JP5476141B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤドライバ等の各種電子機器に用いられるスイッチング電源回路に関し、特に、出力電流を定電流制御する機能を備えたスイッチング電源回路に関する。

従来、スイッチング電源回路は、小型軽量で高効率な電源回路として知られており、さまざまな電子機器用の電源として用いられている。一般的には負荷に一定の電圧を供給する定電圧源として使用されることが多いが、負荷に一定の電流を供給する定電流源として使用されることもあり、そのようなスイッチング電源回路が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１の図１に示されたスイッチング電源装置においては、主スイッチング素子は、入力電源の正極端子側に配置されたいわゆるハイサイドスイッチング素子として用いられている。この装置では、負荷に直列に電流検出抵抗を接続し、負荷に流れる出力電流を直接検出しているため、定電流制御を比較的容易に行うことができる。しかしながら、主スイッチング素子がハイサイド側に配置されているため、スイッチング素子の駆動回路が比較的高価になるという問題がある。

この改善策として、主スイッチング素子を入力電源の負極端子側に配置し、いわゆるローサイドスイッチング素子として用いたスイッチング電源回路を用いた照明器具が開示されている（例えば、特許文献２）

特許文献２においては、スイッチング電源回路部は降圧チョッパ回路を有し、スイッチング素子を兼ねた制御回路ＩＣによりスイッチング制御されており、スイッチング素子に流れる電流のピーク値が閾値電流を超えたときにスイッチング素子をオフするカレントリミット制御を行っている。

特開２００９−１４８１０７号公報（図１） 特開２００９−１３４９４６号公報

しかしながら、特許文献２に開示されているスイッチング電源回路部には次のような問題がある。
すなわち、特許文献２のスイッチング電源回路部において、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔ、チョークコイルのインダクタンス値（Ｌ値）をＬ１、スイッチング素子のスイッチング周期をＴｓとすると、出力電流Ｉｏと閾値電流Ｉｐとの関係は、以下の式（１）のように表される。
Ｉｏ＝Ｉｐ−（１／２）×（（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ１）
×（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）×Ｔｓ ・・・（１）
式（１）からわかるように、チョークコイルのインダクタンス値（Ｌ１）が十分に大きい場合は出力電流Ｉｏが閾値電流Ｉｐと略同等の値となる。しかしながら、チョークコイルのＬ値Ｌ１を大きくするとチョークコイルの寸法が大きくなり、かつ、高価なものとなるため、チョークコイルのＬ値Ｌ１を大きくするのには限度があり、その結果、入力電圧Ｖｉｎあるいは出力電圧Ｖｏｕｔの変動によって、出力電流Ｉｏが変動してしまうという問題がある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、簡単な回路構成でありながら、入力電圧あるいは出力電圧の変動に対して出力電流の定電流制御を精度良く行うことが可能なスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、請求項１の発明によるスイッチング電源回路は、スイッチング素子と、該スイッチング素子に直列に接続されて前記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出し、直流電圧に変換して出力する電流検出回路と、負荷部に流れる電流が一定になるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路とを備え、直流電圧源からの電圧を入力して直流電力を前記負荷部に供給するスイッチング電源回路において、前記制御回路から前記スイッチング素子に入力するスイッチ駆動信号のオンデューティに比例した基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、前記電流検出回路から出力される前記直流電圧と前記基準電圧との誤差情報を前記制御回路に出力する誤差増幅回路とを備え、前記制御回路は、前記直流電圧が前記スイッチ駆動信号のオンデューティに比例して変化する関係にあることに基づき、前記誤差情報に基づいて前記基準電圧と前記直流電圧とが同じ値でつりあった状態で安定するように前記スイッチ駆動信号のオンデューティを調整することを特徴とする。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載のスイッチング電源回路において、前記制御回路は、駆動パルス信号を生成する駆動パルス生成回路と、前記駆動パルス信号を入力して前記スイッチング素子を駆動する前記スイッチ駆動信号を出力する駆動回路とを備え、前記基準電圧は前記駆動パルス生成回路から出力される第１の出力信号または前記駆動回路から出力される第２の出力信号をもとに生成されることを特徴とする。

また、請求項３の発明は、請求項２に記載のスイッチング電源回路において、前記第１の出力信号は、前記駆動パルス信号と同じパルス信号であることを特徴とする。

また、請求項４の発明は、請求項２に記載のスイッチング電源回路において、前記第１の出力信号は、前記駆動パルス信号とはオンデューティが等しく、位相または／および周波数が異なるパルス信号であることを特徴とする。

また、請求項５の発明は、請求項２に記載のスイッチング電源回路において、前記第２の出力信号は、前記スイッチ駆動信号と同じパルス信号であることを特徴とする。

また、請求項６の発明は、請求項１内至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路において、前記スイッチング素子は、ローサイド側のトランジスタであることを特徴とする。

また、請求項７の発明は、請求項６に記載のスイッチング電源回路において、前記トランジスタと、前記トランジスタのハイサイド側に配置される整流平滑回路とを含む降圧型コンバータ回路を備えたことを特徴とする。

また、請求項８の発明は、請求項１内至７のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路において、前記電流検出回路は、前記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出素子と、検出された前記電圧を平均化するローパスフィルタとを有することを特徴とする。

本発明によるスイッチング電源回路は、以上のように構成したため、簡単な回路構成でありながら、入力電圧あるいは出力電圧の変動に対して出力電流の定電流制御を精度良く行うことが可能なスイッチング電源回路を提供することが可能となる。

本発明の一実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路構成図である。 本発明の一実施形態に係るスイッチング電源回路において、駆動パルス生成回路から駆動回路に出力される駆動パルス信号Ａと駆動パルス生成回路から基準電圧生成回路に出力される出力信号（第１の出力信号）Ｂ（Ｂ１〜Ｂ３）との関係を示す図である。 本発明の別の実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路構成図である。

以下、本発明の実施形態を添付図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路構成図である。

図１に示すように、スイッチング電源回路１は、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とチョークコイルＬ１とで構成される整流平滑回路と、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に直列接続された電流検出回路２と、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御可能な制御回路３とを備えており、直流電圧源Ｖｄｃから入力される直流電圧を電力変換して直流電力を負荷部４に供給するとともに、負荷部４に流れる出力電流が常に一定になるように制御する定電流制御モードのスイッチング電源回路である。電流検出回路２は、抵抗素子Ｒ１からなる電流検出素子５と、抵抗素子Ｒ２とコンデンサＣ２とを有するローパスフィルタ６とを備えている。また、制御回路３は、駆動パルス生成回路７と駆動回路８とを備えている。

本実施形態に係るスイッチング電源回路１においては、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１のハイサイド側に配置された整流平滑回路とにより降圧型コンバータ回路を構成している。また、スイッチング素子Ｑ１は、直流電圧源Ｖｄｃの負極端子側に配置されたいわゆるローサイドスイッチング素子として用いられている。

また、負荷側においては、負荷部４にコンデンサＣ１が並列接続され、この並列回路にチョークコイルＬ１が直列に接続され、この並直列回路にダイオードＤ１が並列接続されている。ダイオードＤ１のカソード端子はコンデンサＣ１の一端とともに直流電圧源Ｖｄｃの正極端子に接続され、アノード端子はチョークコイルＬ１を介してコンデンサＣ１の他端に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１は、ドレイン端子がダイオードＤ１のアノード端子に接続され、ソース端子が電流検出回路２の電流検出素子５に接続され、ゲート端子が制御回路３の駆動回路８の出力端子に接続されている。

スイッチング電源回路１は、さらに、基準電圧生成回路９および誤差増幅回路１０を備えている。本発明は、詳細を後述するが、これらの回路と周辺回路との回路構成に特徴を有するものである。

次に、スイッチング電源回路１の基本回路動作について説明する。
直流電圧源Ｖｄｃから直流電圧が印加されると、制御回路３は動作を開始し、駆動パルス生成回路７にてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ
Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行うための矩形波状の駆動パルス信号Ａを生成して駆動回路８に出力する。

駆動回路８は、駆動パルス生成回路７から駆動パルス信号Ａが入力されると、スイッチング素子Ｑ１に矩形波状のスイッチ駆動信号Ｃを出力する。スイッチング素子Ｑ１は、スイッチ駆動信号Ｃによってスイッチング動作（オン／オフ動作）を繰り返し、直流電圧源Ｖｄｃから供給される入力電圧はダイオードＤ１とコンデンサＣ１とチョークコイルＬ１とで構成される整流平滑回路によって出力電圧に変換され、負荷部４に電力を供給する。

スイッチング素子Ｑ１がオン動作をしているときは、直流電圧源Ｖｄｃから流れる電流が負荷部４とコンデンサＣ１，チョークコイルＬ１，スイッチング素子Ｑ１を通り、電流検出回路２の電流検出素子５を介してグランド側に流れる。スイッチング素子Ｑ１に流れるパルス電流は電流検出素子５によってパルス電圧に変換されて検出され、検出されたパルス電圧はローパスフィルタ６によって平均化されて直流電圧に変換され、誤差増幅回路１０に出力される。電流検出回路２より出力される直流電圧の大きさはスイッチング素子Ｑ１に入力されるスイッチ駆動信号Ｃのオンデューティに比例した値となる。

次に、図２を用いて、基準電圧生成回路９の回路動作を説明する。図２は、スイッチング電源回路１において、駆動パルス生成回路７から駆動回路８に出力される駆動パルス信号Ａと駆動パルス生成回路７から基準電圧生成回路９に出力される出力信号（第１の出力信号）Ｂ（Ｂ１〜Ｂ３）との関係を示す図である。
図２に示すように、制御回路３において、駆動パルス生成回路７から駆動回路８に、ＯＮ時間がｄ１１、ＯＦＦ時間がｄ２１の矩形波状の駆動パルス信号Ａが出力された場合、駆動パルス生成回路７から基準電圧生成回路９には、例えば、出力信号Ｂ１のように、オンデューティ、位相、周波数のいずれも駆動パルス信号Ａと同じ出力信号（第１の出力信号）が出力される。基準電圧生成回路９は、抵抗素子Ｒ３とコンデンサＣ３とを有するローパスフィルタを備えており、駆動パルス生成回路７から入力された第１の出力信号Ｂ１は、ローパスフィルタによって平均化されて直流電圧に変換され、基準電圧として誤差増幅回路１０に出力される。基準電圧生成回路９から出力される直流電圧（基準電圧）の大きさは、駆動パルス信号Ａのオンデューティ、ひいては、スイッチ駆動信号Ｃのオンデューティに比例した値となる。尚、第１の出力信号Ｂ１は、駆動パルス生成回路７から出力される駆動パルス信号Ａを直接流用してもよい。

次に、スイッチング電源回路１の定電流制御モードの動作について具体的な例を用いて詳しく説明する。
直流電圧源Ｖｄｃからの入力電圧Ｖｉｎと負荷部４の出力電圧Ｖｏｕｔの関係は、スイッチ駆動信号ＣのオンデューティをＤＴとすると、以下の数式（２）で表される。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ×ＤＴ ・・・（２）
ここで、スイッチング電源回路１の初期動作時に、入力電圧Ｖｉｎが４００Ｖ、出力電圧Ｖｏｕｔが２００Ｖであったとすると、式（２）より、オンデューティＤＴは０．５（５０％）となる。このとき、駆動パルス生成回路７から基準電圧生成回路９に入力される第１の出力信号Ｂ１がＨｉｇｈレベル＝１．０Ｖ、Ｌｏｗレベル＝０Ｖ、オンデューティが０．５のパルス信号とすると、基準電圧生成回路９から誤差増幅回路１０に出力される基準電圧は、第１の出力信号Ｂ１の平均値となるため、０．５Ｖ（＝１．０Ｖ×０．５）の直流電圧となる。
一方、負荷抵抗を２００Ωとすると、負荷部４に流れる出力電流Ｉｏは１．０Ａ（＝２００Ｖ／２００Ω）となり、電流検出回路２の電流検出素子５（抵抗素子Ｒ１）の抵抗値を１．０Ωとすると、電流検出素子５にはオンデューティが０．５で１．０Ａのパルス電流が流れ、電流検出素子５によりパルス電圧に変換されて検出される。検出されたパルス電圧は、ローパスフィルタ６を通して電流検出回路２から誤差増幅回路１０に出力される。出力される電圧は、ローパスフィルタ６によってパルス電圧の平均値となるため、０．５Ｖ（＝１．０Ａ×１．０Ω×０．５）の直流電圧となる。
したがって、初期動作時には、基準電圧生成回路９から誤差増幅回路１０に出力される基準電圧と電流検出回路２から誤差増幅回路１０に出力される直流電圧は同じ値（０．５Ｖ）でつりあった状態で安定している。

もし、負荷部４の負荷抵抗が何らかの要因で２００Ωから１００Ωに変化した場合、この時点では、スイッチ駆動信号Ｃのオンデューティは０．５、出力電圧は２００Ｖのままであるため、出力電流は２．０Ａ（＝２００Ｖ／１００Ω）に変化する。このとき、基準電圧生成回路９から誤差増幅回路１０に出力される基準電圧は０．５Ｖのままであるのに対して、電流検出回路２から誤差増幅回路１０に出力される直流電圧は１．０Ｖ（＝２．０Ａ×１．０Ω×０．５）となる。
これにより、誤差増幅回路１０から制御回路３の駆動パルス生成回路７には差分電圧（０．５Ｖ）に比例した電圧が出力され、駆動パルス生成回路７は、出力する駆動パルス信号Ａのオンデューティを減らすように作用する。

例えば、駆動パルス生成回路７から出力される駆動パルス信号Ａのオンデューティが０．５から０．４に変化した場合、出力電圧Ｖｏｕｔは式（２）から１６０Ｖ（＝４００Ｖ×０．４）となり、負荷部４に流れる出力電流Ｉｏは１．６Ａ（＝１６０Ｖ／１００Ω）に減少する。
このとき、駆動パルス生成回路７から基準電圧生成回路９に出力される第１の出力信号Ｂ１のオンデューティが駆動パルス信号Ａに比例して０．４に変化するため、基準電圧生成回路９から誤差増幅回路１０に出力される基準電圧は０．４Ｖ（＝１．０Ｖ×０．４）となる。
一方、電流検出素子５により検出されるパルス電圧のオンデューティは０．４となるため、電流検出回路２から誤差増幅回路１０に出力される直流電圧は０．６４Ｖ（＝１．６Ａ×１．０Ω×０．４）となる。
これにより、誤差増幅回路１０から制御回路３の駆動パルス生成回路７には差分電圧（０．２４Ｖ）に比例した電圧が出力され、駆動パルス生成回路７は、引き続き、出力する駆動パルス信号Ａのオンデューティを減らすように作用する。

上記のオンデューティを減少させる動作が繰り返され、駆動パルス生成回路７から駆動回路８に出力される駆動パルス信号Ａのオンデューティが０．２５になったとする。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは１００Ｖ（＝４００Ｖ×０．２５）となり、負荷部４に流れる出力電流Ｉｏは１．０Ａ（＝１００Ｖ／１００Ω）に減少する。
そして、駆動パルス生成回路７から基準電圧生成回路９に出力される第１の出力信号Ｂ１のオンデューティが駆動パルス信号Ａに比例して０．２５に変化するため、基準電圧生成回路９から誤差増幅回路１０に出力される基準電圧は０．２５Ｖ（＝１．０Ｖ×０．２５）となる。
一方、電流検出素子５により検出される検出電圧のオンデューティは０．２５となるため、電流検出回路２から誤差増幅回路１０に出力される直流電圧も０．２５Ｖ（＝１．０Ａ×１．０Ω×０．２５）となる。
その結果、基準電圧生成回路９から誤差増幅回路１０に出力される基準電圧と電流検出回路２から誤差増幅回路１０に出力される直流電圧は同じ値（０．２５Ｖ）でつりあった状態となり安定する。

以上で説明した定電流制御モードの動作（基準電圧生成回路９から誤差増幅回路１０に出力される基準電圧と電流検出回路２から誤差増幅回路１０に出力される直流電圧がつりあうように駆動パルス信号Ａのオンデューティが減少される動作）は瞬時に行われるため、負荷部４の負荷抵抗が２００Ωから１００Ωに変化しても、結果的に、出力電圧Ｉｏは１．０Ａのままで一定に制御され、安定な状態に保たれる。

尚、上記の説明では、負荷部４の抵抗負荷が減少した場合を例にとって説明したが、さまざまな要因による入力電圧あるいは出力電圧の変動に対して、出力電流Ｉｏが一定に保たれるように、定電流制御モードの動作が行われる。

また、上記の説明では、駆動パルス生成回路７から基準電圧生成回路９に入力される第１の出力信号Ｂは、図２に示すＢ１（駆動パルス信号Ａと同じ信号）を例にとり説明したが、第１の出力信号Ｂは、このパルス波形の信号に限定されるものではなく、例えば、図２に示すＢ２のように、位相が異なるがオンデューティが同じ（ＯＮ時間ｄ１１、ＯＦＦ時間ｄ２１が同じ）であるパルス信号や、Ｂ３のように、周波数が異なる（ＯＮ時間ｄ１２、ＯＦＦ時間ｄ２２が異なる）がオンデューティが同じ（ｄ１１：ｄ２１＝ｄ１２：ｄ２２）であるパルス信号など、第１の出力信号Ｂは、駆動パルス信号Ａ（ひいてはスイッチ駆動信号Ｃ）と位相や周波数が異なっていてもよく、オンデューティが同じパルス信号であればよい。駆動パルス生成回路７から基準電圧生成回路９に入力される第１の出力信号Ｂをスイッチ駆動信号Ｃのオンデューティと同じパルス信号とすることにより、基準電圧生成回路９にて生成される基準電圧は、スイッチ駆動信号Ｃのオンデューティに比例した電圧となる。

本実施形態では、入力電圧あるいは出力電圧の変動に伴い、電流検出回路２から出力される直流電圧がスイッチ駆動信号Ｃのオンデューティに比例して変化するのに対して、基準電圧生成回路９で生成される基準電圧がスイッチ駆動信号Ｃのオンデューティに比例して生成されるようにしたため、出力電流Ｉｏの定電流制御を的確に行うことができる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１は、スイッチング素子Ｑ１に入力するスイッチ駆動信号Ｃと同じオンデューティのパルス信号である出力信号（第１の出力信号）Ｂを制御回路３の駆動パルス生成回路７から入力して、スイッチ駆動信号Ｃのオンデューティに比例した基準電圧を生成する基準電圧生成回路９と、電流検出回路２から出力される電圧と基準電圧生成回路から出力される基準電圧との誤差情報を制御回路３に出力する誤差増幅回路１０とを備え、制御回路３は入力した誤差情報に基づいて駆動パルス生成回路７から出力される駆動パルス信号Ａのオンデューティを変えて駆動回路８から出力されるスイッチ駆動信号Ｃのオンデューティを調整するようにしたことにより、簡単な回路構成でありながら、入力電圧あるいは出力電圧の変動に対して出力電流の定電流制御を精度良く行うことが可能なスイッチング電源回路を提供することができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源回路１ａについて説明するが、以下では、上述した第１実施形態に係るスイッチング電源回路１の構成要素に対応する構成要素には、同一の符号を付して参照し、第１実施形態に係るスイッチング電源回路１と共通する部分の説明は適宜省略して、主として相違点について説明する。

図３は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源回路１ａを示す回路構成図である。
図３に示すように、本実施形態に係るスイッチング電源回路１ａにおいて、基準電圧生成回路９に入力されるパルス信号は、第１実施形態に係るスイッチング電源回路１とは異なり、制御回路３ａの駆動パルス生成回路７からではなく、駆動回路８から供給される。上記以外の構成は、第１実施形態と同様な回路構成である。

本実施形態に係るスイッチング電源回路１ａにおいて、基準電圧生成回路９は、駆動回路８からスイッチング素子Ｑ１に出力するスイッチ駆動信号Ｃと同じパルス信号である出力信号（第２の出力信号）Ｄを駆動回路８から入力する。その後、抵抗素子Ｒ３とコンデンサＣ３とを含むローパスフィルタで第２の出力信号Ｄを平均化して直流電圧に変換し、基準電圧として誤差増幅回路１０に出力する。基準電圧は、第２の出力信号Ｄ、ひいては、スイッチ駆動信号Ｃと同じ信号であるため、スイッチ駆動信号Ｃのオンデューティに比例した値となる。尚、第２の出力信号Ｄは、駆動回路８から出力されるスイッチ駆動信号Ｃを直接流用してもよい。

以上のように構成したスイッチング電源回路１ａは、スイッチング素子Ｑ１に入力するスイッチ駆動信号Ｃと同じオンデューティのパルス信号である第２の出力信号Ｄを制御回路３ａの駆動回路８から入力して、スイッチ駆動信号Ｃのオンデューティに比例した基準電圧を生成する基準電圧生成回路９と、電流検出回路２から出力される電圧と基準電圧生成回路９から出力される基準電圧との誤差情報を制御回路３ａに出力する誤差増幅回路１０とを備え、制御回路３ａは入力した誤差情報に基づいて駆動パルス生成回路７から出力される駆動パルス信号Ａのオンデューティを変えて駆動回路８から出力されるスイッチ駆動信号Ｃのオンデューティを調整するようにしたことにより、上述した第１実施形態に係るスイッチング電源回路１と同様に、簡単な回路構成でありながら、入力電圧あるいは出力電圧の変動に対して出力電流の定電流制御を精度良く行うことが可能なスイッチング電源回路を提供することができる。

以上、本発明の代表的な実施形態について説明したが、本発明は上記の実施形態の回路構成のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

たとえば、上述した第１，第２実施形態に係るスイッチング電源回路１，１ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴとしたが、これに限定されるものではなく、たとえば、バイポーラ型トランジスタを用いたものであってもよい。

また、スイッチング電源回路を構成するコンバータ回路は、上記の実施形態で示した降圧型コンバータが好適であるが、その他、例えば、フォワードコンバータなど、電流検出回路により検出される電流が出力電流およびオンデューティの積に比例したコンバータ回路が適用可能である。

また、負荷部４は、負荷の種類を特に限定するものではなく、さまざまな負荷が接続可能であり、例えば、複数の発光ダイオード（ＬＥＤ）を直列に接続したＬＥＤモジュールなどが適用できる。

また、上記の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１はローサイドスイッチング素子としたが、本発明は、ハイサイドスイッチング素子に対しても適用可能である。

また、上記の実施形態では、スイッチング電源回路の動作モードは電流連続モードを前提としているが、本発明は、臨界モードあるいは電流不連続モードの動作に対しても適用可能である。

１，１ａ：スイッチング電源回路、２：電流検出回路、３，３ａ：制御回路、４：負荷部、５：電流検出素子、６：ローパスフィルタ、７：駆動パルス生成回路、８：駆動回路、９：基準電圧生成回路、１０：誤差増幅回路、Ｄ１:ダイオード、Ｌ１：チョークコイル、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３：コンデンサ，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３：抵抗素子、Ｑ１：スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）、Ｖｄｃ：直流電圧源、Ｖｉｎ：入力電圧、Ｖｏｕｔ：出力電圧、Ｉｏ：出力電流、Ａ：駆動パルス信号、Ｂ：駆動パルス生成回路からの出力信号（第１の出力信号）、Ｃ：スイッチ駆動信号、Ｄ：駆動回路からの出力信号（第２の出力信号）

Claims (8)

1. スイッチング素子と、該スイッチング素子に直列に接続されて前記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出し、直流電圧に変換して出力する電流検出回路と、負荷部に流れる電流が一定になるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路とを備え、直流電圧源からの電圧を入力して直流電力を前記負荷部に供給するスイッチング電源回路において、
   前記制御回路から前記スイッチング素子に入力するスイッチ駆動信号のオンデューティに比例した基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、前記電流検出回路から出力される前記直流電圧と前記基準電圧との誤差情報を前記制御回路に出力する誤差増幅回路とを備え、前記制御回路は、前記直流電圧が前記スイッチ駆動信号のオンデューティに比例して変化する関係にあることに基づき、前記誤差情報に基づいて前記基準電圧と前記直流電圧とが同じ値でつりあった状態で安定するように前記スイッチ駆動信号のオンデューティを調整することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記制御回路は、駆動パルス信号を生成する駆動パルス生成回路と、前記駆動パルス信号を入力して前記スイッチング素子を駆動する前記スイッチ駆動信号を出力する駆動回路とを備え、前記基準電圧は前記駆動パルス生成回路から出力される第１の出力信号または前記駆動回路から出力される第２の出力信号をもとに生成されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. 前記第１の出力信号は、前記駆動パルス信号と同じパルス信号であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
4. 前記第１の出力信号は、前記駆動パルス信号とはオンデューティが等しく、位相または／および周波数が異なるパルス信号であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
5. 前記第２の出力信号は、前記スイッチ駆動信号と同じパルス信号であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
6. 前記スイッチング素子は、ローサイド側のトランジスタであることを特徴とする請求項１内至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路。
7. 前記トランジスタと、前記トランジスタのハイサイド側に配置される整流平滑回路とを含む降圧型コンバータ回路を備えたことを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源回路。
8. 前記電流検出回路は、前記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出素子と、検出された前記電圧を平均化するローパスフィルタとを有することを特徴とする請求項１内至７のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路。

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