JP6505867B2 - 絶縁抵抗測定装置及び方法 - Google Patents

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Description

本発明は、絶縁抵抗測定装置に関し、バッテリーの絶縁抵抗を測定できる絶縁抵抗測定装置及びその方法に関する。
本出願は、２０１５年３月１０日出願の韓国特許出願第１０−２０１５−００３３２２２号及び２０１６年３月９日出願の韓国特許出願第１０−２０１６−００２８３０４号に基づく優先権を主張し、該当出願の明細書及び図面に開示された内容は、すべて本出願に援用される。
モバイル機器、電気自動車、ハイブリッド自動車、電力貯蔵装置、無停電電源装置などに対する技術開発と需要の増加とともにエネルギー源としての二次電池の需要が急激に伸び、需要の形態も多様になっていることから、多様な要求に応えられるように二次電池で構成されたバッテリーに対する研究が多大に行われている。
一方、高出力、大容量バッテリーを使用する電気自動車やハイブリッド自動車のような装置においては、バッテリーと装置との間の絶縁状態が良好に維持される必要がある。バッテリーの絶縁状態が良好に維持されなければ、リーク電流が発生し、様々な問題を引き起こすためである。参考までに、リーク電流は意図しないバッテリーの放電や装置に備えられた電子機器の誤作動を引き起こす。さらに、電気自動車のように高電圧バッテリーを使用する装置では、人に致命的な感電被害を与える恐れがある。
このように、高電圧バッテリーを使用する電気自動車やハイブリッド自動車における絶縁抵抗の測定は非常に重要である。高電圧バッテリーと車両との間のリーク電流を測定する方法には絶縁を破壊して強制に直流電流を流す方法があるが、該方法は絶縁抵抗の測定中に絶縁が破壊されるという短所がある。また、従来の絶縁抵抗測定方法は、高電圧バッテリーの正極端子及び負極端子と車両との間にカップリングコンデンサを連結し、前記カップリングコンデンサに交流信号を印加して絶縁抵抗成分を測定する。該方法はカップリングコンデンサを充電する電流と放電する電流とが同じ回路を通過しなければならないため、回路の設計が複雑であり、回路の具現に制約が多いという短所がある。
そこで、高電圧バッテリーの絶縁抵抗測定において、より簡単且つ正確に絶縁抵抗を測定できる小型化、軽量化及び低価格化された絶縁抵抗測定回路の開発が求められている。
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、二次電池を含む高電圧バッテリーの負極端子と連結してバッテリーの絶縁抵抗を測定する絶縁抵抗測定装置及び方法を提供することを目的とする。
また、本発明は、外部の影響を受けないように、演算増幅器（ＯＰ−ａｍｐ）を用いて絶縁抵抗を測定できる絶縁抵抗測定装置及び方法を提供することを目的とする。
さらに、本発明は、高電圧バッテリーの電圧の影響なく絶縁抵抗を測定できる絶縁抵抗測定装置及び方法を提供することを目的とする。
上記の課題を達成するため、バッテリーの絶縁抵抗を測定する装置は、一端が前記バッテリーの負極端子と電気的に連結されたパラメータ抵抗；前記パラメータ抵抗に流れるバッテリーのリーク電流の少なくとも一部の電流が流れるように前記パラメータ抵抗と連結可能なシャント抵抗と、前記シャント抵抗の両端子と連結され、前記シャント抵抗の両端電圧を検出して出力する演算増幅器とを含む電流検出回路；及び前記パラメータ抵抗と前記シャント抵抗との間に連結されたスイッチをオンまたはオフ状態に制御するスイッチ制御端子と、前記シャント抵抗に第１ハイ電圧信号又は第１ロー電圧信号を選択的に印加する検出信号出力端と、前記演算増幅器に調整電圧信号を印加して前記演算増幅器の出力電圧を予め設定された範囲内に調節する調整信号出力端と、前記演算増幅器の出力端と連結されたＡＤＣと、前記シャント抵抗に第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号が印加されたとき、前記ＡＤＣを通じて測定される前記演算増幅器の出力電圧に対する第１電圧変化量をパラメータとして含んでいる予め定義された絶縁抵抗計算式を用いて前記バッテリーの絶縁抵抗を決定する制御部；を含むことができる。
望ましくは、前記調整信号出力端は第２ハイ電圧信号又は第２ロー電圧信号を選択的に出力する第１及び第２調整信号出力端を含み、前記電流検出回路は前記第１及び第２調整信号出力端とそれぞれ連結された第１及び第２調整抵抗を含み、前記第１及び第２調整抵抗は相互並列で連結され、一端が前記演算増幅器の反転端子に連結され得る。
望ましくは、前記電流検出回路は、前記シャント抵抗の一端を前記演算増幅器の非反転端子に連結する第１連結抵抗、及び前記シャント抵抗の他端を前記演算増幅器の反転端子に連結する第２連結抵抗をさらに含むことができる。
望ましくは、前記制御部は、前記スイッチをオン状態に制御した状態で、前記検出信号出力端を通じて時間間隔を置いて前記シャント抵抗に第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号を印加するように構成され、前記シャント抵抗に前記第１ハイ電圧信号又は前記第１ロー電圧信号が印加されるとき、前記演算増幅器の出力電圧に対する第１電圧変化量をＡＤＣを通じて測定するように構成され得る。
望ましくは、前記制御部は、前記スイッチをオフ状態に制御した状態で、前記検出信号出力端を通じて時間間隔を置いて前記シャント抵抗に第３ハイ電圧信号及び第３ロー電圧信号を印加するように構成され、前記シャント抵抗に前記第３ハイ電圧信号及び前記第３ロー電圧が印加されるとき、前記ＡＤＣを通じて測定される前記演算増幅器の出力電圧に対する第２電圧変化量を決定するように構成され、前記第１電圧変化量と前記第２電圧変化量との差に該当する第３電圧変化量を決定するように構成され、前記第３電圧変化量をパラメータとして含んでいる予め定義された絶縁抵抗計算式を用いて前記バッテリーの絶縁抵抗を決定するように構成され得る。
望ましくは、前記制御部は、前記ＡＤＣを通じて測定される前記演算増幅器の出力電圧が前記ＡＤＣの予め設定された動作電圧範囲に収まらなければ、前記出力電圧が前記予め設定された動作電圧範囲に収まるまで前記第１及び第２調整信号出力端を通じて前記第１調整抵抗及び前記第２調整抵抗に第２ハイ電圧信号又は第２ロー電圧信号を選択的に印加するように構成され得る。
本発明において、前記予め定義された絶縁抵抗計算式は、前記検出信号出力端を通じて前記シャント抵抗にハイ電圧信号及びロー電圧信号が印加されるとき、前記第１及び第２調整信号出力端を通じて出力される電圧信号のレベルによって第１調整抵抗及び第２調整抵抗の等価抵抗に印加される調整電圧の変化量をパラメータとしてさらに含むことができる。
本発明による絶縁抵抗測定装置は、前記絶縁抵抗の抵抗値が保存されるメモリ部をさらに含むことができる。また、前記制御部は、前記絶縁抵抗の抵抗値を外部の制御装置に出力するように構成され得る。
また、上記の課題を達成するため、本発明による絶縁抵抗測定方法は、バッテリーの負極端子と連結されたパラメータ抵抗、シャント抵抗、前記パラメータ抵抗と前記シャント抵抗との間に設けられたスイッチ、前記シャント抵抗の両端子に連結された演算増幅器及び前記演算増幅器の出力電圧を調整できるように前記演算増幅器の入力端子のうち少なくとも１つと結合された調整抵抗を用いてバッテリーの絶縁抵抗を決定する方法であって、（ａ）前記スイッチをオン状態に制御する段階；（ｂ）前記シャント抵抗に時間間隔を置いて第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号を印加したとき、前記演算増幅器の出力電圧を測定する段階；（ｃ）前記調整抵抗の一端に調整電圧信号を印加して前記演算増幅器の出力電圧を予め設定された範囲内に収まるように調整する段階；（ｄ）前記演算増幅器の出力電圧に対する第１電圧変化量を決定する段階；及び（ｅ）前記第１電圧変化量をパラメータとして含んでいる予め定義された絶縁抵抗計算式を用いて前記バッテリーの絶縁抵抗を決定する段階；を含むことができる。
望ましくは、本発明による方法は、前記スイッチをオフ状態に制御する段階；前記検出信号出力端を通じて時間間隔を置いて前記シャント抵抗に第３ハイ電圧信号及び第３ロー電圧信号を印加する段階；前記第３ハイ電圧信号及び前記第３ロー電圧信号を印加したとき、前記演算増幅器の出力電圧を測定する段階；前記調整抵抗の一端に調整電圧信号を印加して前記演算増幅器の出力電圧を予め設定された範囲内に収まるように調整する段階；前記演算増幅器の出力電圧に対する第２電圧変化量を決定する段階；前記第１電圧変化量と前記第２電圧変化量との差に該当する第３電圧変化量を決定する段階；及び前記第３電圧変化量をパラメータとして含んでいる予め定義された絶縁抵抗計算式を用いて前記バッテリーの絶縁抵抗を決定する段階；をさらに含むことができる。
本発明において、前記調整抵抗は少なくとも並列で連結された２つの調整抵抗を含み、各調整抵抗の一端は前記演算増幅器の反転端子に連結され得る。この場合、本発明は、前記演算増幅器の出力電圧が予め設定された範囲内に収まるように、各調整抵抗に第２ハイ電圧信号または第２ロー電圧信号を選択的に印加する段階をさらに含むことができる。
望ましくは、本発明の方法は、前記演算増幅器の出力電圧が予め設定された電圧範囲に収まらなければ、前記演算増幅器の出力電圧が前記予め設定された電圧範囲に収まるまで各調整抵抗に第２ハイ電圧信号又は第２ロー電圧信号を選択的に印加する段階をさらに含むことができる。
望ましくは、前記予め定義された絶縁抵抗計算式は、前記シャント抵抗にハイ電圧信号が印加されるときとロー電圧信号が印加されるときを基準に、調整抵抗に印加される調整電圧の変化量をパラメータとしてさらに含むことができる。
本発明による方法は、選択的に、メモリ部に前記絶縁抵抗の抵抗値を保存する段階または前記絶縁抵抗の抵抗値を外部の制御装置に出力する段階をさらに含むことができる。
本発明によれば、演算増幅器（ＯＰ−ａｍｐ）を用いて絶縁抵抗を測定できるため、外部の影響を受けず、正確に絶縁抵抗を測定することができる。
また、高電圧バッテリーの負極端子と連結して絶縁抵抗を測定することができる。従って、耐電圧特性の良い高価な回路部品が必要ではないため、最小限のコストでより簡単に絶縁抵抗を測定することができる。
また、高電圧バッテリーの電圧の影響を除去できるため、絶縁抵抗を正確に測定することができる。
本明細書に添付される次の図面は、本発明の望ましい実施例を例示するものであり、発明の詳細な説明とともに本発明の技術的な思想をさらに理解させる役割をするため、本発明は図面に記載された事項だけに限定されて解釈されてはならない。
本発明の一実施例による絶縁抵抗測定装置の回路図である。 本発明の一実施例による絶縁抵抗測定装置の具体的な回路図である。 図２に示した絶縁抵抗測定装置の制御部がスイッチＳＷをオン状態に制御する場合の概略的な等価回路図である。 図２に示した絶縁抵抗測定装置の制御部がスイッチＳＷをオフ状態に制御する場合の概略的な等価回路図である。 本発明の一実施例によってスイッチＳＷがオン状態であるとき、絶縁抵抗を測定する方法を示したフロー図である。 本発明の一実施例によってスイッチＳＷがオン状態であるとき、絶縁抵抗を測定する方法を示したフロー図である。 本発明の一実施例によってスイッチＳＷがオフ状態であるとき、絶縁抵抗を測定する方法を示したフロー図である。 本発明の一実施例によってスイッチＳＷがオフ状態であるとき、絶縁抵抗を測定する方法を示したフロー図である。
後述される本発明の実施例において、特定の構造的または機能的説明は、単に本発明の実施例を説明するための目的で例示されたものである。また、本発明の実施例は、多様な形態で実施され得、後述される実施例に限定されると解釈されてはならない。
本発明は多様に変更でき、様々な形態を有し得るため、特定の実施例を図面に例示して以下にて詳しく説明する。しかし、これは本発明を特定の開示形態で限定するものではなく、本発明の思想及び技術範囲に含まれるすべての変更、均等物又は代替物を含むと理解されねばならない。
第１、第２などの用語が多様な構成要素を説明するために使われているが、これら構成要素は上記の用語によって限定されてはならない。上記の用語はある構成要素を他の構成要素と区別する目的のみで使用される。例えば、本発明の権利範囲から逸脱しない限り、第１構成要素は第２構成要素と称され得、同様に第２構成要素も第１構成要素と称され得る。
ある構成要素が他の構成要素に「連結されている」又は「接続されている」と示されたときには、該他の構成要素に直接連結または接続されていることも、それらの間に別の構成要素が介在することもできると理解されねばならない。一方、ある構成要素が他の構成要素に「直接連結されている」か「直接接続されている」と示されたときには、間に別の構成要素が介在しないと理解されねばならない。構成要素同士の関係を説明する他の表現、すなわち「〜間に」と「直接〜間に」または「〜に隣接する」と「〜に直接隣接する」なども同様に解釈されねばならない。
本出願で使用される用語は単に特定の実施例を説明するために使用されるものであって、本発明を限定する意図で使用されるものはない。単数の表現は、文脈上明らかに限定しない限り、複数のことを含む。本出願において、「含む」または「有する」などの用語は、開示された特徴、数字、段階、動作、構成要素、部分品またはこれらの組合せが存在することを指すものであって、１つまたはそれ以上の他の特徴や数字、段階、動作、構成要素、部分品またはこれらを組合せなどの存在または付加可能性を予め排除するものではないと理解されねばならない。
特に定義されない限り、技術的や科学的な用語を含めてここで使用されるすべての用語は、本発明が属する技術分野で通常の知識を持つ者によって一般に理解される意味を有している。一般に使用される辞典に定義されているような用語は、関連技術の文脈上の意味と一致する意味で解釈されねばならず、本出願で特に定義しない限り、理想的又は過度に形式的な意味で解釈されない。
一方、ある実施例が他にも具現可能な場合、特定ブロック内に明記された機能または動作はフロー図と異なる順序で行われ得る。例えば、連続する２つのブロックが実際は実質的に同時に行われることもでき、関連機能または動作によっては前記ブロックが逆順に行われることもできる。
以下、添付された図面を参照して本発明の望ましい実施例を説明する。
図１は、本発明の一実施例による絶縁抵抗測定装置１の回路図である。
図１を参照すれば、本発明による絶縁抵抗測定装置１は、制御部１０、電流検出回路２０、パラメータ抵抗３０及びスイッチＳＷを含むことができる。
パラメータ抵抗３０の一端は、高電圧バッテリー４０の負極端子と電気的に連結される。パラメータ抵抗３０は、本発明によって絶縁抵抗４１を決定する過程でパラメータとして用いられ得る。
パラメータ抵抗３０は、かなり大きい抵抗値、例えば数ＭΩの抵抗値を有する。パラメータ抵抗３０が大きい抵抗値を有すれば、高電圧バッテリー４０に比べて低い電圧で作動する絶縁抵抗測定装置１を高電圧バッテリー４０から電気的に保護することができる。
高電圧バッテリー４０は、直列及び／または並列で連結された複数の二次電池を含む。高電圧バッテリー４０とは、電気自動車やハイブリッド自動車、電力貯蔵装置などに使用される大容量電池を称する。
望ましくは、高電圧バッテリー４０に含まれた二次電池はリチウム二次電池であり得るが、本発明がこれに限定されることはない。また、本発明は、高電圧バッテリー４０が搭載される負荷装置の種類によって限定されない。
高電圧バッテリー４０は絶縁抵抗４１の破壊如何をモニタリングする必要がある。絶縁抵抗４１が破壊されれば、高電圧バッテリー４０からその周辺にリーク電流が流れる。リーク電流は、負荷装置に含まれた電子部品の損傷や感電事故の原因になる。絶縁抵抗４１の破壊に対する診断は、絶縁抵抗４１の抵抗値が予め設定された基準値以下に減少したか否かを判別することで行われる。
一方、高電圧バッテリー４０の絶縁抵抗４１は、高電圧バッテリー４０と負荷装置との間に存在するキャパシタンス成分や温度、湿度などの環境要因によって変化し得る。
制御部１０は、検出信号出力端ＶＤｖ、調整信号出力端ＣＸｖ、アナログデジタル変換器ＡＤＣ、スイッチＳＷのオンまたはオフ状態を制御するスイッチ制御端子Ｏｎ／Ｏｆｆを含むことができる。検出信号出力端ＶＤｖ、調整信号出力端ＣＸｖの機能について詳しくは後述する。制御部１０はマイクロコントローラユニット又はＣＰＵであり得る。
絶縁抵抗測定装置１は電源部１２を含み、制御部１０と電流検出回路２０に駆動電圧（Ｖｄｄ）を供給することができる。電源部１２は、商用電源または負荷装置から提供される電源の供給を受け、ＤＣ形態の駆動電圧（Ｖｄｄ）に変換した後、電源を要する各部品に供給する。
制御部１０は、スイッチ制御端子Ｏｎ／Ｏｆｆを通じてスイッチＳＷをオンまたはオフ状態のいずれかに制御する。また、制御部１０は、スイッチＳＷがオン状態またはオフ状態になったとき、検出信号出力端ＶＤｖを通じて電流検出回路２０側に第１ハイ電圧信号または第１ロー電圧信号を出力することができる。
望ましくは、第１ハイ電圧信号は、電源部１２によって制御部１０と電流検出回路２０に印加される駆動電圧（Ｖｄｄ）の電圧レベルと実質的に同じ大きさの電圧信号であり得、第１ロー電圧信号は接地（Ｇｎｄ）信号であり得る。
制御部１０は、スイッチＳＷをオンまたはオフ状態に制御しながら、各状態でパラメータ抵抗３０を通じて絶縁抵抗測定装置１側に流れる高電圧バッテリー４０のリーク電流を電流検出回路２０を通じて検出し、リーク電流により電流検出回路２０内部のシャント抵抗ＲＳの両端子間に印加される電圧の入力をＡＤＣを通じてデジタル信号として受けることができる。
調整信号出力端ＣＸｖは、電流検出回路２０から出力された電圧（シャント抵抗ＲＳの両端子間に印加される電圧に該当）の大きさがＡＤＣの予め設定された最適動作電圧範囲に収まるように、電流検出回路２０の出力電圧を調整できる電圧調整信号を出力する端子である。前記電圧調整信号は、第２ハイ電圧信号または第２ロー電圧信号であり得る。前記電圧調整信号は、複数の信号で構成され得るが、各信号は第２ハイ電圧信号と第２ロー電圧信号のいずれかであり得る。
ここで、前記第２ハイ電圧信号は、駆動電圧（Ｖｄｄ）のレベルと実質的に同じ電圧信号であり得、第２ロー電圧信号は接地（Ｇｎｄ）信号であり得る。
望ましくは、ＡＤＣの動作電圧が５Ｖであるとき、前記予め設定された最適動作電圧範囲は０．５Ｖ〜４．５Ｖの範囲に設定され得る。
制御部１０は、スイッチ制御端子Ｏｎ／Ｏｆｆを通じて高電圧バッテリー４０の負極端子に絶縁抵抗測定装置１を連結するスイッチＳＷをオンまたはオフ状態に制御することができる。
電流検出回路２０は、制御部１０の制御によってスイッチＳＷがオンまたはオフ状態になったとき、検出信号出力端ＶＤｖから第１ハイ電圧信号または第１ロー電圧信号が出力されれば、各信号出力に対応して高電圧バッテリー４０のリーク電流によりシャント抵抗ＲＳの両端子間に印加される電圧を検出し、制御部１０のＡＤＣに出力することができる。
制御部１０は、スイッチＳＷのオンまたはオフ制御を通じて電流検出回路２０からシャント抵抗ＲＳの両端子間に印加される電圧の入力をＡＤＣを通じて受けた後、電流検出回路２０を構成する回路素子の連結関係を考慮して予め定義された絶縁抵抗計算式を用いて絶縁抵抗４１の抵抗値を定量的に計算することができる。
望ましくは、絶縁抵抗４１の抵抗値は、スイッチＳＷがオン状態にあるときとオフ状態にあるときにそれぞれ計算することができる。
図２は、本発明の実施例による絶縁抵抗測定装置１の具体的な回路図である。
図２を参照すれば、電流検出回路２０は、シャント抵抗ＲＳに連結された演算増幅器ＯＰ−ａｍｐを含む。望ましくは、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの非反転端子（＋）と反転端子（−）は第１連結抵抗Ｒ２と第２連結抵抗Ｒ３を通じてシャント抵抗ＲＳの両端にそれぞれ連結される。演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの非反転端子（＋）は、第１電圧分配抵抗Ｒ１と第２電圧分配抵抗Ｒ５との中間連結ノードＣＶと連結される。
望ましくは、シャント抵抗ＲＳはスイッチＳＷを通じてパラメータ抵抗３０と連結される。従って、スイッチＳＷがオン状態になれば、パラメータ抵抗３０を通じて流れる高電圧バッテリー４０のリーク電流の少なくとも一部がシャント抵抗ＲＳを通じて流れる。リーク電流は高電圧バッテリー４０の絶縁が破壊されたとき流れる。絶縁が破壊されれば絶縁抵抗４１の抵抗値が予め設定された基準値の以下に減少する。
演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの反転端子（−）には、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧の大きさが予め設定された範囲に収まるように電圧調整信号を印加する調整抵抗が連結される。
ここで、予め設定された範囲は、ＡＤＣの最適動作電圧範囲に該当する。
望ましくは、調整抵抗は、少なくとも第１調整抵抗ＲＡと第２調整抵抗ＲＢを含む。第１調整抵抗ＲＡと第２調整抵抗ＲＢの一端は演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの反転端子（−）に連結される。また、望ましくは、第１調整抵抗ＲＡと第２調整抵抗ＲＢとは相互並列で連結される。調整抵抗の数は２つに限定されず、３つ以上にもなり得る。調整抵抗の数が多ければ、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧をより細かく調整することができる。調整抵抗の数が増えれば、調整信号出力端ＣＸｖを構成する端子の数もそれに応じて増加し得る。
望ましくは、制御部１０の調整信号出力端ＣＸｖは、第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢのそれぞれに第２ハイ電圧信号または第２ロー電圧信号を選択的に出力する第１調整信号出力端ＣＡｖ及び第２調整信号出力端ＣＢｖを含む。
ここで、調整信号出力端ＣＸｖを構成する端子の数は調整抵抗の数に応じて変更され得る。すなわち、調整抵抗の数が３つであれば、調整信号出力端ＣＸｖを構成する端子の数も３つになり得る。
一方、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力端と反転端子（−）とはフィードバック抵抗Ｒ４を通じて互いに連結される。また、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐには電源部１２から供給する駆動電源（Ｖｄｄ）が印加される。また、駆動電源（Ｖｄｄ）は、第１電圧分配抵抗Ｒ１と第２電圧分配抵抗Ｒ５との比率によって減圧され、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの非反転端子（＋）に印加され得る。
また、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐは、リーク電流の少なくとも一部の電流がシャント抵抗ＲＳを通じて流れるとき、シャント抵抗ＲＳの両端子間に印加される電圧を出力端側のノードＢＶと連結されたＡＤＣの入力端子に出力する。
演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧が印加されるノードＢＶの電圧（Ｂｖ）を示す数式は、次のような過程を経て誘導され得る。
まず、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの反転端子（−）でキルヒホフ（Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ）の電流法則を適用すれば、下記数式１に含まれた第１行の数式が導出される。そして、第１行の数式をオームの法則によって整理すれば、下記数式１の第２行に示した数式が得られる。
ここで、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの非反転端子（＋）と反転端子（−）とは仮想短絡するため、両端子の電圧が同じであると仮定できる。すなわち、反転端子（−）に印加される電圧は、ノードＣＶに印加される電圧（Ｃｖ）と同じであると見なせる。このような仮定に基づいて第２行の数式をノードＢＶの電圧（Ｂｖ）に対して整理すれば、下記数式１に含まれた最終行の数式を誘導することができる。
Figure 0006505867
上記数式において、ＩＲＡは第１調整抵抗ＲＡに流れる電流、ＩＲＢは第２調整抵抗ＲＢに流れる電流、ＩＲ４はフィードバック抵抗Ｒ４に流れる電流、Ｉ３は第２連結抵抗Ｒ３に流れる電流である。また、ＣＡｖは第１調整信号出力端ＣＡｖの出力電圧であり、ＣＢｖは第２調整信号出力端ＣＢｖの出力電圧である。ＢｖはノードＢＶの電圧、ＡｖはノードＡＶの電圧、及びＣｖはノードＣＶの電圧である。また、ＲＡは第１調整抵抗の抵抗値、ＲＢは第２調整抵抗の抵抗値、Ｒ４はフィードバック抵抗の抵抗値、Ｒ３は第２連結抵抗の抵抗値である。
次いで、ノードＡＶに印加される電圧（Ａｖ）を計算する数式を誘導すれば、次のようである。
まず、ノードＡＶでキルヒホフの電流法則を適用すれば、下記数式２に含まれた第１行の数式が導出される。そして、第１行の数式をオームの法則によって整理すれば、数式２の第２行の数式が得られる。
ここで、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの非反転端子（＋）と反転端子（−）とは仮想短絡するため、両端子の電圧が同じであると仮定できる。また、非反転端子（＋）と反転端子（−）は無限大の入力インピーダンスを有するため、各端子に入力される電流を０と見なせる。
第２行の数式を電圧（Ａｖ）を基準に整理すれば、ノードＡＶに印加される電圧（Ａｖ）の計算式が得られる。
Figure 0006505867
上記数式において、ＩＳはシャント抵抗ＲＳに流れる電流、Ｉ３は第２連結抵抗Ｒ３に流れる電流、Ｉｍはパラメータ抵抗ＲＦに流れるリーク電流、ＶＤｖは検出信号出力端の出力電圧、ＥＢは高電圧バッテリー４０の電圧、ＣＡｖは第１調整信号出力端ＣＡｖの出力電圧、ＣＢｖは第２調整信号出力端ＣＢｖの出力電圧、ＢｖはノードＢＶの電圧、ＡｖはノードＡＶの電圧、ＣｖはノードＣＶの電圧、ＲＡは第１調整抵抗の抵抗値、ＲＢは第２調整抵抗の抵抗値、Ｒ４はフィードバック抵抗の抵抗値、Ｒ３は第２連結抵抗の抵抗値、ＲＬは絶縁抵抗の抵抗値、ＲＦはパラメータ抵抗の抵抗値である。
次に、ノードＣＶに印加される電圧（Ｃｖ）を計算する数式を誘導すれば、次のようである。まず、ノードＣＶでキルヒホフの電流法則を適用すれば、下記数式３に含まれた第１行の数式が導出される。第１行の数式をオームの法則に従って整理すれば、数式３の第２行に示された数式が得られる。
ここで、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの非反転端子（＋）と反転端子（−）とは仮想短絡するため、両端子の電圧が同じであると仮定できる。また、非反転端子（＋）と反転端子（−）は無限大の入力インピーダンスを有するため、各端子に入力される電流を０と見なせる。
第２行の数式をノードＣＶに印加される電圧（Ｃｖ）に対して整理すれば、数式３の最終行に示したように、ノードＣＶに印加される電圧（Ｃｖ）の計算式が得られる。
Figure 0006505867
上記数式において、ＩＲ５は第１電圧配分抵抗に流れる電流、ＩＲ２は第１連結抵抗Ｒ２に流れる電流、ＩＲ１は第２電圧配分抵抗に流れる電流、Ｖｄｄは第１電圧配分抵抗に印加される駆動電圧、ＶＤｖは検出信号出力端の出力電圧、ＣｖはノードＣＶの電圧、Ｒ１は第２電圧配分抵抗の抵抗値、Ｒ２は第１連結抵抗の抵抗値、Ｒ５は第１電圧配分抵抗の抵抗値である。
一方、図２に示した回路において、各抵抗に対する抵抗比は、シャント抵抗ＲＳを通じてリーク電流の少なくとも一部が流れるとき、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐから適正な水準の電圧が出力されるように、次のように設定できる。しかし、本発明がこれに限定されることはない。
R2:(R1//R5)=R3:(R4//RA//RB)
R3:R4=1:1
RA:RB=1:2
(RA//RB):R4=1:2
図３は、図２に示した絶縁抵抗測定装置１の制御部１０がスイッチＳＷをオン状態に制御したときの回路を簡略化した等価回路図である。
以下、図２及び図３を参照して、スイッチＳＷがオン状態になった場合、絶縁抵抗ＲＬの抵抗値に対する計算式の誘導過程を説明する。
図３を参照すれば、絶縁抵抗ＲＬ及びパラメータ抵抗ＲＦに流れる高電圧バッテリー４０のリーク電流をＩｍに、リーク電流Ｉｍから由来してシャント抵抗ＲＳに流れる電流をＩＳに、調整抵抗ＲＣを通じて流れる電流をＩ３に示した。
高電圧バッテリー４０でリーク電流が生じた場合、スイッチＳＷがオン状態になれば、高電圧バッテリー４０のリーク電流から由来した少なくとも一部の電流が絶縁抵抗測定装置１の回路にも流れ得る。
図３の調整抵抗ＲＣは、図２において第１調整信号出力端ＣＡｖ及び第２調整信号出力端ＣＢｖを通じて並列で連結された第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗に該当する。また、ＤＣ電圧であるＣＸｖは、第１調整信号出力端ＣＡｖ及び第２調整信号出力端ＣＢｖから出力される電圧レベルによって等価抵抗である調整抵抗ＲＣに結果的に印加されるＤＣ電圧を示す。
ＤＣ電圧であるＣＸｖの大きさは、第１調整信号出力端ＣＡｖ及び第２調整信号出力端ＣＢｖから出力される電圧レベルの組合せによって予め定義され、メモリ部１１に保存され得る。望ましくは、メモリ部１１はＤＲＡＭ、ＳＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリ、レジスタなどのように情報が保存できる装置であればその種類に特に制限がない。
ここで、第１調整信号出力端ＣＡｖ及び第２調整信号出力端ＣＢｖは、制御部１０によって第２ハイ電圧信号または第２ロー電圧信号を選択的に出力することができる。
望ましくは、第２ハイ電圧信号は駆動電圧（Ｖｄｄ）と実質的に同じ大きさの電圧であり、第２ロー電圧信号は接地電圧（Ｇｎｄ）であり得る。
一態様によれば、調整抵抗ＲＣは、第１調整信号出力端ＣＡｖが第２ハイ電圧信号を出力し、第２調整信号出力端ＣＢｖが第２ハイ電圧信号を出力する場合、第１調整抵抗ＲＡと第２調整抵抗ＲＢともにハイ電圧（Ｖｄｄ）を印加するＤＣ電圧に連結された構造を有する回路から決定した等価抵抗と実質的に同じである。
他の態様によれば、調整抵抗ＲＣは、第１調整信号出力端ＣＡｖが第２ハイ電圧信号を出力し、第２調整信号出力端ＣＢｖが第２ロー電圧信号を出力する場合、第１調整抵抗ＲＡはハイ電圧（Ｖｄｄ）を印加するＤＣ電圧に連結され、第２調整抵抗ＲＢはロー電圧（Ｇｎｄ）を印加する接地に連結された構造を有する回路から決定した等価抵抗と実質的に同じである。
また他の態様によれば、調整抵抗ＲＣは、第１調整信号出力端ＣＡｖが第２ロー電圧信号を出力し、第２調整信号出力端ＣＢｖが第２ハイ電圧信号を出力する場合、第１調整抵抗ＲＡはロー電圧（Ｇｎｄ）を印加する接地に連結され、第２調整抵抗ＲＢはハイ電圧（Ｖｄｄ）を印加するＤＣ電圧に連結された構造を有する回路から決定した等価抵抗と実質的に同じである。
さらに他の態様によれば、調整抵抗ＲＣは、第１調整信号出力端ＣＡｖが第２ロー電圧信号を出力し、第２調整信号出力端ＣＢｖが第２ロー電圧信号を出力する場合、第１調整抵抗ＲＡと第２調整抵抗ＲＢともにロー電圧（Ｇｎｄ）を印加する接地に連結された構造を有する回路から決定した等価抵抗と実質的に同じである。
望ましくは、制御部１０は、高電圧バッテリー４０のリーク電流から由来した少なくとも一部の電流がシャント抵抗ＲＳを通じて流れたとき、電流検出回路２０がシャント抵抗ＲＳの両端子間に印加された電圧をＡＤＣに安定的に出力できるようにするため、第１調整信号出力端ＣＡｖと第２調整信号出力端ＣＢｖとに第２ハイ電圧信号と第２ロー電圧信号とを選択的に印加して、第１調整信号出力端ＣＡｖ及び第２調整信号出力端ＣＢｖを通じて並列で連結された第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢと連結された演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの反転端子（−）に印加される電圧を変化させる。
望ましくは、制御部１０は、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐから出力される電圧の大きさがＡＤＣの最適動作電圧範囲内に収まるように、第１調整信号出力端ＣＡｖと第２調整信号出力端ＣＢｖから出力される電圧レベルを調整することができる。
例えば、制御部１０は第１調整信号出力端ＣＡｖと第２調整信号出力端ＣＢｖを通じて第２ハイ電圧信号または第２ロー電圧信号を予め決定された順序の組合せ（１１、１０、０１、００）によって選択的に出力することで、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧をＡＤＣの最適動作電圧範囲である０．５Ｖ〜４．５Ｖの範囲に収めることができる。
望ましくは、このような第１調整信号出力端ＣＡｖと第２調整信号出力端ＣＢｖから出力される電圧信号のレベル調整は、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧がＡＤＣの最適動作電圧範囲から外れる条件が成立する度に行われ得る。
一方、制御部１０は、第１調整信号出力端ＣＡｖと第２調整信号出力端ＣＢｖに限定されず、それ以上の調整信号出力端をさらに備えることができる。このように、制御部１０がより多い調整信号出力端を備える場合、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧をより細かく調整することができる。
図３を再び参照すれば、高電圧バッテリー４０のリーク電流（Ｉｍ）の大きさを計算する数式は、スイッチＳＷ、シャント抵抗ＲＳ及び調整抵抗ＲＣが互いに連結される共通ノードでキルヒホフの電流法則を適用して得られる。
下記数式４に含まれた数式のうち、第１行の数式はリーク電流（Ｉｍ）の大きさを計算する数式に該当する。また、シャント抵抗ＲＳに流れる電流（ＩＳ）は、図３に示されたｍｅｓｈ１及びｍｅｓｈ２を基準にキルヒホフの電圧法則（ＫＶＬ）を適用して２つの連立数式を誘導し、電流（ＩＳ）に対して連立数式を解けば得られる。
下記数式４に含まれた数式のうち最終行の数式が、シャント抵抗ＲＳを通じて流れる電流（ＩＳ）の大きさを計算する数式に該当する。
Figure 0006505867
上記数式において、Ｉｍは高電圧バッテリー４０のリーク電流、ＩＳはシャント抵抗ＲＳに流れる電流、Ｉ３は第２連結抵抗Ｒ３に流れる電流、ＶＤｖは検出信号出力端の出力電圧、ＥＢは高電圧バッテリー４０の電圧、ＣＸｖは第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖから出力される電圧によって結果的に第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗ＲＣに印加される電圧、ＲＳはシャント抵抗の抵抗値、ＲＬは絶縁抵抗の抵抗値、ＲＦはパラメータ抵抗の抵抗値、Ｒｍは絶縁抵抗ＲＬとパラメータ抵抗ＲＦとの合算抵抗値、ＲＣは第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗の抵抗値に該当する。
一方、制御部１０がスイッチＳＷをオンさせた状態で、時間間隔を置いて検出信号出力端ＶＤｖに第１ハイ電圧信号と第１ロー電圧信号をそれぞれ印加したとき、シャント抵抗ＲＳの両端子間に印加される電圧の差を第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））で表せば、下記数式５に含まれた第１行、第２行の式を導出することができる。
ここで、導出された第２行の式を見れば、高電圧バッテリー４０の電圧パラメータ（ＥＢ）が消去され、高電圧バッテリー４０の電圧（ＥＢ）の影響が消えたことが分かる。
数式５の第２行の式をＲｍに対して整理し、整理された式をＲｍ＝ＲＬ＋ＲＦとの式に代入すれば、最終行の数式のように、スイッチＳＷがオン状態にあるとき絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を計算できる絶縁抵抗計算式が得られる。
Figure 0006505867
上記数式において、第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））は、制御部１０がスイッチＳＷをオン状態に制御した状態で、検出信号出力端ＶＤｖを通じて異なる時点で第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号をシャント抵抗ＲＳに印加したとき、シャント抵抗ＲＳの両端子間に印加される電圧の差に該当する。
第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））の計算式において、ＩＳ（ＶＤｖｏｎ）は検出信号出力端ＶＤｖの出力電圧が第１ハイ電圧信号である場合、シャント抵抗ＲＳに流れる電流（ＩＳ）の大きさである。また、ＩＳ（ＶＤｖｏｆｆ）は検出信号出力端ＶＤｖの出力電圧が第１ロー電圧信号である場合、シャント抵抗ＲＳに流れる電流（ＩＳ）の大きさである。
また、ΔＣＸｖは、制御部１０が異なる時点で検出信号出力端ＶＤｖを通じて第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号をシャント抵抗ＲＳに印加する間、第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖから出力される電圧によって結果的に第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗ＲＣに印加される調整電圧の変化量である。
すなわち、調整電圧変化量（ΔＣＸｖ）は、検出信号出力端ＶＤｖを通じて第１ロー電圧信号がシャント抵抗ＲＳに印加される間に調整抵抗ＲＣに印加される電圧と、検出信号出力端ＶＤｖを通じて第１ハイ電圧信号がシャント抵抗ＲＳに印加される間に調整抵抗ＲＣに印加される電圧との差に該当する。
制御部１０は、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧（Ｂｖ）の大きさがＡＤＣの最適動作電圧範囲から外れれば、第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖから出力される電圧のレベルを適応的に変化させ得るが、このとき変化が完了した電圧を調整抵抗ＲＣに印加される電圧として考慮することができる。
上記数式において、ＲＳはシャント抵抗の抵抗値、ＲＬは絶縁抵抗の抵抗値、ＲＦはパラメータ抵抗の抵抗値、Ｒｍは絶縁抵抗ＲＬとパラメータ抵抗ＲＦとの合算抵抗値、ＲＣは第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗の抵抗値に該当する。
制御部１０は、上記数式５の最終行に定義される数式を用いて高電圧バッテリー４０の絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を定量的に決定することができる。
絶縁抵抗ＲＬの計算式において、抵抗値は予め定義されてメモリ部１１に保存され得る。また、Ｖｄｄは駆動電圧に該当する。また、調整電圧変化量（ΔＣＸｖ）は、第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖから出力される電圧レベルの組合せによって予め決定され得る。
また、制御部１０は、検出信号出力端ＶＤｖを通じて時間間隔を置いてシャント抵抗ＲＳに第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号が印加されるとき、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力端と連結されたＡＤＣを通じて測定した電圧（Ｂｖ）の差に基づいて第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））を決定することができる。
また、制御部１０は、第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））を用いて絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を数式５のように予め定義された絶縁抵抗計算式から簡単に決定することができる。
また、制御部１０は、決定した絶縁抵抗ＲＬの抵抗値をメモリ部１１に保存するか又は通信インターフェースを通じて外部制御装置５０に出力することができる。また、制御部１０は、決定した絶縁抵抗ＲＬの大きさが予め設定した基準値より小さければ、高電圧バッテリー４０の絶縁が破壊されたことを示す警報メッセージを生成し、通信インターフェースを通じて外部制御装置５０に伝送することができる。
すると、外部制御装置５０は、ディスプレイを通じて警報メッセージを視覚的に出力するか、又は、スピーカーを通じて警報メッセージを聴覚的に出力することができる。そのため、ディスプレイとスピーカーは外部制御装置５０と電気的に結合され得る。
図４は、図２に示した絶縁抵抗測定装置１の制御部１０がスイッチＳＷをオフ状態に制御したとき、図２の回路を簡略化した等価回路図である。
以下、図２及び図４を参照して、スイッチＳＷがオフ状態になったとき、高電圧バッテリー４０の絶縁抵抗ＲＬを求めるために使用される絶縁抵抗計算式の誘導過程について説明する。
図４を参照すれば、シャント抵抗ＲＳに流れる電流をＩＳに、第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗ＲＣに流れる電流をＩ３に示した。
図４に示されたｍｅｓｈ３を基準にキルヒホフの電圧法則を適用すれば、下記数式６に含まれた第１行の数式を誘導することができる。
シャント抵抗ＲＳに流れる電流（ＩＳ）は、第２行の式を用いて、第３行の数式のように導出することができる。
制御部１０がスイッチＳＷをオフさせた状態で時間間隔を置いて検出信号出力端ＶＤｖを通じてシャント抵抗ＲＳ側に第３ハイ電圧信号（Ｖｄｄ）及び第３ロー電圧信号を印加したとき、シャント抵抗ＲＳの両端子に印加される電圧の差である第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））は、下記数式６に含まれた最終行の式で決定することができる。
Figure 0006505867
上記数式において、ＣＸｖは検出信号出力端ＶＤｖの出力電圧が第３ハイ電圧信号または第３ロー電圧信号であるとき、第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗ＲＣに印加される電圧である。
望ましくは、第３ハイ電圧信号は電源部１２によって制御部１０と電流検出回路２０に印加される駆動電圧（Ｖｄｄ）の電圧レベルと実質的に同じ大きさの電圧信号であり得、第３ロー電圧信号は接地（Ｇｎｄ）信号であり得る。
ここで、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐから出力される電圧（Ｂｖ）の大きさがＡＤＣの最適動作電圧範囲から外れれば、ＣＸｖは制御部１０が第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖから出力される電圧レベルを調整することによって変化し得る。
また、調整電圧変化量（ΔＣＸｖ）は、制御部１０がスイッチＳＷをオフさせた状態で時間間隔を置いて検出信号出力端ＶＤｖを通じてシャント抵抗ＲＳ側に第３ハイ電圧信号及び第３ロー電圧信号を印加する間に、第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖから第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗ＲＣに印加される調整電圧ＣＸｖの変化量に該当する。
また、ＩＳはシャント抵抗ＲＳに流れる電流、ＩＳ（ＶＤｖｏｎ）は検出信号出力端ＶＤｖの出力電圧が第３ハイ電圧信号である場合にシャント抵抗ＲＳを通じて流れる電流、ＩＳ（ＶＤｖｏｆｆ）は検出信号出力端ＶＤｖの出力電圧が第３ロー電圧信号である場合にシャント抵抗ＲＳを通じて流れる電流を示す。
また、ＲＳはシャント抵抗の抵抗値、ＲＣは第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗の抵抗値である。
また、第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））は、制御部１０がスイッチＳＷをオフさせた状態で時間間隔を置いて検出信号出力端ＶＤｖを通じてシャント抵抗ＲＳに第３ハイ電圧信号及び第３ロー電圧信号を印加したとき、シャント抵抗ＲＳに印加される電圧の変化量である。
制御部１０は、スイッチＳＷをオフさせた状態で時間間隔を置いて検出信号出力端ＶＤｖを通じてシャント抵抗ＲＳ側に第３ハイ電圧信号及び第３ロー電圧信号を印加し、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力端と連結されたＡＤＣを通じて第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））を測定することができる。
一方、スイッチＳＷがオン状態であるとき演算増幅器ＯＰ−ａｍｐを通じて測定された第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））とスイッチＳＷがオフ状態であるとき演算増幅器ＯＰ−ａｍｐを通じて測定された第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））との差を第３電圧変化量（ΔＶＸ）と定義すれば、第３電圧変化量（ΔＶＸ）は下記数式７に含まれた第１行、第２行の数式で表すことができる。
ここで、数式５の第１行、第２行の数式を第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））に代入し、数式６の最終行の数式を第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））に代入すれば、数式７の第３行の数式が得られる。
また、第３行の数式をＲｍに対して整理すれば、数式７の第４行の数式が得られる。また、Ｒｍは絶縁抵抗ＲＬとパラメータ抵抗ＲＦとの合算抵抗値に該当するため、第４行の数式からパラメータ抵抗ＲＦの抵抗値を引き算すれば、数式７の第５行のように、絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を定量的に決定できる算式が得られる。
Figure 0006505867
上記数式において、ΔＶ（ｏｎ）、ΔＶ（ｏｆｆ）、ΔＶＸ及びΔＣＸｖは上述した定義と実質的に同じである。
また、ＲＳはシャント抵抗の抵抗値、ＲＣは第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗である調整抵抗の抵抗値、ＲＬは絶縁抵抗の抵抗値、ＲＦはパラメータ抵抗の抵抗値、Ｒｍは絶縁抵抗ＲＬとパラメータ抵抗ＲＦとの合算抵抗値に該当する。
制御部１０は、スイッチＳＷをオン状態及びオフ状態に制御しながら、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力端と連結されたＡＤＣを通じて第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））及び第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））を決定することができる。
すなわち、第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））はスイッチＳＷがオン状態であるときの演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧変化量に該当し、第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））はスイッチＳＷがオフ状態であるときの演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力電圧変化量に該当する。また、制御部１０は、ΔＶ（ｏｎ）及びΔＶ（ｏｆｆ）からΔＶＸを決定することができる。
また、制御部１０は予め定義された抵抗値と駆動電圧（Ｖｄｄ）、第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））及び第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））から計算された第３電圧変化量（ΔＶＸ）、そして第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖから出力される電圧レベルの変化に従って決定される調整電圧変化量（ΔＣＸｖ）を上記数式７の絶縁抵抗計算式に代入して絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を定量的に決定することができる。
制御部１０は、スイッチＳＷがオフ状態であるときに決定した絶縁抵抗ＲＬの抵抗値をメモリ部１１に保存することができる。また、制御部１０は、絶縁抵抗ＲＬの抵抗値が予め設定した基準値より小さければ、警報メッセージを生成して通信インターフェースを通じて外部制御装置５０に出力することができる。
外部制御装置５０は、制御部１０から警報メッセージを受信すれば、ディスプレイを通じて高電圧バッテリー４０の絶縁が破壊されたことを意味するメッセージを視覚的に出力するか又はスピーカーを通じて聴覚的に出力することができる。
以下、図５及び図６を参照して、制御部１０が絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を決定する方法をより具体的に説明する。
図５及び図６は、スイッチＳＷがオン状態にあるとき、制御部１０が絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を決定する方法を示したフロー図である。
まず、段階Ｓ１０において、制御部１０はスイッチ制御端子Ｏｎ／Ｏｆｆを通じてスイッチＳＷをオン状態に制御する。
次いで、段階Ｓ２０において、制御部１０は検出信号出力端ＶＤｖを通じてシャント抵抗ＲＳに第１ハイ電圧信号を印加し、段階Ｓ３０において、第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖに予め設定された第２ハイ電圧信号または第２ロー電圧信号を印加する。
次いで、段階Ｓ４０において、制御部１０は演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力端と連結されたＡＤＣを通じてシャント抵抗ＲＳの両端子間に印加された電圧（Ｂｖ１）を測定する。
次いで、段階Ｓ５０において、制御部１０は電圧（Ｂｖ１）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まるか否かを判別する。
もし、段階Ｓ５０で電圧（Ｂｖ１）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まると判別されれば、制御部１０はプロセスを次の段階に移行する。
望ましくは、ＡＤＣの駆動電圧が５Ｖであるとき、最適動作電圧範囲は０．５Ｖ〜４．５Ｖであり得る。
一方、段階Ｓ５０で電圧（Ｂｖ１）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まらないと判別されれば、制御部１０はプロセスを段階Ｓ６０に移行する。すなわち、段階Ｓ６０において、制御部１０は予め決定された信号組合せの順に従って第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖの電圧レベルを調整し、段階Ｓ４０に戻って電圧（Ｂｖ１）を測定し、測定された電圧（Ｂｖ１）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まるか否かを判別する。望ましくは、段階Ｓ４０、Ｓ５０及びＳ６０の実行は、測定された電圧（Ｂｖ１）がＡＤＣの最適動作電圧範囲内に収まるまで繰り返される。
段階Ｓ５０で電圧（Ｂｖ１）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まると判別されれば、制御部１０は段階Ｓ７０で検出信号出力端ＶＤｖを通じてシャント抵抗ＲＳに第１ロー電圧信号を印加する。
次いで、段階Ｓ８０において、制御部１０は演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力端と連結されたＡＤＣを通じてシャント抵抗ＲＳの両端子間に印加される電圧（Ｂｖ０）を測定する。
次いで、段階Ｓ９０において、制御部１０は電圧（Ｂｖ０）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まるか否かを判別する。
もし、段階Ｓ９０で電圧（Ｂｖ０）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まると判別されれば、制御部１０はプロセスを次の段階に移行する。一方、段階Ｓ９０で電圧（Ｂｖ０）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まらないと判別されれば、制御部１０はプロセスを段階Ｓ１００に移行する。
段階Ｓ１００において、制御部１０は予め決定された信号組合せの順に従って第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖの電圧レベルを調整し、段階Ｓ８０に戻って電圧（Ｂｖ０）を測定し、測定された電圧（Ｂｖ０）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まるか否かを判別する。望ましくは、段階Ｓ８０、Ｓ９０及びＳ１００の実行は、測定された電圧（Ｂｖ０）がＡＤＣの最適動作電圧範囲内に収まるまで繰り返される。
段階Ｓ９０で電圧（Ｂｖ０）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まると判別されれば、段階Ｓ１１０において、制御部１０は段階Ｓ４０を通じて測定した電圧（Ｂｖ１）と段階Ｓ８０を通じて測定した電圧（Ｂｖ０）との差に該当する第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））を決定する。
次いで、段階Ｓ１２０において、制御部１０は測定された電圧（Ｂｖ１）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まるようにする第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖの信号の組合せから調整抵抗ＲＣに印加される調整電圧ＣＸｖ１を決定する。また、制御部１０は、測定された電圧（Ｂｖ０）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まるようにする第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖの信号の組合せから調整抵抗ＲＣに印加される調整電圧ＣＸｖ０を決定し、ＣＸｖ１及びＣＸｖ０から調整電圧変化量（ΔＣＶｘ）を決定する。
ここで、ＣＸｖ１は、測定された電圧（Ｂｖ１）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まるようにする第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖの信号の組合せが第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢに印加される場合、第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗に該当する調整抵抗ＲＣに印加されるＤＣ電圧を示す。
また、ＣＸｖ０は、測定された電圧（Ｂｖ０）がＡＤＣの最適動作電圧範囲に収まるようにする第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖの信号の組合せが第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢに印加される場合、第１調整抵抗ＲＡ及び第２調整抵抗ＲＢの等価抵抗に該当する調整抵抗ＲＣに印加されるＤＣ電圧を示す。
前記ＤＣ電圧の大きさは、実験を通じて第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖの信号の組合せによって予め決定されてメモリ部１１に保存でき、制御部１０は電圧（Ｂｖ０、Ｂｖ１）の測定に適用された第１及び第２調整信号出力端ＣＡｖ、ＣＢｖの信号の組合せを識別し、メモリ部１１を参照して識別された信号の組合せに対応するＣＸｖ０及びＣＸｖ１を決定することができる。
次いで、段階Ｓ１３０において、制御部１０は決定された第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））と調整電圧変化量（ΔＣＶｘ）、及び予め定義された抵抗値と駆動電圧（Ｖｄｄ）を用いて数式５の絶縁抵抗計算式から絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を定量的に決定する。
次いで、段階Ｓ１４０において、制御部１０は、決定された絶縁抵抗ＲＬの抵抗値をメモリ部１１に保存するか、又は、外部制御装置５０に出力することができる。
また、図示していないが、制御部１０は段階Ｓ１３０で決定された絶縁抵抗ＲＬの抵抗値が予め設定した基準値より小さければ、高電圧バッテリー４０の絶縁が破壊されたことを示す警報メッセージを生成し、通信インターフェースを通じて外部制御装置５０に出力することができる。
すると、外部制御装置５０は、警報メッセージをディスプレイを通じて視覚的に出力するか又はスピーカーを通じて聴覚的に出力することができる。
図７及び図８は、スイッチＳＷがオフ状態にあるとき、絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を決定する方法を示したフロー図である。
まず、制御部１０は、スイッチ制御端子Ｏｎ／Ｏｆｆを通じてスイッチＳＷをオフ状態に制御する。
その後、制御部１０は、段階Ｐ２０〜段階Ｐ１００を順次行って時間間隔を置いて検出信号出力端ＶＤｖを通じてシャント抵抗ＲＳに第３ハイ電圧信号及び第３ロー電圧信号を印加し、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐの出力端と連結されたＡＤＣを通じてＡＤＣの最適動作電圧範囲内でシャント抵抗ＲＳの両端子に印加される電圧（Ｂｖ１、Ｂｖ０）を測定する。ここで、電圧（Ｂｖ１）は、検出信号出力端ＶＤｖを通じて第３ハイ電圧信号が出力されるとき、シャント抵抗ＲＳの両端子に印加される電圧であり、電圧（Ｂｖ０）は、検出信号出力端ＶＤｖを通じて第３ロー電圧信号が出力されるとき、シャント抵抗ＲＳの両端子に印加される電圧である。
段階Ｐ２０〜段階Ｐ１００は、上述した段階Ｓ２０〜Ｓ１００段階と実質的に同じであるため、繰り返される説明は省略する。
電圧（Ｂｖ１、Ｂｖ０）の測定が完了した後、制御部１０は段階Ｐ１１０で測定された２つの電圧（Ｂｖ１、Ｂｖ０）から第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））を決定する。また、スイッチＳＷがオン状態にあるときの段階Ｓ１１０で決定した第１電圧変化量（ΔＶ（ｏｎ））と第２電圧変化量（ΔＶ（ｏｆｆ））との差に該当する第３電圧変化量（ΔＶＸ）を決定する。
次いで、段階Ｐ１２０において、制御部１０は段階Ｓ１２０と実質的に同じ方式で調整電圧変化量（ΔＣＶｘ）を決定する。
次いで、段階Ｐ１３０において、制御部１０は決定された第３電圧変化量（ΔＶＸ）と調整電圧変化量（ΔＣＶｘ）、そして予め定義された抵抗値及び駆動電圧（Ｖｄｄ）を用いて数式７の絶縁抵抗計算式から絶縁抵抗ＲＬの抵抗値を定量的に決定する。
次いで、段階Ｐ１４０において、制御部１０は、決定された絶縁抵抗ＲＬの抵抗値をメモリ部１１に保存するか、又は、外部制御装置５０に出力することができる。
また、図示していないが、制御部１０は、段階Ｐ１３０で決定された絶縁抵抗ＲＬの抵抗値が予め設定した基準値より小さければ、高電圧バッテリー４０の絶縁が破壊されたことを示す警報メッセージを生成し、通信インターフェースを通じて外部制御装置５０に出力することができる。
すると、外部制御装置５０は、警報メッセージをディスプレイを通じて視覚的に出力するか又はスピーカーを通じて聴覚的に出力することができる。
本発明において、前記制御部１０の多様な制御ロジッグは少なくとも１つ以上が組み合わせられ、組み合わせられた制御ロジッグはコンピューター可読のコード体系に作成されてコンピューター可読の記録媒体に書き込まれ得る。
前記記録媒体はコンピューターに含まれたプロセッサによってアクセス可能なものであれば、その種類に特に制限がない。一例として、前記記録媒体は、ＲＯＭ、ＲＡＭ、レジスタ、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気テープ、ハードディスク、フロッピーディスク及び光データ記録装置を含む群から選択された少なくとも１つ以上を含む。
また、前記コード体系はネットワークで連結されたコンピューターに分散して保存されて実行され得る。また、前記組み合わせられた制御ロジッグを具現するための機能的なプログラム、コード及びコードセグメントは本発明が属する技術分野のプログラマーによって容易に推論できる。
前記制御部１０は、上述した多様な制御ロジッグを実行するために当業界に周知されたプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ−Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、他のチップセット、論理回路、レジスタ、通信モデム、データ処理装置などを選択的に含むことができる。また、前記制御ロジッグがソフトウェアとして具現されるとき、前記制御部１０はプログラムモジュールの集合として具現され得る。このとき、プログラムモジュールはメモリに保存され、プロセッサによって実行され得る。前記メモリは、プロセッサの内部または外部にあり得、周知された多様な手段でプロセッサと連結され得る。
本発明の多様な実施様態の説明において、「〜部」と称された構成要素は物理的に区分される要素ではなく、機能的に区分される要素として理解されねばならない。したがって、それぞれの構成要素は他の構成要素と選択的に統合されるか、又は、それぞれの構成要素が制御ロジッグの効率的な実行のためにサーブ構成要素に分割され得る。しかし、構成要素が統合または分割されても機能の同一性が認定できれば、統合または分割された構成要素も本発明の範囲内であると解釈すべきであることは自明である。
以上のように、本発明を限定された実施例と図面によって説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、本発明の属する技術分野で通常の知識を持つ者によって本発明の技術思想と特許請求の範囲の均等範囲内で多様な修正及び変形が可能であることは言うまでもない。
本発明によれば、演算増幅器ＯＰ−ａｍｐを用いて絶縁抵抗を測定できるため、外部の影響を受けず、正確に絶縁抵抗を測定することができる。
また、高電圧バッテリーの負極端子と連結して絶縁抵抗を測定することができる。従って、耐電圧特性の良い高価な回路部品が必要ではないため、最小限のコストでより簡単に絶縁抵抗を測定することができる。
また、高電圧バッテリーの電圧の影響を除去できるため、絶縁抵抗を正確に測定することができる。
１ 絶縁抵抗測定装置
１０ 制御部
１１ メモリ部
１２ 電源部
２０ 電流検出回路
３０ パラメータ抵抗
４０ 高電圧バッテリー
４１ 絶縁抵抗
５０ 外部制御装置

Claims (19)

  1. バッテリーの絶縁抵抗を測定する装置であって、
    一端が前記バッテリーの負極端子と電気的に連結されたパラメータ抵抗；
    前記パラメータ抵抗に流れるバッテリーのリーク電流の少なくとも一部の電流が流れるように前記パラメータ抵抗と連結可能なシャント抵抗と、前記シャント抵抗の両端子と連結され、前記シャント抵抗の両端電圧を検出して出力する演算増幅器とを含む電流検出回路；及び
    前記パラメータ抵抗と前記シャント抵抗との間に連結されたスイッチをオンまたはオフ状態に制御するスイッチ制御端子と、前記シャント抵抗に第１ハイ電圧信号又は第１ロー電圧信号を選択的に印加する検出信号出力端と、前記演算増幅器に調整電圧信号を印加して前記演算増幅器の出力電圧を予め設定された範囲内に調節する調整信号出力端と、前記演算増幅器の出力端と連結されたＡＤＣと、前記シャント抵抗に第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号が印加されたとき、前記ＡＤＣを通じて測定される前記演算増幅器の出力電圧に対する第１電圧変化量をパラメータとして含んでいる予め定義された第１絶縁抵抗計算式とを用いて前記バッテリーの絶縁抵抗を決定する制御部；を含むことを特徴とする絶縁抵抗測定装置。
  2. 前記調整信号出力端は、第２ハイ電圧信号又は第２ロー電圧信号を選択的に出力する第１及び第２調整信号出力端を含み、
    前記電流検出回路は、前記第１及び第２調整信号出力端とそれぞれ連結された第１及び第２調整抵抗を含み、
    前記第１及び第２調整抵抗は、相互並列で連結され、一端が前記演算増幅器の反転端子に連結されたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁抵抗測定装置。
  3. 前記電流検出回路は、前記シャント抵抗の一端を前記演算増幅器の非反転端子に連結する第１連結抵抗、及び前記シャント抵抗の他端を前記演算増幅器の反転端子に連結する第２連結抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の絶縁抵抗測定装置。
  4. 前記制御部は、
    前記スイッチをオン状態に制御した状態で、前記検出信号出力端を通じて時間間隔を置いて前記シャント抵抗に第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号を印加するように構成され、
    前記シャント抵抗に前記第１ハイ電圧信号及び前記第１ロー電圧信号が印加されるとき、前記演算増幅器の出力電圧に対する第１電圧変化量をＡＤＣを通じて測定するように構成されたことを特徴とする請求項２に記載の絶縁抵抗測定装置。
  5. 前記制御部は、
    前記スイッチをオフ状態に制御した状態で、前記検出信号出力端を通じて時間間隔を置いて前記シャント抵抗に第３ハイ電圧信号及び第３ロー電圧信号を印加するように構成され、
    前記シャント抵抗に前記第３ハイ電圧信号及び前記第３ロー電圧信号が印加されるとき、前記ＡＤＣを通じて測定される前記演算増幅器の出力電圧に対する第２電圧変化量を決定するように構成され、
    前記第１電圧変化量と前記第２電圧変化量との差に該当する第３電圧変化量を決定するように構成され、
    前記第３電圧変化量をパラメータとして含んでいる予め定義された第２絶縁抵抗計算式を用いて前記バッテリーの絶縁抵抗を決定するように構成されたことを特徴とする請求項４に記載の絶縁抵抗測定装置。
  6. 前記制御部は、
    前記ＡＤＣを通じて測定される前記演算増幅器の出力電圧が前記ＡＤＣの予め設定された動作電圧範囲に収まらなければ、前記出力電圧が前記予め設定された動作電圧範囲に収まるまで前記第１及び第２調整信号出力端を通じて前記第１調整抵抗及び前記第２調整抵抗に第２ハイ電圧信号又は第２ロー電圧信号を選択的に印加するように構成されたことを特徴とする請求項４または請求項５に記載の絶縁抵抗測定装置。
  7. 前記制御部は、前記第１及び第２調整信号出力端を通じて前記第１調整抵抗及び前記第２調整抵抗に第２ハイ電圧信号又は第２ロー電圧信号を選択的に印加するように構成されたことを特徴とする請求項２に記載の絶縁抵抗測定装置。
  8. 前記予め定義された第１絶縁抵抗計算式は、
    前記検出信号出力端を通じて前記シャント抵抗に前記第１ハイ電圧信号及び前記第１ロー電圧信号が印加されるとき、前記第１及び第２調整信号出力端を通じて出力される前記第２ハイ電圧信号及び前記第２ロー電圧信号のレベルによって第１調整抵抗及び第２調整抵抗の等価抵抗に印加される調整電圧の変化量をパラメータとしてさらに含んでいることを特徴とする請求項４に記載の絶縁抵抗測定装置。
  9. 前記予め定義された第２絶縁抵抗計算式は、
    前記検出信号出力端を通じて前記シャント抵抗に前記第３ハイ電圧信号及び前記第３ロー電圧信号が印加されるとき、前記第１及び第２調整信号出力端を通じて出力される前記第２ハイ電圧信号及び前記第２ロー電圧信号のレベルによって第１調整抵抗及び第２調整抵抗の等価抵抗に印加される調整電圧の変化量をパラメータとしてさらに含んでいることを特徴とする請求項５に記載の絶縁抵抗測定装置。
  10. 前記絶縁抵抗の抵抗値が保存されるメモリ部をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の絶縁抵抗測定装置。
  11. 前記制御部は、前記絶縁抵抗の抵抗値を外部の制御装置に出力するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁抵抗測定装置。
  12. バッテリーの負極端子と連結されたパラメータ抵抗、シャント抵抗、前記パラメータ抵抗と前記シャント抵抗との間に設けられたスイッチ、前記シャント抵抗の両端子に連結された演算増幅器及び前記演算増幅器の出力電圧を調整できるように前記演算増幅器の入力端子のうち少なくとも１つと結合された調整抵抗を用いてバッテリーの絶縁抵抗を決定する方法であって、
    （ａ）前記スイッチをオン状態に制御する段階；
    （ｂ）前記シャント抵抗に時間間隔を置いて第１ハイ電圧信号及び第１ロー電圧信号を印加したとき、前記演算増幅器の出力電圧を測定する段階；
    （ｃ）前記調整抵抗の一端に調整電圧信号を印加して前記演算増幅器の出力電圧を予め設定された範囲内に収まるように調整する段階；
    （ｄ）前記演算増幅器の出力電圧に対する第１電圧変化量を決定する段階；及び
    （ｅ）前記第１電圧変化量をパラメータとして含んでいる予め定義された第１絶縁抵抗計算式を用いて前記バッテリーの絶縁抵抗を決定する段階；を含むことを特徴とする絶縁抵抗測定方法。
  13. 前記スイッチをオフ状態に制御する段階；
    時間間隔を置いて前記シャント抵抗に第３ハイ電圧信号及び第３ロー電圧信号を印加する段階；
    前記第３ハイ電圧信号及び前記第３ロー電圧信号を印加したとき、前記演算増幅器の出力電圧を測定する段階；
    前記調整抵抗の一端に調整電圧信号を印加して前記演算増幅器の出力電圧を予め設定された範囲内に収まるように調整する段階；
    前記演算増幅器の出力電圧に対する第２電圧変化量を決定する段階；
    前記第１電圧変化量と前記第２電圧変化量との差に該当する第３電圧変化量を決定する段階；及び
    前記第３電圧変化量をパラメータとして含んでいる予め定義された第２絶縁抵抗計算式を用いて前記バッテリーの絶縁抵抗を決定する段階；をさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の絶縁抵抗測定方法。
  14. 前記調整抵抗は少なくとも並列で連結された２つの調整抵抗を含み、
    各調整抵抗の一端は前記演算増幅器の反転端子に連結され、
    前記演算増幅器の出力電圧が予め設定された範囲内に収まるように、各調整抵抗に第２ハイ電圧信号または第２ロー電圧信号を選択的に印加する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の絶縁抵抗測定方法。
  15. 前記演算増幅器の出力電圧が予め設定された電圧範囲に収まらなければ、前記演算増幅器の出力電圧が前記予め設定された電圧範囲に収まるまで各調整抵抗に第２ハイ電圧信号又は第２ロー電圧信号を選択的に印加する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の絶縁抵抗測定方法。
  16. 前記予め定義された第１絶縁抵抗計算式は、
    前記シャント抵抗に前記第１ハイ電圧信号が印加されるときと前記第１ロー電圧信号が印加されるときを基準に、調整抵抗に印加される調整電圧の変化量をパラメータとしてさらに含んでいることを特徴とする請求項１２に記載の絶縁抵抗測定方法。
  17. 前記予め定義された第２絶縁抵抗計算式は、
    前記シャント抵抗に前記第３ハイ電圧信号が印加されるときと前記第３ロー電圧信号が印加されるときを基準に、調整抵抗に印加される調整電圧の変化量をパラメータとしてさらに含んでいることを特徴とする請求項１３に記載の絶縁抵抗測定方法。
  18. メモリ部に前記絶縁抵抗の抵抗値を保存する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の絶縁抵抗測定方法。
  19. 前記絶縁抵抗の抵抗値を外部の制御装置に出力する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の絶縁抵抗測定方法。
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