号Ｖｇａｓを算出する（ステップＳ２６）。ガス検出信号Ｖｇａｓは、
Ｖｇａｓ＝（Ｄ３＋Ｖｒｅｆ／（Ｇ－１））／Ｇ
で算出することができる。ガス検出信号Ｖｇａｓの算出はデジタル演算により行われるため、リファレンス電圧Ｖｒｅｆの値は、ステップＳ１１で用いた仮のデジタル値Ｄ２とオフセット電圧Ｖｆの設定値を使用する。これにより、演算部２５の内部には、測定対象ガスが存在しない状態或いは定常状態における、環境温度とガス検出信号Ｖｇａｓの関係を示す第１の関係式Ｆ１（又はデータテーブル）が生成される（ステップＳ２６）。図６は、環境温度とガス検出信号Ｖｇａｓの関係の一例を示すグラフである。

次に、オフセット電圧Ｖｆを決定し（ステップＳ２７）、ガス検出信号Ｖｇａｓとオフセット電圧Ｖｆの差分電圧Ｖｄｅｆ１（＝Ｖｇａｓ－Ｖｆ）を算出する（ステップＳ２８）。差分電圧Ｖｄｅｆ１は、デジタル値Ｄ１で表される。これにより、環境温度とデジタル値Ｄ１の関係を示す第２の関係式Ｆ２（又はデータテーブル）が生成される。オフセット電圧Ｖｆは、第１の関係式Ｆ１が示すガス検出信号Ｖｇａｓの最小値又はガス検出信号Ｖｇａｓの最小値よりもやや小さいレベルに設定する。例えば、図６に示すように、ガス検出信号Ｖｇａｓの最小値が約０．９６７Ｖである場合には、オフセット電圧Ｖｆを０．９６Ｖに設定すれば良い。この場合、環境温度と差分電圧Ｖｄｅｆ１の関係は、図７に示す関係となる。

ここで、環境温度に応じた差分電圧Ｖｄｅｆ１の変化は非常に小さいことから、差分電圧Ｖｄｅｆ１に相当するデジタル値Ｄ１をそのままＤＡコンバータ２４に供給しても、ＤＡコンバータ２４の分解能によってはデジタル値Ｄ１を差分電圧Ｖｄｅｆ１に正確に変換することができない。このため、本実施形態においては、演算部２５によってデジタル値Ｄ１をｍ倍に増幅したデジタル値Ｄ２を生成する（ステップＳ２９）。ｍの値は、ＤＡコンバータ２４の分解能に応じて定めれば良い。特に、ｍの値を２のべき乗で表される値（＝２^ｎ：但し、ｎは１以上の整数）に設定すれば、デジタル値Ｄ１の下位ビットをデジタル値Ｄ２の上位ビットに置き換えるだけで、簡単にデジタル値Ｄ２を生成することが可能となる。これにより、環境温度とデジタル値Ｄ２の関係を示す第３の関係式Ｆ３（又はデータテーブル）が生成される。例えば、環境温度を示す温度値をＴｃとした場合、第３の関係式Ｆ３は次式によって表すことができる。

ここで、「Ｒ１」は抵抗Ｒ１の抵抗値、「Ｂ」はサーミスタＲｄ３の温度係数、「Ｒｒｅｆ＠２５」は、環境温度が２５℃である場合におけるサーミスタＲｄ３の抵抗値、「ａ」～「ｄ」は係数である。

以上によりリファレンス電圧設定動作（ステップＳ１２）が完了し、オフセット電圧Ｖｆ及び環境温度に応じたデジタル値Ｄ２が決定する。デジタル値Ｄ２はＤＡコンバータ２４に供給され、差分電圧Ｖｄｅｆ２に変換される。図８は、オフセット電圧Ｖｆ及び環境温度と差分電圧Ｖｄｅｆ２の関係の一例を示すグラフである。図８に示すように、デジタル値Ｄ２はデジタル値Ｄ１に対してｍ倍に増幅されていることから、環境温度に応じた差分電圧Ｖｄｅｆ２の変化がｍ倍に増幅されている。オフセット電圧Ｖｆについては一定であり、図８に示す例では０．９６Ｖである。

図９は、ガス濃度測定動作を行う前後の動作を説明するためのフローチャートである。

図９に示すように、ガス濃度測定動作（ステップＳ３２）は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先をノードＮ１に設定し（ステップＳ３０）、所定のディレイ時間が経過（ステップＳ３１）した後に実行される。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先をノードＮ１に設定すると、サーミスタＲｄ１は１５０℃に加熱され、サーミスタＲｄ２は３００℃に加熱される。ガス濃度測定動作（ステップＳ３２）が完了すると、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先を一旦ノードＮ２に設定した後（ステップＳ３３）、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先をノードＮ３に設定する（ステップＳ３４）。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先をノードＮ３に設定すると、サーミスタＲｄ１が３００℃に加熱され、サーミスタＲｄ２が１５０℃に加熱される。そして、所定のディレイ時間が経過（ステップＳ３５）した後、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の接続先を再びノードＮ２に設定する（ステップＳ３６）。これにより、サーミスタＲｄ１とサーミスタＲｄ２の熱履歴をほぼ一致させることが可能となる。このような動作は、図１０に示すように繰り返し実行される。

図１１は、ガス濃度測定動作（ステップＳ３２）を説明するためのフローチャートである。

図１１に示すように、ガス濃度測定動作（ステップＳ３２）においては、まずオフセット電圧源３１を制御することによりオフセット電圧Ｖｆを発生させる（ステップＳ４０）。オフセット電圧Ｖｆのレベルは、上述したリファレンス電圧設定動作（ステップＳ１２）において決定したレベルである。次に、可変抵抗Ｒ７の抵抗値を制御することによって、アンプＡ１、可変抵抗Ｒ７及び抵抗Ｒ８からなる減算回路の減衰率を１／ｍに設定する（ステップＳ４１）。これは、可変抵抗Ｒ７の抵抗値を抵抗Ｒ８の１／ｍ倍とすることにより実現できる。

次に、温度検出信号Ｖａを参照し、現在の環境温度に応じたデジタル値Ｄ２を出力する（ステップＳ４２）。デジタル値Ｄ２は、環境温度とデジタル値Ｄ２の関係を示す第３の関係式Ｆ３（又はデータテーブル）を参照することによって決定される。これにより、アンプＡ１から出力されるリファレンス電圧Ｖｒｅｆのレベルは、
Ｖｒｅｆ＝Ｖｆ＋Ｖｄｅｆ２／ｍ
となる。つまり、演算部２５によってｍ倍に増幅された差分電圧Ｖｄｅｆ２がリファレンス電圧生成回路２６に入力されると、１／ｍ倍に減衰されることから、差分電圧Ｖｄｅｆ１と同じレベルに復元される。図１２は、環境温度とリファレンス電圧Ｖｒｅｆの関係の一例を示すグラフである。図１２に示すように、環境温度とリファレンス電圧Ｖｒｅｆの関係は、図６に示した環境温度とガス検出信号Ｖｇａｓの関係とほぼ一致していることが分かる。

この状態でアンプ２１によってガス検出信号Ｖｇａｓとリファレンス電圧Ｖｒｅｆの比較を行う。したがって、雰囲気中に測定対象ガスが存在しない、或いは、定常状態であれば、ガス検出信号Ｖｇａｓとリファレンス電圧Ｖｒｅｆはほぼ一致する。これに対し、雰囲気中に測定対象ガスが存在する、或いは、定常状態よりも多くの測定対象ガスが存在する場合には、ガス検出信号Ｖｇａｓとリファレンス電圧Ｖｒｅｆの差分がデジタル値Ｄ３に反映される。そして、演算部２５は、デジタル値Ｄ３に基づいて測定対象ガスの濃度を示す出力信号Ｖｏｕｔを生成する（ステップＳ４３）。

このようなガス濃度測定動作（ステップＳ３２）により、雰囲気中における測定対象ガスの濃度を正確に測定することが可能となる。

以上説明したように、本実施形態によるガスセンサ１０によれば、ＤＡコンバータ２４の分解能が低い場合であっても、リファレンス電圧Ｖｒｅｆを高精度に生成することができることから、低コスト化を実現することが可能となる。一例として、ＡＤコンバータ２３の分解能が１６ビットであるのに対し、ＤＡコンバータ２４の分解能が１２ビットであったとしても、差分電圧Ｖｄｅｆ１に相当するデジタル値Ｄ１を１６倍することによってデジタル値Ｄ２を生成すれば、ＤＡコンバータ２４についても見かけ上１６ビット相当の分解能を得ることが可能となる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態では、測定対象ガスがＣＯ_２ガスである場合を例に説明したが、本発明がこれに限定されるものではない。また、本発明において使用するセンサ部が熱伝導式のセンサであることは必須でなく、接触燃焼式など他の方式のセンサであっても構わない。

１０ ガスセンサ
２０ 制御回路
２１ アンプ
２２ バッファ
２３ ＡＤコンバータ
２４ ＤＡコンバータ
２５ 演算部
２６ リファレンス電圧生成回路
２７，２８ ヒータ電圧生成回路
３１ オフセット電圧源
３２，３３ リファレンス電圧源
Ａ１～Ａ３ アンプ
Ｃ１～Ｃ３ キャパシタ
Ｄ１～Ｄ３ デジタル値
Ｆ１～Ｆ３ 関係式
ＭＨ１，ＭＨ２ ヒータ抵抗
Ｎ１～Ｎ３ ノード
Ｒ１，Ｒ４，Ｒ６，Ｒ８ 抵抗
Ｒ３，Ｒ５，Ｒ７ 可変抵抗
Ｒｄ１～Ｒｄ３ サーミスタ
Ｓ，Ｓ１～Ｓ３ センサ部
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ回路

Claims (9)

1. 測定対象ガスの濃度に応じたガス検出信号を生成するセンサ部と、
   前記ガス検出信号に基づいて前記測定対象ガスの濃度を示す出力信号を生成する制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、
   前記ガス検出信号と前記ガス検出信号の基準となるリファレンス電圧の差を増幅することによって増幅信号を生成するアンプと、
   前記リファレンス電圧と前記リファレンス電圧の生成に用いるオフセット電圧の差分を示す第１のデジタル値をｍ倍に増幅することによって第２のデジタル値を生成する演算部と、
   前記第２のデジタル値をＤＡ変換することによって第１の差分電圧を生成するＤＡコンバータと、
   前記第１の差分電圧を１／ｍ倍に減衰した第２の差分電圧と前記オフセット電圧に基づいて、前記リファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成回路と、を含むことを特徴とするガスセンサ。
2. 前記制御回路は、前記増幅信号をＡＤ変換することによって第３のデジタル値を生成するＡＤコンバータをさらに備え、
   前記演算部は、前記第３のデジタル値に基づいて前記出力信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のガスセンサ。
3. 前記ＤＡコンバータは、前記ＡＤコンバータよりも分解能が低いことを特徴とする請求項２に記載のガスセンサ。
4. 前記演算部は、環境温度に応じて前記第１のデジタル値を変化させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のガスセンサ。
5. 前記演算部は、前記増幅信号に基づいて、環境温度に関わらず一定の前記リファレンス電圧と、環境温度によって変化する前記オフセット電圧を決定することを特徴とする請求項４に記載のガスセンサ。
6. 前記ｍの値は、２のべき乗で表される値であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載のガスセンサ。
7. 前記センサ部は、前記測定対象ガスの濃度に応じて抵抗値が変化する第１及び第２の検出素子と、前記第１及び第２の検出素子をそれぞれ加熱する第１及び第２のヒータ抵抗とを含み、
   前記ガス検出信号は、前記第１の素子と前記第２の素子の接続点に表れ、
   第１の期間においては、前記第１及び第２の検出素子が前記第１及び第２のヒータ抵抗によってそれぞれ第１及び第２の温度に加熱され、
   第２の期間においては、前記第１及び第２の検出素子が前記第１及び第２のヒータ抵抗によってそれぞれ前記第２及び第１の温度に加熱されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のガスセンサ。
8. 前記センサ部は、環境温度に応じた温度検出信号を生成する温度センサをさらに含み、
   前記制御回路は、前記温度検出信号に応じて、前記第１及び第２のヒータ抵抗に印加するヒータ電圧を変化させることを特徴とする請求項７に記載のガスセンサ。
9. 前記制御回路は、前記温度検出信号に応じて第１のヒータ電圧を生成する第１のヒータ電圧生成回路と、前記温度検出信号に応じて前記第１のヒータ電圧とは異なる第２のヒータ電圧を生成する第２のヒータ電圧生成回路とをさらに含み、
   前記第１の期間においては、前記第１及び第２のヒータ抵抗にそれぞれ前記第１及び第２のヒータ電圧が印加され、
   前記第２の期間においては、前記第１及び第２のヒータ抵抗にそれぞれ前記第２及び第１のヒータ電圧が印加されることを特徴とする請求項８に記載のガスセンサ。

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