JP6758504B2 - 溶接電流源 - Google Patents

Description

本発明は、アーク溶接プロセスを行うために、出力に溶接電流および溶接電圧を供給するための溶接電流源に関し、入力側の整流器、所定のスイッチング周波数で操作されるインバータ、１次巻線と少なくとも２つの２次巻線とを有する変圧器、２次巻線と出力との間に配置された少なくとも２つの整流器は、および出力の、少なくとも１つのコンデンサと１つの負荷抵抗とを備える。

従来のインバータを備えた溶接電流源は、入力側の整流器を有し、この整流器は、入力交流電圧を中間回路電圧に整流する。後者は、所定のスイッチング周波数の高周波交流電圧へのインバータの手段により変換され、変圧器を通って、その２次側に送られ、他の２次側の整流器で整流され、溶接電流源の出力に供給される。１次巻線の２次巻線に対する巻線比は、高電流への変圧器の２次側で、溶接に必要とされる、数１００Ａのオーダーまで電流を増加させる。出力電圧または出力電流中での望まない干渉信号を弱めるために、コンデンサと負荷抵抗がしばしば出力側に配置される。従来の２次巻線の出力電圧は、３０Ｖと７０Ｖの間に位置し、一旦発火させればアークを維持するのに十分である。しかしながら、アークを発火させるためには、および／または２０Ａ未満の電流で安定したアークを維持するには、２次側でより高い出力が必要とされる。また、例えばアーク長さの変化により引き起こされるような、溶接プロセスの動的な要求の場合は、より高い出力電圧が、またより安定したアークを確実にする。

従来技術は、２次側でのこのより高い出力電圧が達成できるいくつかの可能性のある手段を示す。更なる構成の複雑さに繋がるけれども、例えば、公知の倍電圧回路やスイッチされたモードの電源により達成される。米国出願２００４／１１９５７２Ａ１から、第３の巻線として知られる、変圧器の第２の２次巻線を用いて、より低い電圧でより高い出力電圧が達成できる。第２の２次巻線は、第１の２次巻線の伝達比とは異なる速度伝達比と、より高いリークインダクタンスを有し、第２の２次巻線の出力の電圧は、より高い電流で低下する。しかしながら、第２の２次巻線のより高いリークインダクタンスは、複雑な設計解と関連する。加えて、第２の２次巻線を用いて達成できる電圧の範囲は、必要なターン数により非常に制限される。第１の２次巻線は、高い電流伝達比を達成するために、非常に少ないターン数を有し、しばしば１ターンである。このように、第２の２次巻線は、少なくとも２ターンを有さなければならず、それゆえに第１の２次巻線の、２倍の出力電圧を有する。三つ折りの出力電圧である、第３の巻線は、安全規則により決められた出力電圧のための最大値を通常超える。現在、溶接電流源の出力で常に許容される最大電圧は、直流（ＤＣ）１１３Ｖである。

本発明は、それゆえに、上述のような従来技術に基づいた溶接電流源を形成するとの目的に基づき、この溶接電流源は、アークの信頼性のある発火を確実にするために無負荷の操作で最も高い可能な出力電圧を提供し、一方で、追加の成分のための支出を可能な限り低く維持する。しかしながら、無負荷操作の出力電圧は、安全規則により定められる最大出力電圧より低くなければならない。

本発明は、第２の２次巻線の上に、少なくとも１つの電流制限インダクタを配置することにより、そして電流制限インダクタにより充電できるコンデンサを放電するために負荷抵抗、電流制限インダクタ、およびコンデンサを規定することにより行われ、出力における無負荷電圧の最大値が、変圧器の１次巻線の第２の２次巻線に対する伝達比に対応する電圧より大きくなる。

少なくとも１つの電流制限インダクタは、第２の２次巻線の上に配置され、第２の２次巻線は、第１の２次巻線より多くのターン数を有するように設計され、これにより、第１の２次巻線より、第２の２次巻線で、より高い出力電圧となる。もし第１および第２の２次巻線の整流された出力電圧が、低い電流を用いた無負荷の操作で並列に接続された場合、第２の２次巻線のより高い電圧が出力電圧を決定する。しかしながら、電流が高いほど、電流制限インダクタでの電圧降下は大きくなり、所定の電流から、高い電流負荷のために通常設計される第１の２次巻線が、出力電流の殆どを伝達する。低電流での結果の出力特性は、第２の２次巻線の伝達比により決定される電圧と、第１の２次巻線の伝達比に対応する高電流を可能とする。電流制限インダクタと組み合わされた第１および第２の２次巻線の異なる伝達比を用いて、第１の２次巻線の伝達比と比較して、アークの改良された発火と安定性が、増加した無負荷の電圧により達成できる。それにもかかわらず、高電流において、第１の２次巻線の伝達比が、電流および第１側で消費される電力を規定する。

改良された発火を伴う溶接電流であるが、それにもかかわらず低電力消費が、このように第２の２次巻線の上に電流制限インダクタを配置することにより作製できる。この配置では、例えば、ＵＳ２００４／１１９５７２ Ａ１のような、複雑な設計の測定を避けることができる。加えて、もし電流制限インダクタにより蓄電可能なコンデンサを放電するための負荷抵抗、電流制限インダクタ、およびコンデンサは、出力の無負荷電圧の最大値が、変圧器の１次巻線の２次巻線に対する伝達比に対応する電圧より大きくなるように決定され、溶接電圧は、無負荷の操作中にさらに大きくなることができる。電流制限インダクタとコンデンサにより形成される振動回路は、変圧器を介して伝達される入力交流電圧が替わるそれぞれの時に引き起こされ、固有振動数で振動する。電流方向が変化した場合、この極性反転プロセスは、第２の２次巻線の上に配置された整流器により中断され、出力のコンデンサは、第２の２次巻線の電圧比に対応する出力電圧の方法により蓄電される。無負荷操作中のこの増加した溶接電圧は、改良された発火特性となる。というのは、既に知られているように、アークの発生は、電圧が高いほど容易に行えるからである。これは、短絡後に消されたアークを、短絡が除去された後に、より簡単に再点火できるようにする。もし出力でコンデンサを放電する負荷抵抗は、無負荷操作での最大出力電圧が、安全規定により許可される出力電圧より低くなるように決定され、溶接開始中にアークの改良された発火を達成することができ、安全規定もまた満たされる。

有利なことに、出力での無負荷電圧の最大値は、変圧器の１次巻線の２次巻線に対する伝達比に対応する電圧より５％から３０％高い。これにより、改良された発火挙動にための出力電圧が十分に増加し、出力におけるコンデンサの必要な蓄電は、また、スイッチング周波数により決められる期間中に達成できる。

もし出力の負荷抵抗が、出力において負荷抵抗とコンデンサからなるＲＣ素子の時定数がインバータの相互のスイッチング周波数の１倍から２０倍の間になるように決定された場合、極性逆転プロセスは、十分な程度に起こり、同時に、出力電圧に関する安全規則が満たされる程度に、出力電圧の最大値を下げることができる。

もし、電流制限インダクタとコンデンサからなる振動回路の出力における共振周波数が、インバータのスイッチング周波数の３倍から２０倍の場合、極性逆転プロセスは、インバータのスイッチング周波数により特定される期間中に、十分に迅速に完了できる。それにもかかわらず、再充電中に発生する電流および電圧の形状は、電気回路構成を複雑にすることなく制御できる周波数の範囲内にある。

変圧器の第２の２次巻線がセンタータッピングを有し、変圧器の第２の２次巻線の端子接続は、それぞれ電流制限インダクタに接続されている場合、全波整流が２つのダイオードのみで達成できる。ブリッジ整流の構成の複雑さおよび関連する費用が節約できる。

さらに、もし２つの電流制限インダクタが、結合電流制限インダクタから形成されている場合、改良が得られる。共通の磁石鉄心の上に接続された電流制限インダクタの配置の長所により、個々のインダクタ巻線の非対称な電気的特性が補償され、これにより、変圧器の飽和を防ぐための複雑な測定が免除される。変圧器の飽和を避けるために殆ど同一の電気的特性を有する必要のある、２つの互いに独立した電流制限インダクタと比較した場合、ずっと複雑な製品および／または選択プロセス、および関連する追加の費用が、免除できる。接続されたインダクタの製造コストは、また２つの分離したインダクタの製造コストより通常安くなる。

もし、グラウンドに接続された少なくとも２つのコンデンサから出力にコンデンサが形成された場合、それらは、例えば、ＥＭＣ（電磁気的互換）抑制コンデンサとして、または、存在するかもしれない高周波点火システムの高周波信号のための電流経路として、追加の機能を発揮できる。

出力のコンデンサは、溶接電流源の点火挙動を改良するために十分なエネルギが蓄積できるように、少なくとも１０ｎＦであることが好ましい。

もし、電流制限インダクタが、スイッチング周波数の逆数の数の５分の１と、スイッチング周波数の逆数の数の５倍との間のインダクタンスを有する場合、電流制限インダクタは、電力出力に応じた最大電流で、十分な電流制限機能を提供でき、これにより過負荷から第２の２次巻線を保護できる。

第２の２次巻線のターン数は、特徴的に、変圧器の第１の２次巻線のターン数の少なきとも２倍の大きさである。変圧器の第１の２次巻線により提供される出力電圧は、通常最大許容出力電圧の半分より小さいため、増加した無負荷電圧が達成でき、それにもかかわらず、これは最大許容出力電圧より小さい。

もし、第２の２次巻線を介して伝達できる電力出力が２５０Ｗより大きい場合、好適には５００Ｗより大きい場合、溶接電流源の点火挙動が改良されるだけではなく、低電流での溶接特性も改良される。これは、第１の２次巻線より大きな電圧を用いて、５０Ａより小さな電流での溶接を可能にする。セルロース電極のような、特別な棒電極を用いて、より安定したアーク、およびそれによるより良い溶接結果が達成される。

スイッチング周波数は、好適には、２０ｋＨｚと２００ｋＨｚの間であり、より好適には４０ｋＨｚと１２０ｋＨｚとの間であり、これにより、より安価で軽い変圧器の使用が可能になる。

もし、出力における無負荷電圧の最大値が直流９０Ｖと直流１１３Ｖとの間の場合、溶接電流源は特に有利な発火挙動を有し、同時に、通常の安全規則が認められる。

客観的な発明について、図１〜７を参照しながら、以下により詳細に説明される。図面は、本発明の有利な形状を、例示的、模式的、および非限定的な方法で示す。

一次のクロック溶接電流源のブロックダイアグラムを示す。 本発明の溶接電流源の第１の具体例の図示した回路を示す。 本発明の溶接電流源のＵ／Ｉ特性を示す。 本発明の溶接電流源の電流および電圧の時間経過を示す。 無負荷の電圧プロファイルを説明するための簡略化された回路ダイアグラムを示す。 図５における回路配置の電流および無負荷電圧の時間経過を示す。 本発明の溶接電流源の更なる具体例の模式的な回路を示す。

図１は、例えば、ＴＩＧ溶接プロセス、棒電極溶接プロセス、またはＭＩＢ／ＭＡＧ溶接プロセスのような、アーク溶接プロセスを行うための、出力２において溶接電流Ｉと溶接電圧Ｕを供給するための一次のクロック溶接電流（primary clocked welding current）のブロックダイアグラムを示す。入力電圧Ｕ_ＡＣは、入力側の整流器３の手段により、中間回路電圧Ｖ_ＺＫに整流される。詳細には述べないが、力率改善フィルタ（ＰＦＣフィルタ）またはいわゆるブースタは、中間回路電圧Ｖ_ＺＫを増加、平坦化、および/または安定化させる目的で使用してもよい。例えばフルブリッジの形態で具体化される、下流のインバータ４は、スイッチング周波数ｆ_Ｓを有する交流電圧Ｕ_１を生成し、変圧器５の１次巻線６に適用される。この交流電圧Ｕ_１は、ほぼ方形波電圧であり、同時に高電流伝達率、およびこれにより高い溶接電流Ｉを達成するために、変圧器５により電圧Ｕ_２に降圧される。このように、変圧器５の２次巻線７は、高電流伝達容量を有し、数１００Ａのオーダーで、例えば６００Ｖまでの溶接電流の提供が可能である。変圧器５の２次巻線７上の電流は、出力側の整流器９を介して整流され、出力２に提供される。加えて、コンデンサＣ_Ｂおよび負荷抵抗Ｒ_Ｓは、出力２に配置されて妨害を減衰させる。

変圧器５の第２の２次巻線８は、図２に示すように、本発明の溶接電流源１の第１の具体例の模式的な回路の中に見ることができる、第２の２次巻線８の電圧Ｕ_３は、出力側の整流器１０を介して、溶接電流源１の出力２に供給される。この第２の２次巻線８は、第１の２次巻線７のターン数Ｎ_２より多いターン数Ｎ_３を有して具体化される。これにより、第２の２次巻線７において、第１の２次巻線７より高い電圧Ｕ_３となる。無負荷動作では、第２の２次巻線８の電圧Ｕ_３は、それゆえに出力２で支配的となり、溶接電流源１の無負荷出力電圧Ｕ_ＬＬと明示される。

しかしながら、コストを抑えるためには、第２の２次巻線８は、第１の２次巻線７より低い電力出力を有するように具体化され、高い溶接電流Ｉを分配できる。この目的のために、本発明に関して、電流制限インダクタＬ_ＬＲが、第２の２次巻線８の上に配置され、高電流Ｉで電圧降下を生じさせ、これにより第２の２次巻線８の電流Ｉ_Ｌを制限する。Ｌ_ＬＲ電流制限インダクタの配置は、高い無負荷電圧Ｕ_ＬＬが、第２の２次巻線８により提供され、溶接操作中に非常に高い電流が、第１の２次巻線７により提供されることを意味する。増加した無負荷電圧Ｕ_ＬＬは、点火挙動を引き起こすが、変圧器５の高い電流伝達率のおかげで、所定の範囲内のみとなる。高い電流伝達率のために、高電流での溶接操作のために設計される第１の２次巻線７は、例えば４５Ｖの無負荷電圧Ｖ_２ＬＬを有する１つの巻線のみをしばしば有する。もし第２の２次巻線８が２つの巻線を有して具体化された場合、９０Ｖの無負荷電圧Ｕ_３ＬＬを有する。３つの巻線では、しかしながら、第２の２次巻線８は、１３５Ｖの無負荷電圧Ｕ_３ＬＬをすでに有し、その結果、１１３ＶＤＣの最大値のみを許容する電流安全標準は満たされない。そうでなければ、安全標準を満たすために、複雑でコストのかかる安全測定器が、回路の設計中に必要となる。

電流制限インダクタＬ_ＬＲとコンデンサＣ_Ｂにより確保される振動回路は、方形波電圧Ｕ_１の極性が替わる毎に発生する、変圧器５における電圧ジャンプ中に、出力２のコンデンサが、振動回路周波数ｆ_０１、ｆ_０２を有する極性逆転プロセスにより蓄電されるように形成される。出力２でのコンデンサＣ_Ｂの蓄電後に、極性逆転プロセスは、出力側の整流器１０により中断される。コンデンサＣ_Ｂを放電するための負荷抵抗Ｒ_Ｂは、出力２における無負荷電圧Ｕ_ＬＬの最大値が、変圧器５の、１次巻線６の第２の２次巻線８に対する伝達比に対応する電圧Ｕ_３より高くなるように形成される。この方法で使用されるコンデンサＣ_Ｂの蓄電および部分的な放電を用いて、出力２における最大無負荷電圧Ｕ_ＬＬは、伝達率に応じた電圧Ｕ_３より大きいが、まだ安全規則により許容される溶接電圧Ｕより小さく達成される。

図３は、インバータ４の最大パルス幅を有する本発明の溶接電流源の出力特性の例を示す。出力特性１３は、３つの部分１４、１５、１６に分割できる。それらにおいて、第１の部分１４は無負荷操作中に配置され、コンデンサＣ_Ｂの蓄電および部分的放電により引き起こされる最大の電圧増加を表す。コンデンサＣ_Ｂ中に蓄積されるエネルギは、アークの単純な点火を促進する。出力特性１３の第２の部分１５では、溶接電圧Ｕが、第２の２次巻線８の整流された電圧Ｕ_３に対応する。溶接電流Ｉの増加に伴って、電流制限インダクタＬ_ＬＲでの電圧降下が増加し、これにより溶接電圧Ｕが減少する。この電流範囲では、溶接電流Ｉは第２の２次巻線８から伝えられる。出力特性１３の第３の部分１６では、溶接電圧Ｕは、第１の２次巻線７の整流電圧Ｕ_２である。ここで、電流制限インダクタＬ_ＬＲは、さらなる電流の増加が、第１の２次巻線７を介してのみ提供されるように、高い電圧降下を引き起こす。このように、高い溶接電流Ｉは、第１の２次巻線７により、主に伝達される。

示したような出力特性１３では、出力２の無負荷電圧Ｕ_ＬＬは、変圧器５の１次巻線６の第２の２次巻線８に対する伝達比に対応する電圧より約１５％高い。出力２でコンデンサＣ_Ｂ中に必要なエネルギが蓄積され、ここで十分な電圧増加が改良された点火挙動のために達成されるために、一般には無負荷電圧Ｕ_ＬＬの増加として、５％から３０％の間の範囲が薦められる。

図４は、変圧器５の１次側６の電圧Ｕ_１、電流制限インダクタＬ_ＬＲを通る電流Ｉ_Ｌ、および溶接電流源１の出力２の無負荷電圧Ｕ_ＬＬのための理想的なプロファイルを示す。それらは、本発明に関連しない回路要素、例えば多くの実際の回路で発生する減衰のための回路（いわゆるスナバ回路）は、考慮されない。同様に、例えば、整流器１０の寄生容量により発生する振動もまた無視される。電流制限インダクタＬ_ＬＲを通る電流Ｉ_Ｌの時間プロファイルから分かるように、Ｕ_１の電圧変化の後に、極性逆転プロセスが始まり、出力２でコンデンサＣ_Ｂの蓄電を引き起こす。Ｉ_Ｌのゼロクロッシングで、出力側の整流器１０はブロッキングモードに入り、その結果、共鳴周波数ｆ_０２での共鳴振動が、蓄電時間ｔ_ＬＡＤの最後に中断される。出力２の無負荷電圧Ｕ_ＬＬの時間プロファイルに見られるように、コンデンサＣ_Ｂは、続いて、放電時間ｔ_ＥＮＴの間、負荷抵抗Ｒ_Ｂにより放電する。このシーケンスは、変圧器５の１次側６で、電圧Ｕ_１で時間Ｔ_Ｓの内にもう一度繰り返す。期間Ｔ_Ｓは、インバータ４のスイッチング周波数ｆ_Ｓの逆数に対応する。

図４から、出力２の負荷抵抗Ｒ_ＢとコンデンサＣ_Ｂから構成される、ＲＣ素子の時定数Ｔ_ＲＣが、インバータ４のスイッチング周波数ｆ_Ｓの逆数のおおよそ２倍である。電流制限インダクタＬ_ＬＲとコンデンサＣ_Ｂの大きさに依存して、１倍と２０倍の間の時定数Ｔ_ＲＣ倍の、インバータ４のスイッチング周波数ｆ_Ｓの逆数は有利である。前述の時定数Ｔ_ＲＣは、コンデンサＣ_Ｂの放電、およびこれにより溶接電流源１の無負荷電圧Ｕ_ＬＬの最大値を形成するために使用される。溶接電圧Ｕのレベルに関する安全規則は、このように満たされる。

図５は、無負荷電圧Ｕ_ＬＬのプロファイルを説明するための、単純化された回路ダイアグラムを示す。理想的には方形波とみなされる入力電圧Ｕ_３は、電流制限インダクタＬ_ＬＲ、コンデンサＣ_Ｂと同様に寄生容量Ｃ_Ｄを有するダイオードＤ、および負荷抵抗Ｒ_Ｂからなる回路配置中に存在する。

図６は、図５に示された回路の、入力電圧Ｕ_３、電流Ｉ_Ｌ、および無負荷電圧Ｕ_ＬＬの時間経過である。厳密に言うと、図６は、安定状態の、入力電圧Ｕ_３の正の変化と、電流Ｉ_Ｌおよび無負荷電圧Ｕ_ＬＬへのその影響を示す。入力電圧Ｕ_３の正の変化の直後には、ダイオードＤは非導電性である。このように、振動回路は、入力のコンデンサＣ_Ｂと共に、電流制限インダクタＬ_ＬＲとダイオードＤの寄生容量Ｃ_Ｄの方法により、電圧の変化により引き起こされる。電流Ｉ_Ｌのプロファイルから、自由振動の周波数がおおよそ以下のように見られる。

そして、記載された具体例では、約１／４周期の間、自由振動が続く。これは、図６の期間ｔ_Ｌ１に対応する。これは、順方向にダイオードＤに電圧が提供される程度までＣ_Ｄを放電させる。ダイオードＤは導電性になり、振動回路は、出力２の電流制限インダクタＬ_ＬＲとコンデンサＣ_Ｂにより形成される。自由振動の周波数はおおよそ以下のとおりである。

そして、記載された具体例では、約１／４周期の間、自由振動が続き、期間ｔ_Ｌ２の自由振動が存在する。電流Ｉ_Ｌはゼロを横切り、ダイオードＤを非導電状態に切り替える。期間ｔ_ＬＡＤ＝ｔ_Ｌ１＋ｔ_Ｌ２を超えて、出力２のコンデンサＣ_Ｂは充電され、無負荷電圧Ｕ_ＬＬが増加する。その後に、ブロッキングモードのダイオードＤを用いて、寄生容量Ｃ_ＤのダイオードＤと振動周波数ｆ_０１を備えた振動回路が再度形成される。ここでは、しかしながら、出力２のコンデンサＣ_Ｂと共に、電流制限インダクタＬ_ＬＲとダイオードＤの寄生容量Ｃ_Ｄとの間でエネルギの減衰が発生する。しかしながら、この極性逆転プロセスは、出力２のコンデンサＣ_Ｂの蓄電または放電のいずれにも十分に寄与しない。むしろ、コンデンサＣ_Ｂの放電が、負荷抵抗Ｒを介して期間ｔ_ＥＮＴの間に起きる。これは、また期間ｔ_ＥＮＴの減少する無負荷電圧Ｕ_ＬＬの証拠でもある。

更に、出力２の電流制限インダクタＬ_ＬＲとコンデンサＣ_Ｂとからなる共振回路の共振周波数ｆ_０２は、インバータ４のスイッチング周波数ｆ_Ｓのおおよそ５倍である。極性逆転プロセスと、これによるコンデンサＣ_Ｂの蓄電は、このように、十分に速く行われる。図４に示される電流および電圧のプロファイルでは、再蓄電は、伝達交流電圧Ｕ_１の期間Ｔ_Ｓのおおよそ１０分の１の後に完了する。一般に、制限インダクタＬ_ＬＲとコンデンサＣ_Ｂに関して、共振回路の共振周波数ｆ_０２は、インバータ４のスイッチング周波数ｆ_Ｓの３倍から２０倍が薦められる。ここで、極性逆転プロセスは十分に速いが、しかしながら、周波数の範囲内で回路により容易に制御できる。

図７は、本発明の溶接電流源１の更なる具体例の模式的な回路を示す。高周波信号を抑制するのに必要なスナバ回路、出力の平滑用インダクタ、本発明には関係しない他の回路構成は、この模式的な回路には示されていない。図７に示される具体例の、変圧器５の２次巻線７、８は、中心タッピング１１、１２で具体化される。全波整流は、２つだけのダイオードＤ_１１、Ｄ_１２またはＤ_２１、Ｄ_２２の手段により実現され、この結果、ブリッジ整流のための追加の構成や関連するコストが節約できる。コスト削減の目的で、ダイオードＤ_１１、Ｄ_１２またはＤ_２１、Ｄ_２には同じダイオードを使用することが有利である。

変圧器５の第２の２次巻線８の両方の端子接続は、結合電流制限インダクタＬ’_ＬＲに接続される。共通の鉄心の上に１対の電流制限インダクタＬ’_ＬＲを配置することにより、個々のインダクタ巻線の電気的特性の非対称性が補償され、変圧器５の飽和が防止される。製品のおよび／または選択のより複雑な形態、および関連する追加のコストを防止する。

図７に示される具体例の例では、出力２の容量が、グラウンドに接続された２つのコンデンサＣ_Ｂ１、Ｃ_Ｂ２により形成される。それらのコンデンサＣ_Ｂ１、Ｃ_Ｂ２は、本発明に関する無負荷電圧Ｕ_ＬＬを増加させる機能を有するだけでなく、ＥＭＣ抑圧コンデンサとして機能し、コストの節約となる。コンデンサＣ_Ｂ１、Ｃ_Ｂ２はまた模式的に示される高周波発火システム１７の信号のための電流経路を閉じる。

溶接電流源１の発火特性の改良は、無負荷電圧Ｕ_ＬＬのレベルだけでなく、本件の場合は、コンデンサＣ_Ｂ、即ちＣ_Ｂ１、Ｃ_Ｂ２の蓄積されたエネルギの量にも依存する。それゆえに、点火経路で気体の十分なイオン化を確実にするために、コンデンサＣ_Ｂは少なくとも１０ｎＦを含むべきである。図７に示される具体例の例では、これは、それぞれのコンデンサＣ_Ｂ１、Ｃ_Ｂ２が少なくとも２０ｎＦの容量を有することを意味する。

電流制限インダクタＬ_ＬＲのインダクタンスの大きさは、以下の式からおおよそ推定される。

Ｕ_３−Ｕ_２が４０Ｖから７０Ｖの範囲と仮定され、電力Ｐ_３ｍａｘが２５０Ｗと２０００Ｗの間の範囲と仮定された場合、電流制限インダクタＬ_ＬＲのインダクタンスは、確実に、スイッチング周波数ｆ_Ｓの逆数の数の５分の１から、スイッチング周波数ｆ_Ｓの逆数の数の５倍の間の範囲となる。６００Ａより小さい最大溶接電流を有する溶接電流源１では、スイッチング周波数ｆ_Ｓの逆数の数の、半分から２．５倍の範囲が、特に有利であると証明されている。

一旦、コンデンサＣ_Ｂと電流制限インダクタＬ_ＬＲが決定されたら、少なくとも２つのＲの値を用いた注意深いアプローチの方法で、負荷抵抗Ｒの決定が有利に実行できる。回路装置は、好適には、範囲のより低い限界で、負荷抵抗Ｒを用いて動作する。Ｒの第１の値は、以下のように決められる。

結果の第１の無負荷電圧Ｕ_ＬＬに依存して、例えば負荷抵抗Ｒの値の５倍において、無負荷電圧Ｕ_ＬＬの第２の測定を行うことができる。直線補間法により、もし必要であれば更なる反復により、必要な無負荷電圧Ｕ_ＬＬのための負荷抵抗Ｒに必要な大きさを決定することができる。

図７に示す例では、１次巻線６はターン数Ｎ_１＝９を有し、第１の２次巻線７はターン数Ｎ_２＝１＋１を有し、第２の２次巻線８はターン数Ｎ_３＝２＋２を有する。このように、変圧器５において、第２の２次巻線８のターン数Ｎ_３は、第１の２次巻線７のターン数Ｎ_２の２倍大きくなる。

第２の２次巻線８を介して伝達される出力Ｐ_３ｍａｘは、好適には２５０Ｗより大きく、これは溶接電流源１の点火挙動だけでなく、低電流Ｉにおける溶接特性も改良する。例えば伝達可能な１０００Ｗの出力Ｐ_３ｍａｘを用いた場合、４０Ｖより大きい電圧Ｕが、２５Ａより低い電流Ｉでのアークの安定に貢献する。一方で、例えば伝達可能な２０００Ｗの出力Ｐ_３ｍａｘを用いた場合、第１の２次巻線８は、５０Ａより低い電流Ｉにおいてもアークの安定に貢献する。これは、図３に示される出力特性の値にほぼ対応する。これは、セルロース電極のような、特別な棒電極において特に有利である。

１次側インバータ４のスイッチング周波数ｆ_Ｓは、好適には２０ｋＨｚと２００ｋＨｚの間であり、これはより安価でより軽い変圧器５の使用を可能にする。

もし、出力における無負荷電圧Ｕ_ＬＬの最大値が９０Ｖと１１３ＶＤＣの間であれば、現在適用可能な安全規則に適合した、特に有利な点火挙動が保証される。

Claims (13)

1. 入力側の整流器（３）、スイッチング周波数（ｆ_Ｓ）で操作されるインバータ（４）、１次巻線（６）および少なくとも２つの２次巻線（７、８）を有する変圧器（５）、２次巻線（７、８）と出力（２）との間に配置された少なくとも２つの整流器（９、１０）、および出力（２）に少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ_Ｂ）と１つの負荷抵抗（Ｒ_Ｂ）、を備え、アーク溶接プロセスの実施のための出力（２）に、溶接電流（Ｉ）と溶接電圧（Ｕ）を供給するための溶接電流源（１）であって、
   少なくとも１つの電流制限インダクタ（Ｌ_ＬＲ）が第２の２次巻線（８）の上に配置され、そして、電流制限インダクタ（Ｌ_ＬＲ）を介して蓄電できるコンデンサ（Ｃ_Ｂ）を放電するための負荷抵抗（Ｒ_Ｂ）、電流制限インダクタ（Ｌ_ＬＲ）、およびコンデンサ（Ｃ_Ｂ）は、出力（２）における無負荷電圧（Ｕ_ＬＬ）の最大値が、変圧器（５）の１次巻線（６）の、第２の２次巻線（８）に対する伝達比に対応する電圧（Ｕ_３）より大きくなるように、規定される、ことを特徴とする溶接電流源（１）。
2. 出力（２）における無負荷電圧（Ｕ_ＬＬ）の最大値が、変圧器（５）の１次巻線（６）の、第２の２次巻線（８）に対する伝達比に対応する電圧（Ｕ_３）より、５％から３０％高いことを特徴とする請求項１に記載の溶接電流源（１）。
3. 出力（２）において負荷抵抗（Ｒ_Ｂ）とコンデンサ（Ｃ_Ｂ）からなるＲＣ素子の時定数（Ｔ_ＲＣ）が、インバータ（４）のスイッチング周波数（ｆ_Ｓ）の逆数の１倍から２０倍の間になるように、出力（２）の負荷抵抗（Ｒ_Ｂ）が規定されることを特徴とする請求項１または２に記載の溶接電流源（１）。
4. 出力において負荷抵抗（Ｒ_Ｂ）とコンデンサ（Ｃ_Ｂ）からなる共振回路の共振周波数（ｆ_０２）は、インバータ（４）のスイッチング周波数（ｆ_Ｓ）の３倍から２０倍の間であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の溶接電流源（１）。
5. 変圧器（５）の第２の２次巻線（８）は中心タッピング（１２）を有し、変圧器（５）の第２の２次巻線（８）の端子接続はそれぞれ電流制限インダクタ（Ｌ_ＬＲ）に接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の溶接電流源（１）。
6. ２つの電流制限インダクタ（Ｌ_ＬＲ）は、結合電流制限インダクタ（Ｌ’_ＬＲ）により形成されることを特徴とする請求項５に記載の溶接電流源（１）。
7. 出力（２）のコンデンサ（Ｃ_Ｂ）は、グラウンドに接続された少なくとも２つのコンデンサ（Ｃ_Ｂ１、Ｃ_Ｂ２）であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の溶接電流源（１）。
8. 出力（２）のコンデンサ（Ｃ_Ｂ）は、少なくとも１０ｎＦであることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の溶接電流源（１）。
9. 電流制限インダクタ（Ｌ_ＬＲ）は、スイッチング周波数（ｆ_Ｓ）の逆数の数の５分の１と、スイッチング周波数（ｆ_Ｓ）の逆数の数の５倍との間のインダクタンスを有することを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の溶接電流源（１）。
10. 変圧器（５）の第２の２次巻線（８）のターン数（Ｎ_３）は、第１の２次巻線（７）のターン数（Ｎ_２）の少なくとも２倍であることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の溶接電流源（１）。
11. 第２の２次巻線（８）を介して伝達される電力（Ｐ_３ｍａｘ）は、２５０Ｗより大きく、好適には５００Ｗより大きいことを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の溶接電流源（１）。
12. スイッチング周波数（ｆ_Ｓ）は、２０ｋＨｚと２００ｋＨｚとの間、好適には４０ｋＨｚと１２０ｋＨｚとの間であることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の溶接電流源（１）。
13. 出力（２）における最大無負荷電圧（Ｕ_ＬＬ）は、６０ＶＤＣと１１３ＶＤＣとの間であることを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載の溶接電流源（１）。

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