JP6673651B2 - プラズマリアクタ用電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、プラズマリアクタに印加される電圧を発生するプラズマリアクタ用電源装置に関する。

エンジン、とくにディーゼルエンジンから排出される排ガスには、ＣＯ（一酸化炭素）、ＨＣ（炭化水素）、ＮＯｘ（窒素酸化物）およびＰＭ（Particulate Matter：粒子状物質）などが含まれる。

排ガスに含まれるＰＭを除去する手法として、プラズマリアクタを用いて、排ガスに含まれるＰＭを除去する手法が提案されている。プラズマリアクタは、複数の電極パネルを備えている。電極パネルは、たとえば、誘電体に電極を内蔵した構成であり、複数の電極パネルは、排ガスの流れ方向と直交する方向に間隔を空けて対向配置される。プラズマリアクタ用電源装置から電極間にパルス電圧が印加されると、誘電体バリア放電が生じて、電極パネル間に低温プラズマ（非平衡プラズマ）が発生し、電極パネル間を流れる排ガス中のＰＭが酸化により除去される。

プラズマリアクタ用電源装置は、図４に示されるように、フライバック型コンバータの構成を有しており、ＤＣ電源９１、昇圧トランス９２およびＭＯＳＦＥＴ９３を備えている。昇圧トランス９２の一次コイル９４にＭＯＳＦＥＴ９３が接続されており、このＭＯＳＦＥＴ９３と一次コイル９４との直列回路がＤＣ電源９１に接続されている。昇圧トランス９２の二次コイル９５は、プラズマリアクタの電極９６に接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ９３がオンされると、昇圧トランス９２の一次コイル９４に電流が流れ、一次コイル９４にエネルギが蓄積される。その後、ＭＯＳＦＥＴ９３がオフされると、一次コイル９４に蓄積されたエネルギが開放されて、一次コイル９４に起電力が生じ、昇圧トランス９２の二次コイル９５に巻数比に応じた二次電圧が発生する。ＭＯＳＦＥＴ９３のオン／オフが一定の周期で繰り返されることにより、二次電圧がパルス的に発生し、パルス波状に変化する二次電圧がプラズマリアクタの電極９６間に印加される。

ＭＯＳＦＥＴ９３には、スナバコンデンサ９７が並列に接続されている。そのため、ＭＯＳＦＥＴ９３のオフ時には、一次コイル９４から開放されるエネルギの一部により、スナバコンデンサ９７が充電される。スナバコンデンサ９７の充電により、ＭＯＳＦＥＴ９３のオフ時に生じる過渡的な高電圧（サージ電圧）がＭＯＳＦＥＴ９３に印加されることを抑制でき、ＭＯＳＦＥＴ９３がその高電圧により破壊されることを抑制できる。

実用新案登録第２５９６１４２号公報

一次コイル９４に蓄積されていたエネルギがすべて放出されて、スナバコンデンサ９７の充電が停止すると、スナバコンデンサ９７が放電し始める。スナバコンデンサ９７の放電により、一次コイル９４には、ＭＯＳＦＥＴ９３のオン時とは逆方向の電流が流れ、その電流によるエネルギがＤＣ電源９１などに戻る。スナバコンデンサ９７の放電が進み、スナバコンデンサ９７の端子間電圧が０まで低下すると、一次コイル９４に電流を流し続けようとする起電力が生じる。この起電力により、ＭＯＳＦＥＴ９３の寄生ダイオード９８に電流が流れ、その電流によるエネルギがＤＣ電源９１などに戻る。

ところが、寄生ダイオード９８の導通時、寄生ダイオード９８のフォワード降下（約１．７Ｖ）による損失が発生する。この損失を低減することができれば、プラズマリアクタ用電源装置の回路効率（変換効率）を向上させることができる。

本発明の目的は、スイッチング素子の寄生ダイオードを電流が流れることによる損失を低減できる、プラズマリアクタ用電源装置を提供することである。

前記の目的を達成するため、本発明に係るプラズマリアクタ用電源装置は、プラズマリアクタに印加される電圧を発生するプラズマリアクタ用電源装置であって、直流電源と、フライバック型昇圧トランスと、フライバック型昇圧トランスの一次コイル側への通電を許容する寄生ダイオードを有し、直流電源から一次コイルへの通電／遮断を切り替えるためにオン／オフされるスイッチング素子と、スイッチング素子と並列に接続されたスナバコンデンサと、スイッチング素子をオフからオンを経てオフさせた後、スナバコンデンサの電圧が一次コイルから開放されるエネルギによるスナバコンデンサの充電時と正負が逆の電圧であって、その絶対値が所定値以上である期間、スイッチング素子をオンさせるスイッチング手段とを含む。

この構成によれば、スイッチング素子がオンされると、フライバック型昇圧トランスの一次コイルに電流が流れ、一次コイルにエネルギが蓄積される。その後、スイッチング素子がオフされると、一次コイルに蓄積されたエネルギが開放されて、一次コイルに起電力が生じ、フライバック型昇圧トランスの二次コイルに巻数比に応じた二次電圧が発生する。また、一次コイルに蓄積されたエネルギが開放されると、そのエネルギの一部により、スナバコンデンサが充電される。

一次コイルに蓄積されていたエネルギがすべて放出されて、スナバコンデンサの充電が停止すると、スナバコンデンサが放電し始める。スナバコンデンサの放電により、一次コイルには、スイッチング素子のオン時とは逆方向の電流が流れる。スナバコンデンサの放電が進み、スナバコンデンサの端子間電圧が０まで低下すると、一次コイルに電流を流し続けようとする起電力が生じる。この起電力により、スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れ、その電流によるエネルギが直流電源などに戻る。

スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れると、スイッチング素子の端子間（たとえば、ＭＯＳＦＥＴの場合、ドレイン−ソース間）にスイッチング素子のオン時と逆符号（正負が逆）の電圧が発生し、スイッチング素子と並列のスナバコンデンサにスイッチング素子の端子間と同符号の電圧が現れる。この電圧は、一次コイルから開放されるエネルギによるスナバコンデンサの充電時と正負が逆の電圧である。

したがって、スナバコンデンサの電圧が一次コイルから開放されるエネルギによるスナバコンデンサの充電時と正負が逆の電圧であるときには、スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れていることになる。そこで、当該電圧の絶対値が所定値以上であるときには、スイッチング素子がオンにされる。これにより、寄生ダイオードよりも電圧降下の小さいスイッチング素子に電流が流れるので、寄生ダイオードを電流が流れることによる損失を低減でき、直流電源に戻されるエネルギを増大させることができる。その結果、プラズマリアクタ用電源装置の回路効率（変換効率）を向上させることができる。

本発明によれば、スナバコンデンサの電圧が一次コイルから開放されるエネルギによるスナバコンデンサの充電時と正負が逆の電圧であるときに、スイッチング素子の寄生ダイオードを電流が流れることによる損失（寄生ダイオードのフォワード降下による損失）を低減でき、直流電源に戻されるエネルギを増大させることができる。その結果、プラズマリアクタ用電源装置の回路効率（変換効率）を向上させることができる。

ＰＭ除去装置の構成を図解的に示す断面図である。 本発明の一実施形態に係るプラズマリアクタ用電源装置の概略構成を示す回路図である。 フライバック型昇圧トランスの一次コイルに流れる電流、スイッチング素子に流れる電流、スナバ回路に流れる電流およびスナバ回路（コンデンサ）のスナバ電圧の時間変化を示すグラフである。 従来のプラズマリアクタ用電源装置の概略構成を示す回路図である。

以下では、本発明の実施の形態について、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

＜ＰＭ除去装置＞

図１は、ＰＭ除去装置１の構成を図解的に示す断面図である。

ＰＭ除去装置１は、たとえば、自動車のエンジン（図示せず）から排出される排ガスに含まれるＰＭを除去するための装置であり、エキゾーストパイプなどの排気管２の途中部に介装される。ＰＭ除去装置１は、流通管３、プラズマリアクタ４およびプラズマリアクタ用電源装置５を備えている。

流通管３は、一端部および他端部にそれぞれ排ガス流入口１１および排ガス流出口１２を有する管状（筒状）をなしている。排ガス流入口１１は、排気管２におけるエンジン側の部分２Ａに接続され、排ガス流出口１２は、排気管２におけるエンジン側と反対側の部分２Ｂに接続されている。エンジンから排出される排ガスは、排気管２におけるエンジン側の部分２Ａを流れ、排ガス流入口１１から流通管３に流入して、流通管３を流通し、排ガス流出口１２から排気管２におけるエンジン側と反対側の部分２Ｂに流出する。

プラズマリアクタ４は、流通管３内に配置されている。プラズマリアクタ４は、複数の電極パネル２１を備えている。

電極パネル２１は、四角板状をなし、誘電体２２に電極２３を内蔵した構成、言い換えれば、電極２３をその両面から誘電体２２で挟み込んだ構成を有している。誘電体２２の材料としては、Ａｌ_２Ｏ_３（アルミナ）を例示することができる。電極２３の材料としては、タングステンを例示することができる。電極パネル２１は、流通管３における排ガスの流通方向（排ガス流入口１１から排ガス流出口１２に向かう方向）に延び、排ガスの流通方向と直交する方向に等間隔を空けて並列に配置されている。

電極２３には、誘電体２２の積層方向の一端側から順に、プラス配線２４およびマイナス配線２５が交互に接続されている。プラス配線２４およびマイナス配線２５は、それぞれプラズマリアクタ用電源装置５のプラス端子およびマイナス端子と電気的に接続されている。

＜プラズマリアクタ用電源装置＞

図２は、本発明の一実施形態に係るプラズマリアクタ用電源装置５の概略構成を示す回路図である。

プラズマリアクタ用電源装置５は、ＤＣ電源３１、昇圧回路３２、入力フィルタ回路３３、スナバ回路３４、電圧検出回路３５、コンパレータ３６、制御回路３７およびゲートドライブ回路３８を備えている。

ＤＣ電源３１は、たとえば、１２Ｖの直流電圧を出力する車載バッテリである。

昇圧回路３２は、フライバック型昇圧トランス４１およびスイッチング素子４２を含む。フライバック型昇圧トランス４１の一次コイル４３にスイッチング素子４２が接続されており、このスイッチング素子４２と一次コイル４３との直列回路が入力フィルタ回路３３を介してＤＣ電源３１に接続されている。具体的には、スイッチング素子４２は、たとえば、ＭＯＳＦＥＴであり、そのドレインがフライバック型昇圧トランス４１の一次コイル４３の一端に接続され、ソースが接地されている。一次コイル４３の他端は、入力フィルタ回路３３を介して、ＤＣ電源３１のプラス端子に接続されている。

フライバック型昇圧トランス４１の二次コイル４４の一端および他端は、それぞれプラズマリアクタ用電源装置５のプラス端子およびマイナス端子と電気的に接続されている。これにより、二次コイル４４の一端は、プラス端子およびプラス配線２４を介してプラズマリアクタ４の電極２３に接続され、二次コイル４４の他端は、マイナス端子およびマイナス配線２５を介して電極２３に接続されている。

入力フィルタ回路３３は、ＤＣ電源３１の出力電圧を安定させるためのコンデンサなどを含む。

スナバ回路３４は、コンデンサ５１により構成され、スイッチング素子４２と並列に設けられている。すなわち、コンデンサ５１は、一端がスイッチング素子４２のドレインと電気的に接続され、他端がスイッチング素子４２のソースと電気的に接続、つまり接地されている。

電圧検出回路３５は、ツェナーダイオード６１のカソードに抵抗６２の一端を接続した直列回路により構成される。ツェナーダイオード６１のアノードは、スイッチング素子４２のソースと電気的に接続、つまり接地されている。抵抗６２の他端は、スイッチング素子４２のドレインと電気的に接続されている。これにより、電圧検出回路３５は、スイッチング素子４２と並列に接続され、また、スナバ回路３４と並列に接続されている。

電圧検出回路３５のツェナーダイオード６１と抵抗６２との接続点６３は、抵抗７１を介して、コンパレータ３６のプラス入力端子と接続されている。コンパレータ３６のマイナス入力端子には、所定電圧を２個の抵抗７２，７３の直列回路からなる抵抗分圧回路で分圧した負電圧（０から抵抗７２での電圧降下分を差し引いた電圧）が入力されている。プラス入力端子に入力される電圧がマイナス入力端子に入力される負電圧（所定値）以下であるとき、コンパレータ３６の出力端子に電流が流れる。一方、プラス入力端子に入力される電圧がマイナス入力端子に入力される負電圧よりも大きいときには、コンパレータ３６の出力端子に電流が流れない。

制御回路３７とゲートドライブ回路３８との間には、ダイオード８１のカソードに抵抗８２の一端を接続した直列回路が設けられている。ダイオード８１のアノードは、接地されている。抵抗８２の他端には、正電圧が印加されている。コンパレータ３６の出力端子および制御回路３７の出力端子は、それぞれ抵抗８３，８４を介して、ダイオード８１と抵抗８２との接続点８５に接続されている。

また、接続点８５には、ゲートドライブ回路３８の入力端子が電気的に接続されている。ゲートドライブ回路３８の出力端子は、スイッチング素子４２のゲートに接続されている。コンパレータ３６の出力端子に電流が流れると、ゲートドライブ回路３８の入力端子にローレベル信号が入力される。また、制御回路３７の出力端子に電流が流れると、ゲートドライブ回路３８の入力端子にローレベル信号が入力される。ゲートドライブ回路３８の入力端子にローレベル信号が入力されると、ゲートドライブ回路３８の出力端子からゲート信号が出力される。スイッチング素子４２のゲートにゲート信号が入力されると、スイッチング素子４２がオンになる。

＜作用効果＞

図３は、フライバック型昇圧トランス４１の一次コイル４３に流れる電流Ｉ_１、スイッチング素子４２に流れる電流Ｉ_ＭＯＳ、スナバ回路３４に流れる電流Ｉ_Ｓおよびスナバ回路３４（コンデンサ５１）のスナバ電圧Ｖ_Ｓの時間変化を示すグラフである。

なお、電流Ｉ_１、電流Ｉ_ＭＯＳおよび電流Ｉ_Ｓは、図２における矢印の方向に流れるときに正の値をとるものとする。また、スナバ電圧Ｖ_Ｓは、図２における矢印の方向の下流側の電圧が上流側の電圧よりも高いときに正の値をとるものとする。

制御回路３７に含まれるトランジスタがオンにされて、制御回路３７の出力端子に電流が流れると、ゲートドライブ回路３８の入力端子にローレベル信号が入力され、ゲートドライブ回路３８の出力端子からスイッチング素子４２のゲートにゲート信号が入力される。ゲート信号の入力により、スイッチング素子４２がオンになると、フライバック型昇圧トランス４１の一次コイル４３に正の電流Ｉ_１が流れ（時刻Ｔ１）、一次コイル４３にエネルギが蓄積される。その後、制御回路３７の出力端子の通電が遮断されて、ゲートドライブ回路３８からスイッチング素子４２へのゲート信号の入力が停止されると、スイッチング素子４２がオフになる（時刻Ｔ２）。スイッチング素子４２がオフになると、一次コイル４３に蓄積されたエネルギが開放されて、フライバック型昇圧トランス４１の二次コイル４４に巻数比に応じた二次電圧が発生する。

スイッチング素子４２のオン／オフが一定の周期で繰り返されることにより、二次電圧がパルス的に発生し、パルス波状に変化する二次電圧（プラズマリアクタ用電源装置５の出力電圧）がプラズマリアクタ４の電極２３間に印加される。プラズマリアクタ用電源装置５の出力電圧が電極２３間に印加されることにより、電極パネル２１（図１参照）間に誘電体バリア放電が生じ、その誘電体バリア放電によるプラズマが発生する。プラズマの発生により、電極パネル２１間を流通する排ガスに含まれるＰＭが酸化（燃焼）されて除去される。

また、一次コイル４３に蓄積されたエネルギが開放されると、そのエネルギの一部により、スナバ回路３４のコンデンサ５１（以下、「スナバコンデンサ５１」という。）が充電される。

一次コイル４３に蓄積されていたエネルギがすべて放出されて、スナバコンデンサ５１の充電が停止すると（時刻Ｔ３）、スナバコンデンサ５１が放電し始める。スナバコンデンサ５１の放電により、一次コイル４３には、スイッチング素子４２のオン時とは逆方向の負の電流Ｉ_１が流れる。スナバコンデンサ５１の放電が進み、スナバコンデンサ５１の端子間電圧が０まで低下すると（時刻Ｔ４）、一次コイル４３に電流を流し続けようとする起電力が生じる。この起電力により、スイッチング素子４２の寄生ダイオードＤに負の電流Ｉ_ＭＯＳが流れ、その電流Ｉ_ＭＯＳによるエネルギがＤＣ電源３１および入力フィルタ回路３３に含まれるコンデンサなどに戻る。

スイッチング素子４２の寄生ダイオードＤに負の電流Ｉ_ＭＯＳが流れると、スイッチング素子４２の端子間（たとえば、ＭＯＳＦＥＴの場合、ドレイン−ソース間）に負の電圧が発生し、スイッチング素子４２と並列のスナバコンデンサ５１に負のスナバ電圧Ｖ_Ｓが現れる。たとえば、負のスナバ電圧Ｖ_Ｓが−０．７［Ｖ］よりも低下すると、電圧検出回路３５のツェナーダイオード６１がフォワード方向に導通し、ツェナーダイオード６１と抵抗６２との接続点６３が０からツェナーダイオード６１のフォワード降下分だけ低下した負の電位となる。

接続点６３の電位がコンパレータ３６のマイナス入力端子に入力される負電圧以下に低下すると、コンパレータ３６の出力端子に電流が流れる。コンパレータ３６の出力端子に電流が流れると、ゲートドライブ回路３８の入力端子にローレベル信号が入力され、ゲートドライブ回路３８の出力端子からスイッチング素子４２のゲートにゲート信号が入力されて、スイッチング素子４２がオンになる。これにより、スイッチング素子４２に負の電流Ｉ_ＭＯＳが流れ、スナバ電圧Ｖ_Ｓの波形の一部の拡大図に示されるように、スナバ電圧Ｖ_Ｓ（＝スイッチング素子４２のドレイン−ソース間の電圧）が寄生ダイオードＤの通電によるダイオード降下電圧からスイッチング素子４２の通電によるバイパス電圧に変化する。その結果、寄生ダイオードＤを電流が流れることによる損失を低減でき、ＤＣ電源３１などに戻されるエネルギを増大させることができる。その結果、プラズマリアクタ用電源装置５の回路効率（変換効率）を向上させることができる。

また、ツェナーダイオード６１および抵抗６２で構成される電圧検出回路３５とコンパレータ３６とによる比較的安価な構成により、スナバ電圧Ｖ_Ｓが負の状態を検出することができる。

さらには、スナバ電圧Ｖ_Ｓにはノイズが乗りにくいので、スナバ電圧Ｖ_Ｓの負の状態に基づいてスイッチング素子４２がオンされることにより、スイッチング素子４２がオンされるタイミング（期間）の信頼性が高いという利点もある。さらに、一次コイル４３に蓄積されていたエネルギが放出されると、スナバ電圧Ｖ_Ｓの波高値は数百Ｖ（約２００〜４００Ｖ）になるが、ツェナーダイオード６１を使用することにより、コンパレータ３６の＋端子に入力可能な電圧レベルまで効果的に低減させることができる。一方で、スナバ電圧Ｖ_ｓが負の状態を検出する場合にも、ツェナーダイオード６１が導通した場合にはそのフォワード降下分、ツェナーダイオード６１が非導通の場合にはスイッチング素子４２の負のドレイン電圧が接続点６３に生じる。ツェナーダイオード６１および抵抗６２で構成される電圧検出回路３５によれば、スナバ電圧Ｖ_Ｓを例えば抵抗で分圧した場合に比べて、感度良く負のスナバ電圧Ｖ_Ｓを検出できる。

なお、スイッチング素子４２に負の電流Ｉ_ＭＯＳが流れることによる電圧降下により、バイパス電圧は負の電圧となる。

コンパレータ３６のマイナス入力端子に入力される負電圧は、プラス入力端子に入力される接続点６３の電位のノイズによる変動を考慮した値に設定されるとよい。さらに、コンパレータ３６にヒステリシス特性を付与することにより、ノイズへの耐性を高めることが可能である。接続点６３の電位が例えば−０．５Ｖを下回ると、コンパレータ３６の出力端子に電流が流れて、ゲートドライブ回路３８にローレベル信号が入力され、スイッチング素子４２がオンになり、接続点６３の電位が例えば−０．２Ｖを上回ると、コンパレータ３６の出力端子の電流が流れず、ゲートドライブ回路３８にハイレベル信号が入力されて、スイッチング素子４２がオフになるようにする。このようなヒステリシス特性により、閾値近傍でのノイズによるチャタリングを防止でき、作動の信頼性を高めることも可能である。

＜変形例＞

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、他の形態で実施することもできる。

たとえば、スナバ回路３４は、コンデンサ５１により構成されるとしたが、複数のコンデンサの直列回路により構成されていてもよい。

その他、前述の構成には、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

４ プラズマリアクタ
５ プラズマリアクタ用電源装置
３１ ＤＣ電源（直流電源）
３４ スナバ回路（スナバコンデンサ）
３６ コンパレータ（スイッチング手段）
３７ 制御回路（スイッチング手段）
３８ ゲートドライブ回路（スイッチング手段）
４１ フライバック型昇圧トランス
４２ スイッチング素子
４３ 一次コイル
４４ 二次コイル
５１ コンデンサ（スナバコンデンサ）

Claims (1)

1. プラズマリアクタに印加される電圧を発生するプラズマリアクタ用電源装置であって、
   直流電源と、
   フライバック型昇圧トランスと、
   前記フライバック型昇圧トランスの一次コイル側への通電を許容する寄生ダイオードを有し、前記直流電源から前記一次コイルへの通電／遮断を切り替えるためにオン／オフされるスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子と並列に接続されたスナバコンデンサと、
   ツェナーダイオードのカソードに第１の抵抗の一端を接続した直列回路により構成され、前記スイッチング素子および前記スナバコンデンサと並列に接続された電圧検出回路と、
   前記スイッチング素子をオフからオンを経てオフさせた後、前記スナバコンデンサの電圧が前記一次コイルから開放されるエネルギによる前記スナバコンデンサの充電時と正負が逆の電圧であって、その絶対値が所定値以上である期間、前記スイッチング素子をオンさせるスイッチング手段とを含み、
   前記スイッチング手段は、前記電圧検出回路の前記ツェナーダイオードと前記第１の抵抗との接続点が第２の抵抗を介してプラス入力端子と接続され、前記所定値の負電圧がマイナス入力端子に入力され、前記プラス入力端子に入力される電圧が前記マイナス入力端子に入力される負電圧以下であるとき、出力端子に電流が流れるコンパレータを備え、
   前記コンパレータの前記出力端子に電流が流れるとき、前記スイッチング素子がオンになる、プラズマリアクタ用電源装置。

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