JP6673992B2 - パワーレギュレータ - Google Patents

Description

本願は、概して電力コンバータに関し、特に、アクセスし難い（ｉｎａｃｃｅｓｓｉｂｌｅ）電流を電力コンバータの測定及び／又は制御のために用いることに関連する。

時折、アクセスし難い電流の測定を用いて、電流が電力コンバータ内で測定され及び／又は電力コンバータが制御されることがある。「アクセスし難い」という用語は、これに限定されないが、物理的に分離されているときなど、負荷内の電流の測定に電力コンバータがアクセスできないという状況を含む。負荷は、所望の電流を測定するための手段を有さない可能性があり、また、物理的に離れた電力コンバータのためにこのような手段を付加すること又はこのような測定へのアクセスを提供することが不可能な場合がある。「アクセスし難い」という用語はまた、電流の測定はアクセス可能であり得るが、測定が困難であり得、及び／又は測定を行うことが高価となり得るという状況を含む。例えば、電圧であり得る測定の結果は、異なる接地と又は一層高い電圧と参照され得、これにより、複雑であることに加えて、測定又は制御回路をつくることが困難及び／又は高価となり得る。別の可能性は、測定されるべき電流が、それを貫通することが所望とされない隔離障壁の誤った側にあり得るということである。また、「アクセスし難い」という用語は、電流の測定がアクセス可能であり得、測定をするための回路のコスト及び／又は複雑性は妥当であり得るが、その測定が高電力放散を要するという状況を含む。これは、例えば、高電流電力コンバータにおける電流を測定するために抵抗性シャントが用いられる場合に起こり得、この場合、シャントを介する使用し得る電圧（例えば１００ｍＶ）を生成することは、シャントを通過する高電流のため高電力放散となり得る。測定される及び／又は電力コンバータを制御するために用いられることが所望される電流が「アクセスし難く」なり得るという他の状況もある。

電力コンバータ回路は「レギュレータ」と呼ばれることがあるが、「電力コンバータ」又は「コンバータ」という用語は、バック回路、ブースト回路、又はバックブースト（フライバック）回路を指す。

Ｖｏｒｐｅｒｉａｎらは、コンバータが遷移モード（ＴＭ）又は連続的電流モード（ＣＣＭ）で動作している場合に３つのタイプのコンバータにおける異なる平均電流間に既知の関係が存在するという、パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチ概念を提案した。これらの関係は、（ａ）Ｉ_ＳＷ＝Ｉ_ｉｎ＝Ｉ_ｏｕｔ×Ｄ＝Ｉ_{Ｄｉｏｄｅ}×Ｄ／（１−Ｄ）（式１）であるバック、（ｂ）Ｉ_ＳＷ＝Ｉ_ｉｎ×Ｄ＝Ｉ_ｏｕｔ×（１−Ｄ）／Ｄ＝Ｉ_{Ｄｉｏｄｅ}×（１−Ｄ）／Ｄ（式２）であるブースト、及び（ｃ）Ｉ_ＳＷ＝Ｉ_ｉｎ＝Ｉ_ｏｕｔ×（１−Ｄ）／Ｄ＝Ｉ_{Ｄｉｏｄｅ}×Ｄ／（１−Ｄ）（式３）であるバックブーストである。式１〜式３において、Ｉ_ＳＷはスイッチにおける電流であり、Ｉ_ｉｎはコンバータへの入力電流であり、Ｉ_ｏｕｔはコンバータからの出力電流であり、Ｉ_{Ｄｉｏｄｅ}は、整流器ダイオード又は同期スイッチにおける電流であり、ＤはＰＷＭスイッチのデューティサイクルであり、（１−Ｄ）は整流器のデューティサイクルである。

たとえ測定又は制御されることが所望される電流が「アクセスし難い」場合でも、より利便性の良い電流が感知され得、所望の電流のレプリカを得るために式１〜式３のうちの適切な一つが解かれ得、所望の電流のレプリカは、測定を提供するために用いられ得、及び／又は制御変数として用いられ得る。

とはいえ、式１〜式３は乗算及び／又は除算を必要とする。アナログ乗算及び除算回路は、正確ではなく、高価であり、集積回路上の大きな空間を消費し、かなりの電力を消費する。これに比し、この目的のためのデジタル回路は、アナログ制御が実装されるべき場合、入力におけるＡＤＣ回路及び出力におけるＤＡＣ回路を含む。従って、デジタル乗算又は除算も好ましくない。

記載される例において、レギュレートされた出力電流を有するバックコンバータが、コンバータへの入力電流を測定する電流測定デバイスを含む。電流測定デバイスにスイッチが結合される。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路が、測定デバイスから出力電圧を受け取るように結合される。アナログ乗算器が、レギュレータのデューティサイクルに及びコンバータからの出力電流の所定の値を表す電圧に関連する信号（Ｄ）を受け取るように、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路の出力に結合される。

一つの態様において、レギュレートされた平均出力電流を有するブーストコンバータが、コンバータからの入力電流を受け取るように結合されるスイッチを含む。電流測定デバイスが、コンバータへの入力電流を測定し、コンバータへの入力電流を表す電圧を生成する。電圧が、出力電流がレギュレートされる値に関連する定数を表す。第１のアナログ乗算器が、信号Ｋ×１（１−Ｄ）を生成するために、定数Ｋを、１からコンバータのデューティサイクルを引いたもの（１−Ｄ）を表す信号で乗算するために定数を表す電圧に結合される。第２のアナログ乗算器が、入力電流を表す電圧とパルス幅変調（ＰＷＭ）回路への第１の入力との間に結合される。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路への第２の入力が、信号Ｋ×１（１−Ｄ）を受け取るように結合される。

一つの態様において、バック電圧‐電流コンバータがソースＡＣ入力電圧を含む。スイッチがインダクタを介して負荷に結合される。電流測定デバイスが、スイッチを介する電流を測定する。電流源が、電流値をコンバータのデューティサイクルで乗算するためにアナログ乗算器に結合される。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路が、一方の端子において乗算器からの電圧出力を受信し、電流測定デバイスにより測定される電流に関連する電圧を受信する。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路は、コンバータのデューティサイクル（Ｄ）に関連する信号を生成する。スイッチは、入力電圧の一定倍に関連する負荷を介する電流を生成するためにこの信号により動作される。

一つの態様において、ディミング可能な（ｄｉｍｍａｂｌｅ）ＬＥＤを動作させる方法が、ＬＥＤドライバ回路をＡＣディマーの整流された出力に結合することを含む。この方法は、ＬＥＤドライバ回路の入力電圧に関連する電流を提供することを含む。電流の値は、第１の電圧を生成するために、入力電圧及びＬＥＤドライバのデューティサイクルで乗算される。第１の電圧は、比較信号を生成するために、ＬＥＤドライバ回路におけるスイッチを介する電流を表す電圧と比較される。比較信号は、ＬＥＤを駆動するためのスイッチ及び乗算を制御するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するために用いられる。

一実施例に従ったアナログ乗算器の概略である。

一実施例に従ったアナログ除算器の概略である。

Ｉ_ｏｕｔを計算するための回路の概略である。

図３の回路の波形グラフである。

平均出力電流をレギュレートするための回路の概略である。

図５の回路の簡略化したバージョンの概略である。

図６の回路のラインレギュレーションのグラフである。

図６の回路の負荷レギュレーションのグラフである。

ブーストコンバータの平均出力電流をレギュレートするための回路の概略である。

除算器回路を除いた、図９の回路の概略である。

電圧‐電流コンバータの概略である。

図１１の回路の波形の一連のグラフである。

バックブースト（フライバック）コンバータの概略である。

下記は、関連する対象を説明し、参照のため米国特許出願番号ＵＳ１４／４５５，５８２及び米国特許出願番号ＵＳ１４／４５５，６０７によって本明細書に組み込まれる。
米国特許出願番号ＵＳ１４／４５５，５８２ 米国特許出願番号ＵＳ１４／４５５，６０７

本開示は、電力コンバータ内でアナログ乗算又は除算を実施するための、比較的シンプルで、高価でなく、高性能で、信頼性の高い回路を提供し、これにより、電力コンバータにおける測定及び／又は制御のために所望の電流を提供するために、アクセスし難い電流測定の利用が可能となる。

電流が測定されるとき、電流の電圧アナログが生成されることがあり、この場合、電圧の振幅は電流の振幅に関連する。電流を測定する一般的な方法は、抵抗性シャント、変流器、又はホール効果デバイスを用いることである。これらのデバイスの一つにより生成される電圧は、コンバータのオペレーションを制御するため及び／又は所望の測定を提供するために、式１〜式３の一つに関連して、コンバータ内で用いられ得る。

図１は、一実施例に従ったアナログ乗算回路を概して１００として示す。電圧（Ａ）が、電流測定デバイスの一つで生成される電圧を表し、電圧源１０２により生成されて示されている。電圧源の負の端子が接地に結合され、正の端子がスイッチ１０４に結合され、スイッチ１０４の他方の側がノード１１２に接続される。ノード１１２と接地との間に第２のスイッチ１０６が接続される。ノード１１２と出力端子１１８との間にレジスタＲ１１４が結合される。出力端子１１８と接地との間にキャパシタ１１６が結合される。

乗算器１００は、コンバータのオペレーションのためにコンバータ内で既に生成されているパルス幅変調（ＰＷＭ）信号１０８を利用する。信号（Ｄ）は、コンバータのメインスイッチのデューティサイクルを表す。インバータ１１０を介して信号（Ｄ）を反転することにより生成される信号（１−Ｄ）は、コンバータの整流器又は同期スイッチのデューティサイクルを表す。信号（Ｄ）が第１の論理状態にあるときスイッチ１０４は閉であり、信号（１−Ｄ）が第２の論理状態にあるときスイッチ１０６が開である。信号（Ｄ）が第２の論理状態にあるときスイッチ１０４が開であり、信号（１−Ｄ）が第１の論理状態にあるときスイッチ１０６が閉である。例えば、第１の論理状態はデジタル「１」を表し得、第２の論理状態はデジタル「０」を表し得る。ノード１１２上の電圧は、出力端子１１８において信号Ｄ×Ａを生成するためにＲＣフィルタ１１４、１１６によりローパスフィルタされる。従って、回路１００は、２つのスイッチ１０４及び１０６、レジスタ１１４、及びキャパシタ１１６のみを付加することによってシンプルな乗算回路を生成するのに適している。

図２は、一実施例における除算回路２００を示す。電圧（Ａ）が、電流感知デバイスの一つにより生成される電圧を表し、接地に結合される負の端子を有する電圧源２０２により生成されて示されている。電圧生成回路２０２の正の端子が、演算増幅器２０４の非反転入力に結合される。端子２０６における演算増幅器２０４の出力が、回路の出力Ｖ_ｏｕｔである。キャパシタＣ２１０が、演算増幅器の出力とその反転入力との間に結合される。出力端子における電圧も、スイッチ２１２の一方の側に結合され、スイッチ２１２の他方の側はノード２２０に結合される。第２のスイッチ２１６が、ノード２２０に結合される一方の端部と接地に結合される他方の端部とを有する。レジスタＲ２０８が、ノード２２０と演算増幅器２０４の反転端子との間に結合される。

除算器２００は、コンバータのオペレーションのためにコンバータ内で既に生成されているパルス幅変調（ＰＷＭ）信号２０８を利用する。信号（Ｄ）はコンバータのメインスイッチのデューティサイクルを表す。インバータ２１８を介して信号（Ｄ）を反転することにより生成される信号（１−Ｄ）は、コンバータの整流器又は同期スイッチのデューティサイクルを表す。信号（Ｄ）が第１の論理状態にあるときスイッチ２１２は閉であり、信号（１−Ｄ）が第２の論理状態にあるときスイッチ２１６が開である。信号（Ｄ）が第２の論理状態にあるときスイッチ２１２が開であり、信号（１−Ｄ）が第１の論理状態にあるときスイッチ２１６が閉である。例えば、第１の論理状態はデジタル「１」を表し得、第２の論理状態はデジタル「０」を表し得る。定常状態オペレーションにおいて、演算増幅器２０４への反転及び非反転入力における平均電圧は等しい。従って、Ａ＝Ｖ_ｏｕｔ×Ｄである。その結果、Ｖ_ｏｕｔ＝Ａ／Ｄとなる。従って、回路２００は、２つのスイッチ２１２及び２１６、レジスタＲ２０８、キャパシタＣ２１０、及び演算増幅器２０４のみを付加することによってシンプルな除算回路を生成するのに適している。通常、除算回路は乗算回路よりずっと複雑である。しかし、ここでは唯一の違いは演算増幅器２０４の付加である。電圧（Ａ）がＤＣ電圧である場合、ＲＣの値は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するために用いられるスイッチング信号の周期よりずっと大きくすべきである。

図３は、入力電流Ｉ_ｉｎから平均出力電流Ｉ_ｏｕｔを計算するためのアナログ除算器回路３００の利用を示す。この回路は変流器３０１を有し、変流器３０１は、３０２においてスイッチ（図示せず）から入力電流Ｉ_ｉｎを受信し、これは巻線３０４を通過する。この回路は、入力電流が高値電流であり、その場合に、電流を測定するための抵抗性シャントの利用が過剰な損失を生じさせ得るという問題を図示する。変流器３０１は１：Ｋ１の比を有し、そのため、測定された入力電流は出力電流よりＫ１倍大きい。変流器３０１は二次巻線３０６を有し、二次巻線３０６は、接地に結合される一方の端部と、ダイオード３０８のアノードに結合される他方の端部とを有する。ダイオード３０８のカソードが、接地に結合されるレジスタＲ１１ ３１２を有するノードに結合され、これは、一次巻線３０４に印加される入力電流に比例する電圧を生成する。レジスタＲ１ ３１０及びキャパシタＣ１ ３１４を含むローパスフィルタが、レジスタＲ１１ ３１２を介して接続される。ローパスフィルタ３１０、３１４は、変流器３０１の一次巻線３０４を介する平均電流に関連する信号を生成する。レジスタ３１０とキャパシタ３１４との間のノードにおける電圧は、演算増幅器３１６の非反転端子に印加される。演算増幅器３１６の出力Ｖ１は、スイッチＳ１ ３２０の一方の端子に接続され、スイッチＳ１ ３２０の他方の端子はノード３２６に接続される。ノード３２６は、レジスタＲ２ ３２２の一方の端子に接続され、レジスタＲ２ ３２２の他方の端子は、演算増幅器３１６の反転入力に接続される。キャパシタＣ２ ３１８が、演算増幅器の出力Ｖ１とその反転入力との間に接続される。ノード３２６はスイッチＳ２ ３２４の一方の側に結合され、スイッチＳ２ ３２４の他方の側は接地に結合される。

除算器３００は、コンバータのオペレーションのためにコンバータ内で既に生成されたパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を利用する。信号（Ｄ）はコンバータ（図示せず）のメインスイッチのデューティサイクルを表し、信号（Ｄ）を反転することにより生成され得る信号（１−Ｄ）は、コンバータ（図示せず）の整流器又は同期スイッチのデューティサイクルを表す。信号（Ｄ）が第１の論理状態にあるときスイッチ３２０は閉であり、信号（１−Ｄ）が第２の論理状態にあるときスイッチ３２４が開である。信号（Ｄ）が第２の論理状態にあるときスイッチ３２０が開であり、信号（１−Ｄ）が第１の論理状態にあるときスイッチ３２４が閉である。例えば、第１の論理状態はデジタル「１」を表し得、第２の論理状態はデジタル「０」を表し得る。

パルスされた入力信号が、３０２においてスイッチ（図示せず）により生成され、これは変流器３０１の一次巻線３０４を通過する。これにより、Ｉ_ｉｎ×Ｋ１に等しい二次巻線３０６を介する電流が生成される。その電流は、ダイオード３０８及びレジスタＲ１１ ３１２を介して接地へ流れる。レジスタＲ１１ ３１２で生成される電圧は、比Ｋ１で乗算された電流Ｉ_ｉｎを表す。この電圧は、入力電流Ｉ_ｉｎ×Κ１の平均値を表す電圧を生成するために、レジスタＲ１ ３１０及びキャパシタＣ１ ３１４を含むローパスフィルタにより平均化される。

信号Ｉ_ｉｎ×Ｋ１は、演算増幅器３１６の非反転入力に印加される。従って、演算増幅器の出力電圧Ｖ１×ＤはＩ_ｉｎ×Ｋ１に等しく、そのため、Ｖ１＝Ｉ_ｉｎ×Ｋ１／Ｄである。式１を用いて、バック回路では、Ｉ_ｉｎ＝Ｉ_ｏｕｔ×Ｄとなり、そのため、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_ｉｎ／Ｄである。従って、Ｖ１＝Ｉ_ｉｎ×Ｋ１であり、これは、ダイオードＩ_ｉｎ掛ける巻線比（定数）Ｋ１に関連する。例えば、巻線比が１である場合、Ｖ１はＩ_ｏｕｔに等しい。従って、これらの式及びアクセス可能な電流の平均値の利用を介して、アクセスし難い電流の値を得ることができる。この値は、電力コンバータの制御のための変数として用いることもできる。この例では、フィルタ３１０、３１４におけるリップルは、フィルタ３１８、３２２におけるリップルと同相であり、これにより、レジスタ及びキャパシタの非常に低い値をフィルタ（スイッチング周波数の周期より小さい）において用いることが可能となり、そのため、応答時間が優良となる。

図４は、図３の回路のシミュレーション４００を示す。このシミュレーションにおいて、時定数Ｒ１ ３１０、Ｃ１ ３１４は、時定数Ｒ２ ３２２、Ｃ２ ３１８に等しく、これは、スイッチング周波数の周期に等しい。信号４０４はインダクタにおける電流を表し、波形４０２は図３の回路の出力を表し、これは、Ｖ１にある。波形４０２は実質的にＤＣ波形であり、これは、遷移の間でさえ、インダクタ電流の実際の波形に非常に良好に従う。従って、入力電流のみが測定される場合でも、図３の回路は、出力電流を非常に正確に示す。

図５は、バックレギュレータを制御するための回路５００を示す。この回路において、ＬＥＤ５０６を介して流れる、バックレギュレータの出力電流を制御することが望ましい。しかし、入力電流のみがアクセス可能である。これは、例えば、ＬＥＤがレギュレータから物理的に離れていることに起因し得る。バックレギュレータは、ダイオード５０４のアノードに結合されるスイッチ５１０を含み、ダイオード５０４のカソードは、入力電圧５０２の正の端子に結合される。入力電圧源５０２の負の端子は接地に結合される。インダクタ５０８が、スイッチ５１０及びＬＥＤ５０６に結合され、スイッチ５１０及びＬＥＤ５０６は、インダクタに直列であり、入力電圧とスイッチ５１０との間に結合される。シャント５１４が、スイッチ５１０と接地との間に結合される。シャントは、スイッチを介して流れる電流を表す電圧を提供する。シャントを介する電圧が、レジスタ５１２及びキャパシタ５１６を含むＲＣローパスフィルタに結合される。これは、シャントを介する平均電流に関連する電圧を生成する。この電圧は、図３の除算器回路などの除算器回路５１８にフィードされる。除算器は信号（Ｄ）により動作され、信号（Ｄ）は、図３に関連して上述したように、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路５３２からの出力であり、除算器回路５１８を動作させるようにレジスタＲ１ ５２２及びキャパシタＣ１ ５２０を含む平均化回路を介して結合される。除算器の出力は、レジスタ５２４を介して電流増幅器５２８の反転入力に結合される。キャパシタ５２６が、電流増幅器５２８の出力とその反転入力との間に結合される。値Ｋ２を有する電流基準５３０が、増幅器５２８の非反転入力に接続される正の端子と、接地に結合される負の端子とを有する。電流増幅器５２８の出力は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路５３２への入力として結合される。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路５３２は信号（Ｄ）を生成する。

電力コンバータ５００は、式１に従って電流をレギュレートし、そのため、Ｉ_ｏｕｔ×Ｄ＝Ｉ_ｉｎ及びＩ_ｏｕｔ＝Ｉ_ｉｎ／Ｄである。ループは、出力電流を、それを電流基準５３０の値であるＫ２に強いることによりレギュレートする。従って、ＬＥＤを介する電流が一定に保たれ得、このことは、ＬＥＤを介する電流を実際に測定することなくＬＥＤを動作させるために好ましい。

図６は、図５の概念を実装するための回路を示す。しかし、図６の回路は、Ｉ_ｉｎ／Ｄに対するループをＫ２に等しくレギュレートする代わりに、Ｉ_ｉｎに対するループをＫ３×Ｄに等しくレギュレートすることによって簡略化されている。図６において、バックレギュレータは、ダイオード６０４のアノードに結合されるスイッチ６１０を含む。ダイオード６０４のカソードは、入力電圧６０２の正の端子に結合される。インダクタ６０８が、スイッチ６１０及びＬＥＤ６０６に結合され、スイッチ６１０及びＬＥＤ６０６は、インダクタ６０８に直列であり、入力電圧とスイッチ６１０との間に結合される。シャント６１４が、スイッチ６１０と接地との間に結合される。シャントは、スイッチを介して流れる電流を表す電圧を提供する。シャント６１４を介する電圧は、レジスタ６１２を介して電流増幅器６１８の反転入力に結合される。電流増幅器６１８の出力は、キャパシタ６１６を介してその反転入力に結合される。電流増幅器６１８の出力はまた、入力としてパルス幅変調（ＰＷＭ）回路６２０に結合される。パルス変調回路の出力（Ｄ）は、ノード６２２に結合され、ノード６２２はスイッチ６１０のゲートにも結合される。電流基準Ｋ３ ６３２が、接地に結合される負の端子とスイッチ６２８の一方の側に結合される正の端子とを有する。スイッチ６２８の他方の側はノード６３４に結合される。スイッチ６２８は、ノード６２２における信号（Ｄ）により動作される。信号（Ｄ）は、インバータ６３０により反転され、スイッチ６３２に印加され、スイッチ６３２は、ノード６３４から接地へ結合される。ノード６３４は、レジスタ６２６を介してキャパシタ６２４の一方の側に結合され、キャパシタ６２４の他方の側は接地に結合される。キャパシタ６２４を介する電圧は、電流増幅器６１８の非反転入力に結合される。

図６において、スイッチ６２８及び６３２及びレジスタ６２６を含む回路及びキャパシタ６２４は、上述のように、乗算器回路を生成するように組み合わされる。従って、キャパシタ６２４を介する電圧はＫ３×Ｄであり、ここで、（Ｄ）はノード６２２におけるデューティサイクル信号である。従って、ループは、Ｉ_ｉｎ／ＤをＫ３に等しくレギュレートする代わりに、入力電流をＫ３×Ｄに等しくレギュレートする。Ｋ３を一定にすることにより、ＬＥＤ６０６を介する電流は一定のままとなる。この回路の不利な点は、レギュレートされている電流の測定が利用可能ではないことである。しかし、電流を一定に保つことが目的である多くのケースにおけるように、それが必要とされない場合、回路は一層シンプルとなる。

図７及び図８に示すように、図６の回路の簡易さはその性能を損ねない。図７は、７００でラインレギュレーションを示す。Ｘ軸は、入力電圧における変化をパーセンテージとして示し、Ｙ軸はＩｌｏａｄの変動のパーセントを示す。６０％の入力電圧の電圧変化は、負荷電流における３％の変動しか生成しない。図８は、負荷レギュレーション８００を示す。これは、Ｖｌｏａｄ（Ｘ軸）におけるパーセント変化に対して、Ｉｌｏａｄ（Ｙ軸）におけるパーセント変化を示す。図８に示すように、Ｖｌｏａｄにおける６０％の変化が、Ｉｌｏａｄにおける１．６％のみの変化となる。従って、図６における回路は一層シンプルであるが、それでも優れた結果をもたらす。

図９は、コンバータの平均出力電流を間接的にレギュレートするためにブーストコンバータの電力スイッチにおける電流を用いる制御回路を示す。電圧源９０２が、接地に接続される負の端子を有し、その正の端子は、インダクタ９０４の一方の側に接続され、インダクタ９０４の他方の側はノードに接続される。ノードは、トランジスタスイッチ９０６をそこに結合させ、導通チャネルの一方の端子が、レジスタＲｓｈｕｎｔ９１４を介して接地に結合される。同様にノードに接続されるのはダイオード９０８のアノードであり、ダイオード９０８のカソードはＬＥＤ９１０のアノードに接続され、ＬＥＤ９１０は、ブーストコンバータに対する負荷であり、ＬＥＤ９１０のカソードは接地に接続される。キャパシタ９１２が負荷９１０を介して結合される。トランジスタスイッチ９０６は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路９１６により制御され、ＰＷＭ回路９１６は、エラー増幅器９２６の出力により駆動される。エラー増幅器の反転入力は、レジスタＲ４ ９２０スイッチを介して９０６及びシャント９１４の接合に接続される。キャパシタＣ４＿１ ９２４が、反転入力を介して電流エラー増幅器９２６の出力に結合される。電圧源９２８が、コンバータからの所望の電流出力を表す電圧Ｋ４を生成する。電圧源９２８の負の端子は接地に接続され、その正の端子はスイッチＳ１ ９３０の一方の側に接続される。スイッチＳ１ ９３０の他方の側はノード９３４に接続され、ノード９３４はスイッチＳ２ ９３６の一方の側にも接続される。スイッチＳ２ ９３６の他方の側は接地に接続される。ノード９３４は、レジスタＲ１ ９３２を介してノードＶ１に結合され、ノードＶ１からキャパシタＣ１ ９３８が接地に結合される。電圧Ｖ１は増幅器９４０の非反転入力に接続される。増幅器９４０の出力Ｖ_ａｍｐ１は、ノードＶ２に結合されるスイッチＳ３ ９４６の一方の端子に接続される。ノードＶ２は、レジスタＲ２ ９４４を介して増幅器９４０の反転入力に接続される。出力増幅器９４０とその反転入力との間にキャパシタＣ２ ９４２が接続される。電圧Ｖ２は、スイッチＳ４ ９４８の一方の端子に結合され、スイッチＳ４ ９４８の他方の端子は接地に接続される。電圧Ｖ_ａｍｐ１は、増幅器９２６の非反転入力に結合される。

オペレーションにおいて、電圧Ｋ４は、電流コンバータから所望の出力を選択するように選ばれる。図９のコンバータにおいて、負荷は、ＬＥＤ又はＬＥＤのストリングであり、これは、ＬＥＤの輝度を制御するために、一定電圧の代わりに一定電流で動作されることが好ましい。スイッチＳ１ ９３０は信号（Ｄ）により動作され、信号（Ｄ）は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路９１６により生成されるデューティサイクル信号であり、コンバータを動作させるために用いられる。スイッチＳ２ ９３６は信号（１−Ｄ）により動作され、信号（１−Ｄ）は反転された信号（Ｄ）（図示せず）であり得る。ノード９３４において生成される信号は、Ｋ４×Ｄに等しいノードＶ１における電圧を生成するためにローパスフィルタＲ１ ９３２及びキャパシタＣ１ ９３８により平均化される。増幅器９４０の出力上の信号Ｖ_ａｍｐ１は、信号（１−Ｄ）により動作されるスイッチＳ３ ９４６と、信号（Ｄ）により動作されるスイッチＳ４ ９４８とによって、分けられる。従って、ノードＶ２における信号はＶ_ａｍｐ１×（１−Ｄ）に等しい。適切に動作される回路では、定常状態において、増幅器９４０への電圧入力は等しい。

そのため、Ｖ１＝Ｖ２である。従って、Ｖ_ａｍｐ１＝Ｋ４×Ｄ／（１−Ｄ）である。増幅器９２６が適切に動作され、定常状態である場合、両方の入力における電圧は等しい。式２を用いると、Ｉ_ＳＷ＝Ｖ_ａｍｐ１であり、これはＫ４×Ｄ／（１−Ｄ）に等しい。また、Ｉ_ＳＷ＝Ｉ_ｏｕｔ×（１−Ｄ）／Ｄであり、そのため、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_ＳＷ×（１−Ｄ）／Ｄである。従って、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｋ４×Ｄ／（１−Ｄ）×（１−Ｄ）／Ｄであり、これは、Ｋ４に等しい。従って、電流は、電圧Ｋ４で表す値にレギュレートされている。

図５及び図６の実施例と同様に、電流をレギュレートすること望ましいがその電流の測定を必要としない場合、回路が簡略化され得る。従って、図５の回路において、電流が測定され得る。これに比べ、図６の回路では、電流測定が利用可能ではないが、回路が一層シンプルであった。図１０では図９の除算器回路をなくしているため、図１０は、図９よりシンプルな回路である。

図１０の回路１０００において、電圧源１００２が、接地に接続される負の端子と、インダクタ１００４の一方の端子に接続される正の端子とを有し、インダクタ１００４は、ノード１００７に接続される他方の端子を有する。スイッチトランジスタ１００６の導通チャネルの一方の端子が、ノード１００７に接続され、導通チャネルの他方の端子は、Ｒｓｈｕｎｔ１０１４を介して接地に接続される。このノードはダイオード１００８のアノードにも接続され、ダイオード１００８のカソードは、このコンバータのための負荷であるＬＥＤ又はＬＥＤ１０１２のストリングのアノードに接続され、そのカソードは接地に接続される。キャパシタ１０１０が、負荷１０１２の両端に接続される。電圧源１０４２により電圧Ｋ５が生成され、電圧源１０４２は、接地に接続される負の端子と、スイッチＳ１ １０３６の一方の端部に接続される正の端子とを有する。スイッチ１０３６の他方の端子はノード１０３８に接続される。ノード１０３８は、スイッチＳ２ １０４０の一方の端子にも接続され、スイッチＳ２ １０４０の他方の端子は接地に接続される。電圧Ｋ５は、負荷１０１２を介する所望の電流に関連する。ノード１０３８は、レジスタＲ１ １０３４を介してキャパシタＣ１ １０３２の一方の端子に接続され、キャパシタＣ１ １０３２の他方の端子は接地に接続される。レジスタとキャパシタとの間の接合１０３３において電圧Ｖ１がつくられる。この電圧Ｖ１は、電流エラー増幅器１０３０の非反転入力に結合される。電流エラー増幅器１０３０の反転入力は、レジスタＲ４１０２６を介してノード１０２２に接続される。ノード１０２２は、（ａ）信号（Ｄ）により動作され、スイッチ１０２４を介して接地に接続され、及び（ｂ）信号（１−Ｄ）により動作され、スイッチ１０２０を介してノード１０２１に接続される。ノード１０２１は、レジスタＲ２ １０１８を介してシャント１０１４及びスイッチングトランジスタ１００６の接合に接続される。ノード１０２１はキャパシタＣ２ １０２３にも接続され、キャパシタＣ２ １０２３の他方の端子が接地に接続される。キャパシタＣ４＿１ １０２８が、電流エラー増幅器１０３０の反転入力とその出力との間に接続される。増幅器１０３０の出力は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１０１６の入力に接続され、ＰＷＭ回路１０１６は、スイッチＳ１〜Ｓ４及びスイッチングトランジスタ１００６を動作させる信号（Ｄ）を出力する。

オペレーションにおいて、信号（Ｄ）は、スイッチＳ１ １０３６及びＳ３ １０２４を動作させるために用いられる。信号（Ｄ）の反転（１−Ｄ）は、スイッチＳ２ １０４０及びＳ４ １０２０を動作させるために用いられる。電圧Ｋ５は、ＬＥＤなどの負荷を介してレギュレートされることが所望される電流に関連する。レジスタＲ１ １０３４及びキャパシタＣ１ １０３２は、ノード１０３８における信号のためのローパスフィルタを形成する。従って、ノード１０３３における電圧Ｖ１は、Ｋ５×（１−Ｄ）に等しい。レジスタＲ２ １０１８及びＣ２ １０２３によって形成されるフィルタ回路は、Ｒｓｈｕｎｔ１０１４の電圧を平均化する。この平均電圧は、スイッチＳ３ １０２４及びＳ４ １０２０を含む乗算器に印加され、この乗算器は、信号Ｉ_ＳＷ×（１−Ｄ）を生成するために値Ｉ_ＳＷを（１−Ｄ）で乗じ、信号Ｉ_ＳＷ×（１−Ｄ）は、電流エラー増幅器１０３０の反転入力に印加される。回路が、適切に動作され、定常状態にある場合、電流増幅器１０３０の反転及び非反転入力両方における電圧は等しい。

そのため、Ｖ１＝Ｖ２である。Ｖ１がＶ２に等しい場合、Ｉ_ＳＷ×（１−Ｄ）＝Ｋ５×Ｄであり、そのため、Ｉ_ＳＷ＝Ｋ５×Ｄ／（１−Ｄ）となる。式２から、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_ＳＷ×（１−Ｄ）／Ｄであり、そのため、Ｉ_ｏｕｔはＫ５に等しい。その結果、出力電流が、所望の出力電流を表す選ばれた電圧に等しく、図１０の回路が一層シンプルであることを除いて、図９及び図１０の回路に対して同じであるということになる。多くの場合において、レギュレートされている電流の値を必ずしも知る必要はないため、複雑度が低い図１０の回路がこういった場合において優れている。

図１１は例示の実施例の多用性を示す。図１１の回路は、ＬＥＤをディミングするための位相カットディマーの利用を図示する。ＬＥＤは、ＬＥＤが生成する光の量がＬＥＤを介する電流に関連するので、一定電流で動作することが好ましい。一つの問題は、ＬＥＤが位相カットディマーから動作されるとき、ディマーが、ＬＥＤ及びそのドライバ回路に印加される電圧を変え、ドライバ回路が、選ばれた一定電流でＬＥＤを動作させようとする試みにおいてディマーによりつくられる電圧の変更と対抗することである。

図１１はＬＥＤドライバ回路１１００を示す。位相カットディマーであり得るディマー１１０２が、整流器回路１１０４に結合され、整流器回路１１０４の正の端子で出力電圧Ｖ_ｉｎを生成する。この電圧は、ダイオード１１０８のカソード及びＬＥＤ１１１２のアノードに結合される。ダイオード１１０８のアノードは、インダクタ１１１４の一方の端部に結合され、インダクタ１１１４の他方の端部は、ＬＥＤ１１１２のカソードに接続される。ダイオード１１０８のアノードとインダクタ１１１４との接合におけるノードは、スイッチングトランジスタ１１１６の導通チャネルの一方の端子に結合される。スイッチングトランジスタ１１１６の他方の端子は、Ｒｓｈｕｎｔ１１１８を介して接地に結合される。Ｒｓｈｕｎｔ１１１８の電圧は、レジスタ１１２０を介して増幅器１１２４の反転入力に結合される。増幅器１１２４の反転入力はまた、キャパシタ１１２２を介してエラー増幅器１１２４の出力に結合される。整流器１１０４の負の端子は接地に結合される。正の電圧Ｖ_ｉｎは、例えば２ΜΩであり得るレジスタ１１０６を介して、スイッチＳ１ １１３６の一方の端子に結合される。スイッチＳ１ １１３６の他方の端子は接地に接続される。レジスタ１１０６とスイッチＳ１ １１３６の第１の端子との間のノードは、ダイオード１１３４のアノードに接続され、ダイオード１１３４は、エラー増幅器１１２４への非反転入力に接続される。ダイオード１１３４のカソードは、レジスタ１１３０（これは、接地に接続される他方の端子を有する）及びキャパシタ１１３２（これは、接地に接続される他方の端子を有する）にも接続される。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１１２６が、その反転入力で鋸波形生成器１１２８の出力を受信する。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１１２６への非反転入力は、増幅器１１２４の出力に結合される。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１１２６の出力（Ｄ）は、バッファ１１１５を介してスイッチングトランジスタ１１１６のゲートに結合され、また、スイッチＳ１ １１３６を動作させるようにインバータ１１４０及びバッファ１１３８を介して結合される。従って、スイッチＳ１ １１３６は信号（１−Ｄ）により動作される。

図１１の回路において、Ｋ６は、電圧の代わりに電流であり、この場合は１／２ΜΩであるレジスタ１１０６で除算した１に等しい。また、乗算器における第１のスイッチは、ダイオード１１３４で置き換えられている。スイッチＳ１ １１３６が開であるとき、電流がダイオード１１３４を介してキャパシタ１１３２へ流れる。スイッチＳ１ １１３６が閉であるとき、ダイオード１１３４のアノードが接地され、そのため、キャパシタ１１３２へ電流が流れないように及びキャパシタがレジスタ１１３０を介して放電するようにする。これは、Ｋ６×Ｖ_ｉｎ×Ｄに等しいノード１１３１における基準電流Ｉ_ｒｅｆを生成し、これは、エラー増幅器１１２４の非反転入力に印加される。Ｒｓｈｕｎｔ１１１８の電圧は、レジスタ１１２０を介してエラー増幅器１１２４の反転入力に印加され、ここで、フィードバックループにおけるキャパシタ１１２２に関連してそれが平均化される。エラー増幅器１１２４の出力は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１１２６の非反転入力にフィードされ、ＰＷＭ回路１１２６は、その反転入力でソース１１２８から鋸波形を受信する。エラー増幅器１１２４は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号（Ｄ）を生成するためにパルス幅変調（ＰＷＭ）回路１１２６のオペレーションを制御し、ＰＷＭ信号（Ｄ）は、バッファ１１１５を介してスイッチングトランジスタ１１１６のゲートに印加され、スイッチＳ１ １１３６を動作させるためにインバータ１１４０及びバッファ１１３８を介して印加される。

式１から、Ｉ_ＳＷ＝Ｉ_ｉｎであり、ここで、Ｉ_ＳＷはＫ６×Ｖ_ｉｎ×Ｄに等しい。また、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_ｉｎ／Ｄであるため、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｋ６×Ｖ_ｉｎである。従って、ＬＥＤ１１１２を介する出力電流は、入力電圧の線形関数であり、これにより、ＬＥＤドライバが、ディマー１１０２により生成される電圧における変化と対抗することなく所望のディミング効果が生成される。

図１２は、図１１の回路のための波形を示す。波形１２０２はインダクタ電流に対応し、波形１２０４は入力電流に対応する。波形１２０６は、エラー増幅器１１２４の出力におけるＶｅａの電圧に対応する。波形１２０８は入力電圧に対応する。オペレーションにおいて、出力電圧が一定であり、そのため、出力電流は入力電圧波形に従う。入力電流のための基準はＤＣであり、そのため、入力電流がサイクルにわたって一定であり、ドライバ入力電流は約０．９１の力率の矩形波となる。

図１３は、バックブースト（フライバック）回路１３００を示す。ＤＣ電圧源１３０２が、接地に結合される負の端子を有し、その正の端子は、変圧器１３０４の一次巻線１３０６の一方の端子に接続される。一次巻線１３０６の他方の端部は、スイッチングトランジスタ１３１４の導通チャネルに結合され、スイッチングトランジスタ１３１４の他方の端子は、シャント１３２４を介して接地に接続される。スイッチングトランジスタ１３１４は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１３１６から出力される信号（Ｄ）により動作される。パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１３１６は増幅器１３１８の制御下で動作され、増幅器１３１８は、レジスタ１３２２によりトランジスタ１３１４とシャント１３２４との間のノードに結合される反転入力を有する。反転入力とエラー増幅器１３１８の出力との間にキャパシタ１３２０が結合される。回路１３２６が、電力コンバータの出力において所望とされる電流を表す電圧を生成する。回路１３２６は、スイッチ１３２８を介してノード１３２９に結合され、ノード１３２９はスイッチ１３３０を介して接地に結合される。ノード１３２９は、レジスタ１３３２を介してノード１３３３に結合され、ノード１３３３は、キャパシタ１３３４を介して接地に結合される。ノード１３３３における電圧は、増幅器１３３６の非反転入力に結合され、増幅器１３３６の出力は、エラー増幅器１３１８の非反転入力に結合される。キャパシタ１３３８が、増幅器１３３６の出力とその反転入力との間に結合される。増幅器１３３６の反転入力はまた、レジスタ１３４０を介してノード１３４３に結合され、ノード１３４３は、スイッチ１３４４により接地に結合され、スイッチ１３４２により増幅器１３３６の出力に結合される。変圧器１３０４の二次側で、ダイオード１３１０がＬＥＤ１３１２に直列に結合される。

オペレーションにおいて、スイッチ１３２８は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１３１６から出力される信号（Ｄ）により動作され、スイッチ１３３０は信号（１−Ｄ）により動作され、信号（１−Ｄ）は、例えば信号（Ｄ）を反転することにより生成され得る。ノード１３２９において生成される電圧は、信号Ｋ７×Ｄを生成するためにキャパシタ１３３４とレジスタ１３３２によりローパスフィルタされ、これは、増幅器１３３６の非反転端子により受信される。増幅器１３３６、キャパシタ１３３８、レジスタ１３４０、及びスイッチ１３４２及び１３４４は除算回路を形成し、除算回路は、信号Ｋ７×Ｄを（１−Ｄ）で除算する。その信号は、エラー増幅器１３１８の非反転入力に印加される。

式３を用い、バックブースト回路では、Ｉ_ｏｕｔ×（１−Ｄ）＝Ｉ_ｉｎであり、そのため、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_ｉｎ（１−Ｄ）／Ｄ及びＩ_ｉｎ＝Ｋ×Ｄ（１−Ｄ）である。従って、Ｉ_ｉｎ＝Ｋ７×Ｄ／（１−Ｄ）を強いることにより、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｋ７×Ｄ／（１−Ｄ）×（１−Ｄ）／Ｄとなり、これは、Ｉ_ｏｕｔ＝Ｋ７であることを意味する。

エラー増幅器１３１８の非反転入力に印加される信号は、Ｋ×Ｄ／（１−Ｄ）である。エラー増幅器１３１８の反転入力に印加される信号はＩ_ｉｎに関連する。従って、回路は、ＬＥＤ１３１２を介する出力電流をＫ７に等しく保つように、及び一定の電流出力を提供するように動作し得る。

本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に変形が成され得、多くの他の実施例が可能である。

Claims (20)

1. パワーレギュレータであって、
   基準電圧源と、
   入力と出力とを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）回路と、
   前記基準電圧源に結合される第１の入力と、前記ＰＷＭ回路の出力に結合される第２の入力と、乗算器出力とを有する、アナログ乗算器回路と、
   入力電圧端子と、
   前記入力電圧端子に結合される電流制御デバイスであって、前記ＰＷＭ回路の出力に結合される制御入力を有する、前記電流制御デバイスと、
   前記電流制御デバイスに結合される電流測定デバイスと、
   前記乗算器出力と前記ＰＷＭ回路の入力との間に結合されるフィードバックパスと、
   を含む、パワーレギュレータ。
2. 請求項１に記載のパワーレギュレータであって、
   前記基準電圧源が入力電流をレギュレートするための定電圧を生成するように構成される、パワーレギュレータ。
3. 請求項１に記載のパワーレギュレータであって、
   前記アナログ乗算器回路が、
   フィルタ入力と、前記乗算器出力に結合されるフィルタ出力とを有するローパスフィルタと、
   前記第１の入力と前記フィルタ入力との間に結合される第１のスイッチであって、前記第２の入力に結合される第１の制御端子を有する、前記第１のスイッチと、
   前記第２の入力に結合されるインバータ入力と、インバータ出力とを有する、インバータと、
   前記フィルタ入力とグラウンド端子との間に結合される第２のスイッチであって、前記インバータ出力に結合される第２の制御端子を有する、前記第２のスイッチと、
   を含む、パワーレギュレータ。
4. 請求項１に記載のパワーレギュレータであって、
   前記アナログ乗算器回路が前記乗算器出力にレギュレートされた電圧を生成するように構成され、前記レギュレートされた電圧が前記基準電圧源からの定電圧と前記ＰＷＭ回路のデューティーサイクルとの乗算を示す、パワーレギュレータ。
5. 請求項１に記載のパワーレギュレータであって、
   前記フィードバックパスが、
   前記ＰＷＭ回路の入力に結合される増幅器出力と、前記アナログ乗算器回路の乗算器出力に結合される非反転入力と、反転入力とを有する増幅器と、
   前記反転入力と前記増幅器出力との間に結合されるキャパシタと、
   を含み、
   前記電流制御デバイスが、前記入力電圧端子と前記反転入力との間に結合されるスイッチトランジスタを含む、パワーレギュレータ。
6. パワーレギュレータであって、
   基準電圧源と、
   入力と出力とを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）回路と、
   前記基準電圧源に結合される第１の入力と、前記ＰＷＭ回路の出力に結合される第２の入力と、乗算器出力とを有する、アナログ乗算器回路と、
   前記乗算器出力と前記ＰＷＭ回路の入力との間に結合されるフィードバックパスと、
   入力電圧源と、
   前記入力電圧源に結合されるカソードと、アノードとを有するダイオードと、
   前記フィードバックパスに結合される電流測定デバイスと、
   前記ダイオードのアノードに結合される第１の電流端子と、前記電流測定デバイスに結合される第２の電流端子と、前記ＰＷＭ回路の出力に結合されるゲート端子とを有するスイッチトランジスタと、
   を含む、パワーレギュレータ。
7. 請求項６に記載のパワーレギュレータであって、
   前記電流測定デバイスが、前記スイッチトランジスタの第２の電流端子とグラウンド端子との間に結合される第１の抵抗器と、前記スイッチトランジスタの第２の電流端子と前記フィードバックパスとの間に結合される第２の抵抗器とを含む、パワーレギュレータ。
8. パワーレギュレータであって、
   基準電圧を生成するように構成される基準電圧源と、
   デューティーサイクルを有するＰＷＭ信号を生成するように構成されるパルス幅変調（ＰＷＭ）回路と、
   前記ＰＷＭ回路に結合されるアナログ乗算器回路であって、前記基準電圧と前記デューティーサイクルとに基づいてレギュレートされた電圧を生成するように構成される、前記アナログ乗算器回路と、
   入力電圧源と、
   前記入力電圧源に結合されるスイッチであって、前記ＰＷＭ信号に応答して導通する、前記スイッチと、
   前記スイッチに結合される電流測定デバイスであって、前記スイッチを介して流れる電流を示す測定された電圧を提供する、前記電流測定デバイスと、
   前記ＰＷＭ回路に結合される増幅器であって、前記レギュレートされた電圧と前記測定された電圧との間の差に基づいて前記ＰＷＭ信号のデューティーサイクルを調節するように構成される、前記増幅器と、
   を含む、パワーレギュレータ。
9. 請求項８に記載のパワーレギュレータであって、
   前記アナログ乗算器回路が、
   フィルタ入力と、前記レギュレートされた電圧を放出するように構成されるフィルタ出力とを有するローパスフィルタと、
   前記基準電圧源と前記フィルタ入力との間に結合される第１のスイッチであって、前記ＰＷＭ信号を受信するように構成される第１の制御端子を有する、前記第１のスイッチと、
   前記フィルタ入力とグラウンド端子との間に結合される第２のスイッチであって、前記ＰＷＭ信号を反転する反転ＰＷＭ信号を受信するように構成される第２の制御端子を有する、前記第２のスイッチと、
   を含む、パワーレギュレータ。
10. 請求項８に記載のパワーレギュレータであって、
    前記増幅器が、前記ＰＷＭ回路の入力に結合される増幅器出力と、前記アナログ乗算器回路からの前記レギュレートされた電圧を受信するように構成される非反転入力と、キャパシタを介して前記増幅器出力に結合される反転入力とを含む、パワーレギュレータ。
11. 請求項８に記載のパワーレギュレータであって、
    前記基準電圧が前記測定された電圧に関連する定電圧を含む、パワーレギュレータ。
12. パワーレギュレータであって、
    基準電圧を生成するように構成される基準電圧源と、
    デューティーサイクルを有するＰＷＭ信号を生成するように構成されるパルス幅変調（ＰＷＭ）回路と、
    前記ＰＷＭ回路に結合されるアナログ乗算器回路であって、前記基準電圧と前記デューティーサイクルとに基づいてレギュレートされた電圧を生成するように構成される、前記アナログ乗算器回路と、
    前記ＰＷＭ回路に結合される増幅器であって、前記レギュレートされた電圧と入力電流を概算する測定された電圧との間の差に基づいて前記ＰＷＭ信号のデューティーサイクルを調節するように構成される、前記増幅器と、
    前記ＰＷＭ信号に基づいて前記入力電流を伝導するように構成されるスイッチと、
    前記入力電流に関連する前記測定された電圧を生成するように構成される電流測定デバイスと、
    入力電圧源と、
    前記入力電圧源に結合されるカソードと、アノードとを有するダイオードと、
    を含み、
    前記電流測定デバイスが前記増幅器の反転入力に結合され、
    前記スイッチが、前記ダイオードのアノードに結合される第１の電流端子と、前記電流測定デバイスに結合される第２の電流端子と、前記ＰＷＭ信号を受信するように構成されるゲート端子とを有するトランジスタを含む、パワーレギュレータ。
13. 請求項１２に記載のパワーレギュレータであって、
    前記増幅器が、前記レギュレートされた電圧を受信するように構成される非反転入力を含む、パワーレギュレータ。
14. 請求項１２に記載のパワーレギュレータであって、
    前記電流測定デバイスが、前記トランジスタの第２の電流端子とグラウンド端子との間に結合される第１の抵抗器と、前記トランジスタの第２の電流端子と前記増幅器の反転入力との間に結合される第２の抵抗器とを含む、パワーレギュレータ。
15. 請求項１４に記載のパワーレギュレータであって、
    前記基準電圧が、前記第１の抵抗器を介して伝導される前記入力電流をレギュレートするための定電圧を含む、パワーレギュレータ。
16. パワーレギュレータであって、
    基準電圧源と、
    入力と出力とを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）回路と、
    前記基準電圧源に結合される第１の入力と、前記ＰＷＭ回路の出力に結合される第２の入力と、乗算器出力とを有するアナログ乗算器回路と、
    入力電圧源と、
    前記入力電圧源に結合されるスイッチトランジスタであって、前記ＰＷＭ回路の出力に結合される制御入力を有する、前記スイッチトランジスタと、
    前記スイッチトランジスタに結合される電流測定デバイスと、
    前記ＰＷＭ回路の入力に結合される増幅器出力と、前記アナログ乗算器回路の乗算器出力に結合される非反転入力と、前記電流測定デバイスに結合される反転入力とを有する増幅器と、
    を含む、パワーレギュレータ。
17. 請求項１６に記載のパワーレギュレータであって、
    前記増幅器の増幅器出力と反転入力との間に結合されるキャパシタを更に含む、パワーレギュレータ。
18. 請求項１６に記載のパワーレギュレータであって、
    前記アナログ乗算器回路が、
    フィルタ入力と、前記乗算器出力に結合されるフィルタ出力とを有するローパスフィルタと、
    前記第１の入力と前記フィルタ入力との間に結合される第１のスイッチであって、前記第２の入力に結合される第１の制御端子を有する、前記第１のスイッチと、
    前記第２の入力に結合されるインバータ入力と、インバータ出力とを有する、インバータと、
    前記フィルタ入力とグラウンド端子との間に結合される第２のスイッチであって、前記インバータ出力に結合される第２の制御端子を有する、前記第２のスイッチと、
    を含む、パワーレギュレータ。
19. パワーレギュレータであって、
    基準電圧源と、
    入力と出力とを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）回路と、
    前記基準電圧源に結合される第１の入力と、前記ＰＷＭ回路の出力に結合される第２の入力と、乗算器出力とを有するアナログ乗算器回路と、
    前記ＰＷＭ回路の入力に結合される増幅器出力と、前記アナログ乗算器回路の乗算器出力に結合される非反転入力と、キャパシタを介して前記増幅器出力に結合される反転入力とを有する増幅器と、
    入力電圧源と、
    前記入力電圧源に結合されるカソードと、アノードとを有するダイオードと、
    前記増幅器の反転入力に結合される電流測定デバイスと、
    前記ダイオードのアノードに結合される第１の電流端子と、前記電流測定デバイスに結合される第２の電流端子と、前記ＰＷＭ回路の出力に結合されるゲート端子とを有するスイッチトランジスタと、
    を含む、パワーレギュレータ。
20. 請求項１９に記載のパワーレギュレータであって、
    前記電流測定デバイスが、前記スイッチトランジスタの第２の電流端子とグラウンド端子との間に結合される第１の抵抗器と、前記スイッチトランジスタの第２の電流端子と前記増幅器の反転入力との間に結合される第２の抵抗器とを含む、パワーレギュレータ。

Images