JP7008568B2 - レゾルバ励磁回路 - Google Patents

Description

本発明はレゾルバ装置の固定子巻線に励磁電流を供給するレゾルバ励磁回路に関する。

レゾルバ装置は、対象物の回転角度、位置、位相などの検出に用いられるもので、固定子巻線と回転子巻線とを備える。固定子巻線に高周波の励磁電流を供給して、対象物の回転により回転する回転子巻線に誘導された出力電圧を検出して処理することにより、対象物の回転角度、位置、位相などを検出できる（特許文献１）

図１０に従来のレゾルバ励磁回路を示す。１０Ａはトランスコンダクタンス増幅回路、２０Ａはそのトランスコンダクタンス増幅回路１０Ａに高周波電圧ＶＩＮを印加する高周波信号源、３０はインピーダンスがＺＬの負荷（レゾルバ装置の固定子巻線）である。トランスコンダクタンス増幅回路１０Ａは、負帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２、正帰還抵抗Ｒ３，Ｒ４、出力抵抗Ｒ５が接続されたオペアンプ１１を備える。Ｖ１，Ｖ２は直流バイアス電圧である。この図１０のトランスコンダクタンス増幅回路１０Ａは、Modified Howland Current Sourceと呼ばれる回路であり、非特許文献１、２に記載がある。

また、低い電源電圧でも大きな出力振幅が得られるように、図１１に記載のようなＢＴＬ型のトランスコンダクタンス増幅回路１０Ｂを用いたレゾルバ励磁回路も提案されている。このトランスコンダクタンス増幅回路１０Ｂは、負帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２、正帰還抵抗Ｒ３，Ｒ４、出力抵抗Ｒ５が接続された正側オペアンプ１１で正側電圧電流変換部を構成してその出力部を負荷３０の一方の端子に接続し、また、負帰還抵抗Ｒ６，Ｒ７、正帰還抵抗Ｒ８，Ｒ９、出力抵抗Ｒ１０が接続された負側オペアンプ１２で負側電圧電流変換部を構成してその出力部を負荷３０の他方の端子に接続するように構成される。そして、抵抗Ｒ１，Ｒ６の共通接続点のノードＮ１に共通の直流バイアス電圧Ｖ１が印加される。Ｒ１＝Ｒ６、Ｒ２＝Ｒ７、Ｒ３＝Ｒ８、Ｒ４＝Ｒ９、Ｒ５＝Ｒ１０に設定されている。高周波信号源２０Ｂは、正側高周波電圧ＶＩＮの他に、正側高周波電圧ＶＩＮとは１８０度位相が異なる負側高周波電圧－ＶＩＮを出力する２相の高周波信号源であり、それらの電圧には共通の直流バイアス電圧Ｖ２が印加される。

さらに、図１２に示すように、ノードＮ１と接地間に接続されていた共通の直流バイアス電圧Ｖ１を削除して、そのノードＮ１をフローティングにしたトランスコンダクタンス増幅回路１０Ｃを用いる場合もある。

特開昭６４－０２９７１１号公報 P Bertemes-Filho,L H Negri, A.Felipe and V C Vincence"Mirrored Modified Howland Circuit for Bioimpedance Applications: Analytical Analysis,"Journal of Physics: Conference Series 407 (2012) 012030 多摩川精機株式会社 ＡＵ６８０２ユーザーマニュアル

図１０のレゾルバ励磁回路では、トランスコンダクタンス増幅回路１０Ａは負帰還だけでなく正帰還もかかっており、正帰還量をＦＢＰ、負帰還量をＦＢＮとすると、安定動作のためには式（１）を満たす必要がある。正帰還量ＦＢＰは式（２）で、負帰還量ＦＢＮは式（３）で表される。

通常動作時は、式（１）を満足するように定数が設定されるため安定である。しかし、例えば、信号入力ライン１３のＰ１点で断線し入力信号が無くなった場合は、Ｒ５＜＜ＺＬとすると、ＦＢＰ≒１、ＦＢＮ＜１となるので、式（１）を満足できず不安定となる。特に、レゾルバ装置の固定子巻線は、インダクタンスが主成分であるので高周波ではインピーダンスＺＬが高くなるため、ある周波数以上では上記したＲ５＜＜ＺＬの条件が成立して不安定となり、発振が起こる。図１１や図１２のレゾルバ励磁回路においても、正側の信号入力ライン１３のＰ１点の断線や、負側の信号入力ライン１４のＰ２点の断線によって、同様の問題が発生する。

レゾルバ装置は、センサーとして、車載機器や産業機器のように高信頼性が要求されるアプリケーションで使われる事が多い。このため、信号入力ラインに発生する断線や短絡などの異常を検出できることが重要である。正常時に比べて信号振幅が非常に小さい場合や直流動作点が大きく異なる場合は、それらの発生を検出しやすいが、大振幅での発振は通常動作との見分けがつかず、異常として検出することができない可能性があり、ＦＭＥＡ（故障モードとその影響の解析）上で問題となる。

本発明の目的は、トランスコンダクタンス増幅回路の信号入力ラインが断線したときでも出力信号が発振することを防止し、異常を検出可能な出力状態を実現できるようにしたレゾルバ励磁回路を提供することである。、

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、高周波信号源と、該高周波信号源から出力する高周波電圧を信号入力ラインを経由して入力して高周波電流信号に変換してレゾルバ固定子巻線に供給するトランスコンダクタンス増幅回路とを有するレゾルバ励磁回路において、前記信号入力ラインの前記トランスコンダクタンス増幅回路側と接地又は直流電源端子との間に可変インピーダンス素子を接続し、前記信号入力ラインと前記高周波信号源との間が断線したときに前記可変インピーダンス素子のインピーダンスを低下させることを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のレゾルバ励磁回路において、電流源に接続される基準側の第１トランジスタと出力側の第２トランジスタを有するカレントミラー回路を備え、前記第２トランジスタを前記可変インピーダンス素子とした、ことを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載のレゾルバ励磁回路において、前記トランスコンダクタンス増幅回路は、負帰還回路及び正帰還回路が接続されたオペアンプで構成され、前記正帰還回路に前記信号入力ラインが接続されていることを特徴とする。

請求項４にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載のレゾルバ励磁回路において、前記高周波信号源は、正側高周波電圧と負側高周波電圧を出力する２相の高周波信号源であり、前記信号入力ラインは、正側信号入力ラインと負側信号入力ラインを有し、前記可変インピーダンス素子は、正側可変インピーダンス素子と負側可変インピーダンス素子を有し、前記トランスコンダクタンス増幅回路は、前記正側信号入力ラインが接続される正側電圧電流変換部と、前記負側信号入力ラインが接続される負側電圧電流変換部とを有し、前記正側電圧電流変換部の出力部と前記負側電圧電流変換部の出力部の間に前記レゾルバ固定子巻線が接続され、前記正側信号入力ラインの前記正側電圧電流変換部側と前記接地又は前記直流電源端子との間に前記正側可変インピーダンス素子が接続され、前記負側信号入力ラインの前記負側電圧電流変換部側と前記接地又は前記直流電源端子との間に前記負側可変インピーダンス素子が接続されている、ことを特徴とする。

本発明によれば、信号入力ラインが断線したとき可変インピーダンス素子のインピーダンスが低下して、その信号入力ラインが接地や電源ラインに短絡した状態となるので、出力信号の発振を防止できる。また、レゾルバ励磁回路の出力信号が異常診断の地絡や天絡と同様となるので、システム上での故障診断が可能となる。

本発明の第１実施例のレゾルバ励磁回路の回路図である。 可変インピーダンス素子を具体化した第１実施例のレゾルバ励磁回路の回路図である。 図２の可変インピーダンス素子の動作領域の特性図である。 図２のレゾルバ励磁回路の正常時の出力電流特性図である。 図２のレゾルバ励磁回路の信号入力ライン断線時の出力電流特性図である。 本発明の第２実施例のレゾルバ励磁回路の回路図である。 可変インピーダンス素子を具体化した第２実施例のレゾルバ励磁回路の回路図である。 本発明の第３実施例のレゾルバ励磁回路の回路図である。 本発明の第４実施例のレゾルバ励磁回路の回路図である。 従来のレゾルバ励磁回路の回路図である。 従来のレゾルバ励磁回路の回路図である。 従来のレゾルバ励磁回路の回路図である。

＜第１実施例＞
図１に第１実施例のレゾルバ励磁回路を示す。本実施例では、トランスコンダクタンス増幅回路１０Ａの信号入力ライン１３と接地間に可変インピーダンス素子４０Ａ１を接続して、信号入力ライン１３の高周波信号源２０Ａの側のＰ１点が断線したとき、その信号入力ライン１３をオープン状態にしないようにしたものである。可変インピーダンス素子４０Ａ１のインピーダンスをＺ１とすると、断線時の正帰還量ＦＢＰは、

となるので、前記式（１）、（３）から、Ｐ１点が断線した際に、

となるように、そのインピーダンスＺ１を設定する

このようにすることで、Ｐ１点が断線した際に、トランスコンダクタンス増幅回路１０Ａが異常発振することを防止でき、負荷３０に出力する信号を地絡状態の信号にすることができ、通常の異常診断が可能となる。

図２に可変インピーダンス素子４０Ａ１の部分を具体化したレゾルバ励磁回路を示す。基準側のＮＭＯＳトランジスタＭ１と出力側のＮＭＯＳトランジスタＭ２とはカレントミラーを構成し、トランジスタＭ１に電流源４１を接続し、トランジスタＭ２を信号入力ライン１３と接地間に接続したものである。すなわち、トランジスタＭ２が可変インピーダンス素子４０Ａ１として機能する。

通常動作時は、信号入力ライン１３の電圧Ｖｐ１が高くなっているので、トランジスタＭ２は図３に示す領域Ａ（ＮＭＯＳトランジスタＭ２の飽和領域）で動作する。このため、信号入力ライン１３の電圧をＶｐ１とし、トランジスタＭ２に流れる電流をＩｄとすると、それらの変化分の比（＝ΔＶｐ１／ΔＩｄ）が大きくなり、Ｐ１点からみたトランジスタＭ２のインピーダンスＺ１は高くなる。このときのインピーダンスＺ１は、

で表される。λはトランジスタＭ２のチャネル変調パラメータである。

一方、信号入力ライン１３がＰ１点で断線したときは、信号入力ライン１３の電圧Ｖｐ１が低くなっているので、トランジスタＭ２は図６の領域Ｂ（ＮＭＯＳトランジスタＭ２の線形領域）で動作し、前記した変化分の比（ΔＶｐ１／ΔＩｄ）が小さくなり、Ｐ１点からみたトランジスタＭ２のインピーダンスＺ１は低くなる。このときのインピーダンスＺ１は、

で与えられる。ＶovはトランジスタＭ２のオーバードライブ電圧（＝Ｖｇｓ－Ｖｔｈ）である。ＶｇｓはトランジスタＭ２のゲート・ソース間電圧、ＶｔｈはトランジスタＭ２の閾値電圧である。βは、

である。μはキャリア移動度、Ｃoxは酸化膜容量、Ｗはチャンネル幅、Ｌはチャンネル長である。

抵抗Ｒ１～Ｒ５は、その定数設定において、通常のトランスコンダクタンス増幅回路では、

または、

に設定される場合が多いが、上記の式（５）を満たすためのインピーダンスＺ１の値が小さくなり過ぎると、トランジスタＭ２のサイズ（Ｗ／Ｌ）を大ききくする必要があり、コスト増となるため、

に設定する場合もある。

図４、図５にシミュレーション結果を示す。点線は本発明の可変インピーダンス素子４０Ａ１が接続されていない場合の特性、実線は本発明の可変インピーダンス素子４０Ａ１が接続されている場合の特性である。なお、トランスコンダクタンス増幅器回路１０Ａの電源電圧は５Ｖ、高周波信号源２０Ａは１Ｖｐｐ、１０ｋＨｚ、Ｖ２＝２．５Ｖである。また、Ｉｄ＝８０μＡ、Ｒ１＝１００ｋΩ、Ｒ２＝４７．５ｋΩ、Ｒ３＝１００ｋΩ、Ｒ４＝５０ｋΩ、Ｒ５＝２０Ω、Ｖ１＝２．５Ｖである。さらに負荷３０の固定子巻線は、内部抵抗が１０Ωでインダクタンスが１．４ｍＨである。この具体例は式（１１）に対応した設定である。

信号入力ライン１３が断線していない通常動作時は、図４に示すように、可変インピーダンス素子４０Ａ１を接続してもしなくても、負荷３０に流れる電流ＩＯＵＴの波形は同じである。一方、信号入力ライン１３がＰ１点で断線したときは、図５に示すように、可変インピーダンス素子４０Ａ１を接続しない場合は負荷３０に流れる出力電流ＩＯＵＴが大きく発振しているが、可変インピーダンス素子４０Ａ１を接続する（発明回路あり）と発振は完全に停止していて、負荷３０に対して－０．０６Ａの電流ＩＯＵＴが流れていることが分かる。

＜第２実施例＞
図６に第２実施例のレゾルバ励磁回路を示す。本実施例は、図１のトランスコンダクタンス増幅回路１０Ａを図１１で説明したＢＴＬ型のトランスコンダクタンス増幅回路１０Ｂに置き換え、高周波信号源２０Ａを図１１で説明した２相の高周波信号源２０Ｂに置き換えた場合に適用した例である。この場合は、正側信号入力ライン１３と接地間に可変インピーダンス素子４０Ａ１を接続する他に、負側信号入力ライン１４と接地間にも可変インピーダンス素子４０Ａ２を接続して、正側信号入力ライン１３のＰ１点が断線しても、また負側信号入力ライン１４のＰ２点が断線しても、負荷３０に流れる電流ＩＯＵＴが発振しないようにしたものである。

図７に可変インピーダンス素子４０Ａ１，４０Ａ２をカレントミラーを構成するＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３のトランジスタＭ２，Ｍ３で実現した具体例を示す。ここでは、電流源４１の電流をトランジスタＭ２とＭ３にミラーすることができるので、正側信号入力ライン１３が断線したときはトランジスタＭ２により、正側信号入力ライン１３と接地間のインピーダンスが低下する。また、負側信号入力ライン１４が断線したときはトランジスタＭ３により、負側信号入力ライン１４と接地間のインピーダンスが低下する。

＜第３実施例＞
図８に第３実施例のレゾルバ励磁回路を示す。ここでは、信号入力ライン１３とＶＤＤの電源端子との間に可変インピーダンス素子４０Ｂ１を接続している。本実施例においても、第１実施例で説明した場合と全く同様に動作して、Ｐ１点が断線した際の発振を防止できる。

＜第４実施例＞
図９に第４実施例のレゾルバ励磁回路を示す。本実施例は、第３実施例のトランスコンダクタンス増幅回路１０ＡをＢＴＬ型のトランスコンダクタンス増幅回路１０Ｂに置き換え、高周波信号源２０Ａを２相の高周波信号源２０Ｂに置き換えた場合に適用した例である。この場合は第２実施例と全く同様に動作して、Ｐ１点が断線したときは可変インピーダンス素子４０Ｂ１のインピーダンスが低下することにより発振が防止され、Ｐ２点が断線したときは可変インピーダンス素子４０Ｂ２のインピーダンスが低下することにより発振が防止される。

なお、本発明では、上記した図６の第２実施例と図９の第４実施例において、トランスコンダクタンス増幅回路１０Ｂを、図１２で説明したトランスコンダクタンス増幅回路１０Ｃに置き換えることも可能である。

１０Ａ，１０Ｂ：トランスコンダクタンス増幅回路
２０Ａ，２０Ｂ：高周波信号源
３０：負荷（レゾルバ装置の固定子巻線）
４０Ａ１，４０Ａ２，４０Ｂ１，４０Ｂ２：可変インピーダンス素子

Claims (4)

1. 高周波信号源と、該高周波信号源から出力する高周波電圧を信号入力ラインを経由して入力して高周波電流信号に変換してレゾルバ固定子巻線に供給するトランスコンダクタンス増幅回路とを有するレゾルバ励磁回路において、
   前記信号入力ラインの前記トランスコンダクタンス増幅回路側と接地又は直流電源端子との間に可変インピーダンス素子を接続し、前記信号入力ラインと前記高周波信号源との間が断線したときに前記可変インピーダンス素子のインピーダンスを低下させることを特徴とするレゾルバ励磁回路。
2. 請求項１に記載のレゾルバ励磁回路において、
   電流源に接続される基準側の第１トランジスタと出力側の第２トランジスタを有するカレントミラー回路を備え、前記第２トランジスタを前記可変インピーダンス素子としたことを特徴とするレゾルバ励磁回路。
3. 請求項１又は２に記載のレゾルバ励磁回路において、
   前記トランスコンダクタンス増幅回路は、負帰還回路及び正帰還回路が接続されたオペアンプで構成され、前記正帰還回路に前記信号入力ラインが接続されていることを特徴とするレゾルバ励磁回路。
4. 請求項１、２又は３に記載のレゾルバ励磁回路において、
   前記高周波信号源は、正側高周波電圧と負側高周波電圧を出力する２相の高周波信号源であり、
   前記信号入力ラインは、正側信号入力ラインと負側信号入力ラインを有し、
   前記可変インピーダンス素子は、正側可変インピーダンス素子と負側可変インピーダンス素子を有し、
   前記トランスコンダクタンス増幅回路は、前記正側信号入力ラインが接続される正側電圧電流変換部と、前記負側信号入力ラインが接続される負側電圧電流変換部とを有し、前記正側電圧電流変換部の出力部と前記負側電圧電流変換部の出力部の間に前記レゾルバ固定子巻線が接続され、
   前記正側信号入力ラインの前記正側電圧電流変換部側と前記接地又は前記直流電源端子との間に前記正側可変インピーダンス素子が接続され、
   前記負側信号入力ラインの前記負側電圧電流変換部側と前記接地又は前記直流電源端子との間に前記負側可変インピーダンス素子が接続されている、
   ことを特徴とするレゾルバ励磁回路。

Images