JP5215040B2

JP5215040B2 - 漏電検出回路

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Publication number: JP5215040B2
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Inventors: 誠二鎌田
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Filing date: 2008-05-27
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Description

本発明は、直流高圧電源により直流電圧が供給される装置を備えた車両の車体と直流高圧電源との間の漏電を検出する漏電検出回路に関する。

電気自動車、ハイブリッド車、燃料電池車等の電動車両に搭載される直流高圧電源（以下、高圧バッテリ）は、負極や正極等をアースすると、サービス従事者等の高圧バッテリへの接触や高圧バッテリの故障により、感電又は重大な損傷に至り危険であることから、通常、アースに接続されていない。ところが、高圧バッテリの正極又は負極と車体との間に異物の混入や水滴侵入等の外部汚染により、高圧バッテリと車体との間が漏電（地絡）すると、危険であるため、漏電を検出して、異常ランプの点灯等をして、サービス従事者へ警告するようにしている。

漏電検出に係る先行技術として特許文献１がある。特許文献１には、ボディグラウンドと高圧バッテリの負極との間に、保護抵抗１０、ＦＥＴ２０、検出抵抗３０、可変直流電源４０を直列に接続し、ＦＥＴ２０のゲートに高圧バッテリの負極を基準として一定の電圧を印加し、ＦＥＴ２０をＯＮする。高圧バッテリの正極とボディグラウンドとの間で漏電が生じている高電位側漏電の場合は、高圧バッテリの正極から高電位側漏電抵抗→ボディグラウンド→保護抵抗１０→ＦＥＴ２０→検出抵抗３０→可変直流電源４０→高圧バッテリの負極へと流れる漏電電流を検出抵抗３０の両端の電圧により検出し、高電位側漏電を検出している。

このとき、高圧バッテリの電圧変化の影響を受けないため、可変直流電源４０の漏電検出用基準電圧（基準電圧）を、２つの電圧、例えば、０Ｖと１０数Ｖに切り替え、２つの異なる基準電圧における検出抵抗３０の両端の電圧から漏電電流を算出し、この漏電電流の電流差、あるいは検出抵抗３０の両端の電圧の電圧差から、高電位側漏電抵抗を算出し、高電位側漏電を判断している。
特開２００７−２５６１１４号公報

しかしながら、特許文献１では、一定のゲート電圧をＦＥＴ２０に印加し、可変直流電源４０の電圧（基準電圧）を切り替えて、検出抵抗３０の両端の電圧を検出し、漏電、例えば、高電位側漏電を検出していたことから以下の問題点があった。

ＦＥＴ２０はゲート・ソース間の抵抗によるゲート・ソース間の電圧に比例する漏れ電流が、ゲートからソースに微小に（例えば、数μＡのオーダで）流れる。この漏れ電流は、ＦＥＴ２０のソースから検出抵抗３０に流れ込む。そのため、検出抵抗３０には、漏電電流に加えて、漏れ電流が流れる。漏電電流は危険から保護するために微小（例えば、数μＡのオーダ）となるように保護抵抗１０により制限されている。

一定のゲート電圧をゲートに印加していたため、可変直流電源４０の基準電圧が変化（例えば、０Ｖから１０数Ｖに変化）すると、ソース電圧は可変直流電源４０の基準電圧の変化に伴い１０数Ｖ変化するが、ゲート電圧は一定であることから、ゲート・ソース間の電圧が１０数Ｖ変化し、ゲート・ソース間の電圧に比例する漏れ電流が大きく変化してしまう。

可変直流電源４０の異なる基準電圧の下で検出された検出抵抗３０の両端の電圧は、異なる漏れ電流による異なる誤差をそれぞれ含んでしまう。そのため、電流差や電圧差により漏れ電流の誤差をキャンセルすることができず、漏れ電流の違いによる検出誤差が含まれてしまう。漏電検出電流が微小であることから、この漏れ電流の違いによる検出誤差は無視できず、漏電検出精度が悪化するという問題点があった。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、漏電検出の際に、可変直流電源の電圧が切り替えられても、可変直流電源の正極とスイッチの制御電極の電圧を一定とし、漏れ電流を略一定とし、漏れ電流による漏電検出精度が悪化することを防止できる漏電検出回路を提供することを目的とする。

第１の発明によれば、一端が直流電源より直流電圧が供給される装置を収容する導体に接続され、他端が前記直流電源の負極に接続された電流経路を備え、前記電流経路は、電流を制限する制限抵抗と、第１電極、第２電極及び制御電極を有し、前記第１及び第２電極間の導通が制御されるスイッチ素子と、前記電流経路に流れる電流を検出する検出抵抗とを備え、漏電を検出するための複数の漏電検出用基準電圧が切り替えられ、負極が前記直流電源の負極に接続された可変直流電源とを備え、前記検出抵抗の両端の電圧を増幅する増幅器を更に備え、前記増幅器により増幅された前記検出抵抗の両端の電圧に基づいて、前記導体と前記直流電源との間の漏電を検出する漏電検出回路において、前記スイッチ素子の前記制御電極の電圧と、前記可変直流電源の正極の電圧との間の電位差を一定にする定電圧回路を備えることを特徴とする漏電検出回路が提供される。

第２の発明によれば、第１の発明において、前記スイッチ素子は電界効果型トランジスタである漏電検出回路が提供される。

第３の発明によれば、第１または２の発明において、前記直流電源の正極と前記導体との間の高電位側漏電を検出する際に、第１及び第２漏電検出用基準電圧が前記可変直流電源より出力されるよう制御信号を出力し、前記第１漏電検出用基準電圧における前記検出抵抗の両端の第１検出電圧と前記第２漏電検出用基準電圧における前記検出抵抗の両端の第２検出電圧の差分に基づき、前記高電位側漏電抵抗を算出し、前記高電位側漏電を検出する漏電検出回路が提供される。

第１の発明によると、スイッチ素子の制御電極の電圧と可変直流電源の正極との間の電圧の電圧差を一定にする定電圧回路を設けたので、漏電検出用基準電圧（以下、基準電圧）を変化させても、制御電極と可変直流電源の正極との間の電圧を一定にできる。そのため、漏電電流が変化することにより、検出抵抗の両端の電圧の変動が制御電極の電圧と可変直流電源の正極の間の電圧に比べて小さい場合には、制御電極と第２電極間の電圧が略一定となり制御電極と第２電極との間の電流を略一定とすることが可能となり、漏電検出の精度が悪化することを防止できる。

第２の発明によると、基準電圧を変化させても、電界効果型トランジスタのゲート・ソース間の電圧を略一定とすることができ、ゲート・ソース間の電圧に比例する漏れ電流を略一定とすることが可能となり、電界効果型トランジスタを使用した漏電検出精度を悪化させることがない漏電検出回路を提供できる。

第３の発明によると、第１基準電圧における検出抵抗の両端の第１検出電圧と第２基準電圧における検出抵抗の両端の第２検出電圧の差分に基づき、直流電源の正極と導体間の高電位側漏電抵抗を算出するので、制御電極から第２電極に流れる電流をキャンセルすることができ、漏電検出の精度を悪化させることがない。

図１は本発明の実施形態の高圧バッテリが搭載されたハイブリッド車両や電気自動車や燃料電池車等の電動車両、例えば、ハイブリッド車両の概略構成図である。図１に示すように、ハイブリッド車両は、高圧バッテリＢ、平滑コンデンサＣ、インバータ２、モータ４、プリチャージコンタクタ６、プリチャージ抵抗８、メインコンタクタ１０及びバッテリＥＣＵ１２、並びに図示しないバッテリ電流センサやサーミスタ等のセンサ及びヒューズやブレーカを備える。

高圧バッテリ（直流電源）Ｂは、モータ４にインバータ２を介して電力供給するための蓄電装置であり、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などであり、複数の単電池がモジュール化された複数のバッテリブロックが直列接続されている。高圧バッテリＢは、高圧直流電圧が供給されるインバータ２等の装置を備えた車両を収容する車体（以下、ボディグラウンド）ＢＧＮＤと電気的に絶縁されている。

平滑コンデンサＣは、高圧バッテリＢやインバータ２からの出力を平滑化するためのコンデンサである。インバータ２は、モータ４の駆動（モータ４によるアシスト）時には、高圧バッテリＢからの電圧を図示しないモータＥＣＵによる図示しないスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦのＰＷＭ制御により３相の交流電圧に変換して、モータ４に出力する。また、モータ４で発電された３相交流電圧をモータＥＣＵの制御により直流電圧に変換する。

モータ４は、その出力軸は図示しないエンジンのクランク軸に連結され、例えば、３相のブラシレスモータが用いられて、駆動時には、インバータ２により交流電力、例えば、三相交流電力が供給され、電動機として作動し、電動機が駆動されることによりエンジンの始動を行ったり、エンジンの駆動力をアシストする。回生時には、モータ４で発電された交流電力をインバータ２により直流電力に変換し、高圧バッテリＢを充電する。

プリチャージコンタクタ６及びプリチャージ抵抗８は、イグニッションスイッチがＯＮしたとき、メインコンタクタ１０の溶融、高圧バッテリＢの電池保護及び平滑コンデンサＣの突入電流による損傷を防止するために、平滑コンデンサＣをプリチャージする。

メインコンタクタ１０は、高圧バッテリＢからインバータ２への電力供給及びインバータ２から高圧バッテリＢへの電力供給を実施又は遮断するリレーであり、一方の接点が高圧バッテリＢの負極に接続され、他方の接点が平滑コンデンサＣの負極に接続されている。

バッテリＥＣＵ１２は、漏電検出回路１４を含み、高圧バッテリＢとボディグラウンドＢＧＮＤ間の漏電を検出するとともに、メインコンタクタ１０、プリチャージコンタクタ６の制御並びに図示しないサーミスタやバッテリ電流センサ等の出力に基づいて、高圧バッテリＢの監視・制御をする。図示しないバッテリ電流センサやサーミスタ等のセンサは、高圧バッテリＢの監視・制御をするためのセンサであり、ヒューズは過電流保護及びブレーカは作業の安全を担保するためのものである。

図２は、本発明の実施形態による図１中の漏電検出回路１４の回路図である。図２に示すように、漏電検出回路１４は、制限抵抗Ｒ１、ＦＥＴＱ１、ダイオードＤ１、定電圧回路２０、電圧検出部２２、可変直流電源２４、オフセット切替部２６、スイッチＳＷ１及びＣＰＵ１６を有する。漏電検出回路１４は、一端がボディグラウンドＢＧＮＤに接続され、他端が高圧バッテリＢの負極に接続され、制限抵抗Ｒ１、ＦＥＴＱ１、電圧検出部２２中の検出抵抗Ｒ４及び可変直流電源２４が直列に接続された電流経路を含んでいる。

制限抵抗（保護抵抗）Ｒ１は、電流経路に過剰な電流が流れるのを阻止して危険から保護するための電流制限用の抵抗であり、一端がボディグラウンドＢＧＮＤに接続され、他端がＦＥＴＱ１のドレイン電極（第１電極）に接続されている。

ＦＥＴＱ１は、制御電極（ゲート）に印加される第１制御信号に基づいて、第1電極（ドレイン）と第２電極（ソース）間の導通が制御され、漏電検出のＯＮ／ＯＦＦをするためのスイッチ素子であり、例えば、ｎチャネル電界効果型トランジスタである。ドレインは、制限抵抗Ｒ１の他端に接続され、ソースは電圧検出部２２の検出抵抗Ｒ４の一端及び増幅器３４に接続され、ゲートは、抵抗Ｒ２の一端に接続されている。抵抗Ｒ２は、漏れ電流を抑制するための抵抗であり、一端がＦＥＴＱ１のゲートに接続され、他端が定電圧回路２０に接続されている。

ダイオードＤ１は、ＦＥＴＱ１と逆並列に接続されたボディダイオードであり、アノードが検出抵抗Ｒ４の一端及びＦＥＴＱ１のソースに接続され、カソードが制限抵抗Ｒ１の他端及びＦＥＴＱ１のドレインに接続されている。ダイオードＤ１は高圧バッテリＢの負極とボディグラウンドＢＧＮＤ間で漏電が発生している低電位側漏電の場合に、順バイアスされてＯＮし、ＦＥＴＱ１がＯＮする。

定電圧回路２０は、ＣＰＵ１６の制御によるスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦにより、作動／非作動状態が制御される。作動状態では、可変直流電源２４の正極の電圧とＦＥＴＱ１のゲートの電圧の電圧差を一定とする定電圧回路を構成し、ＦＥＴＱ１がＯＮする第１制御信号をゲートに出力する。非作動状態では、ＦＥＴＱ１がＯＦＦする第１制御信号をゲートに出力する。定電圧回路２０は、ツェナーダイオード３０、直流電源３２及び抵抗Ｒ３を有する。抵抗Ｒ３は、一端が抵抗Ｒ２の他端及びツェナーダイオード３０のカソードに接続され、他端が直流電源３２の正極に接続されている。

ツェナーダイオード３０は、アノード・カソード間の電圧が降伏電圧Ｖ１（例えば、１５Ｖ）を超えるとこの電圧Ｖ１にクランプするダイオードであり、アノードは検出抵抗Ｒ４の他端、増幅器３４及び可変直流電源２４の正極に接続され、カソードが抵抗Ｒ３の一端及び抵抗Ｒ２の他端に接続されている。

直流電源３２は、ツェナーダイオード３０の降伏電圧Ｖ１を超える電圧Ｖ２を出力する直流電源（例えば、２０数Ｖ電源）であり、正極が抵抗Ｒ３の他端に接続され、負極がスイッチＳＷ１を通して、高圧バッテリＢの負極に接続されている。直流電源３２の電圧Ｖ２は、降伏電圧Ｖ１及び高電位側漏電電流の検出の際に切り替えられる可変直流電源２４の基準電圧Ｖｒｅｆに応じて設定される。

スイッチＳＷ１がＯＮ、スイッチＳＷ２が可変直流電源２４の電源３６＃ｉ（ｉ＝１，２）の基準電圧Ｖｒｅｆに切り替えられているとき、直流電源３２と電源３６＃ｉ（ｉ＝１，２）は高圧バッテリＢの負極に接続されていることから、電圧（Ｖ２−Ｖｒｅｆ）がツェナーダイオード３０に印加される。

（Ｖ２−Ｖｒｅｆ）≧Ｖ１であれば、直流電源３２の正極→抵抗Ｒ３→ツェナーダイオード３０→電源３６＃ｉ→高圧バッテリＢの負極に電流が流れ、ツェナーダイオード３０は、電圧Ｖ１にクランプされて、可変直流電源２４の正極とＦＥＴＱ１のゲート間の電圧はＶ１で一定となる。可変直流電源２４の正極とゲート間の電圧に比べて、基準電圧の切り替えによる検出抵抗Ｒ４の両端の漏電電流の変動による電圧変動が小さい（例えば、数１００ｍＶ）ので、ＦＥＴＱ１のゲート・ソース間の電圧Ｖｇｓは略一定となる。

（Ｖ２−Ｖｒｅｆ）＜Ｖ１であれば、可変直流電源２４の正極とＦＥＴＱ１のゲート間の電圧はＶ１となる。従って、可変直流電源２４の基準電圧Ｖｒｅｆが（Ｖ２−Ｖｒｅｆ）＞Ｖ１、あるいは、（Ｖ２−Ｖｒｅｆ）がＶ１に近い場合は、可変直流電源２４の正極とＦＥＴＱ１のゲート間の電圧は略Ｖ１で一定となり、ゲート・ソース間の電圧Ｖｇｓは略一定となる。

例えば、Ｖ１＝１５Ｖ，Ｖ２＝２５Ｖであるとき、Ｖｒｅｆが０〜約１０Ｖの範囲では、可変直流電源２４の正極とＦＥＴＱ１のゲート間の電圧は略１５Ｖで略一定となり、ゲート・ソース間の電圧Ｖｇｓは、略一定となる。可変直流電源２４の基準電圧Ｖｒｅｆをゲート・ソース間の電圧Ｖｇｓが一定となる範囲で可変とすると、漏れ電流が一定となる。従って、後述するように、高電位側漏電検出の場合のように高圧バッテリＢの電圧変化の受けない計測を行うために、可変直流電源２４の基準電圧Ｖｒｅｆを切り替えて異なる基準電圧の下で検出抵抗Ｒ４の両端の電圧を検出するとき、漏れ電流が略一定となることから、異なる基準電圧の下での検出抵抗Ｒ４の両端の電圧の差分あるいは漏電電流の差分により、漏れ電流の誤差をキャンセルすることができ、漏れ電流による検出精度への影響を受けない。

スイッチＳＷ１は、直流電源３２の負極と高圧バッテリＢの負極との間に設けられ、ＣＰＵ１６によりＯＮ／ＯＦＦが制御されて、定電圧回路２０の作動／非作動が制御される。

電圧検出部２２は、検出抵抗Ｒ４及び増幅器３４を有する。検出抵抗Ｒ４は、両端の電圧を検出して、漏電電流及び漏電抵抗を算出するための抵抗であり、一端がＦＥＴＱ１のソース及び増幅器３４に接続され、他端が可変直流電源２４の正極及び増幅器３４に接続されている。

増幅器３４は、オフセット切替端子を有し、検出抵抗Ｒ４の両端の電圧を、一定の利得、例えば、利得＝１で増幅し、増幅した電圧をオフセット切替部２６からオフセット切替端子に出力されるオフセット電圧Ｖｓだけシフトするオペアンプであり、検出抵抗Ｒ４の両端に接続されている。

高電位側漏電の場合と低電位側漏電の場合では漏電電流の方向が逆となり、検出抵抗Ｒ４の両端の電圧も逆向きになるので、オフセット電圧Ｖｓによりレベルをシフトすることにより、ダイナミックレンジを有効に利用して、検出精度を向上させることができる。例えば、高電位側漏電の場合は、検出抵抗Ｒ４の両端の電圧は正であることから、オフセット電圧Ｖｓを０とし、低電位側漏電の場合は、検出抵抗Ｒ４の両端の電圧は負であることから、オフセット電圧Ｖｓ（＞０）だけシフトして正の値とする。

可変直流電源２４は、ＣＰＵ１６からの制御信号に基づいて、基準電圧Ｖｒｅｆを出力する電源であり、例えば、複数の電源３６＃１，３６＃２及びスイッチＳＷ２を含む。電源３６＃１，３６＃２は、正極がスイッチＳＷ２に接続され、負極が高圧バッテリＢの負極に接続され、例えば、約１０Ｖ及び０Ｖの直流電源である。例えば、基準電圧Ｖｒｅｆが約１０Ｖ，０Ｖ、Ｖ１＝１５Ｖ、Ｖ２＝２５Ｖであれば、可変直流電源２４の正極とゲート間の電圧は約１５Ｖで定電圧となる。

スイッチＳＷ２は、複数の電源３６＃１，３６＃２の正極側と検出抵抗Ｒ４の他端との間に設けられ、ＣＰＵ１６からの制御信号に基づいて、複数の電源３６＃１，３６＃２のいずれかの正極と検出抵抗Ｒ４の他端との間を接続する。

オフセット切替部２６は、ＣＰＵ１６からの制御信号に基づいて、増幅器３４にオフセット電圧Ｖｓを出力するものであり、例えば、複数の電源３８＃１，３８＃２及びスイッチＳＷ３を含む。電源３８＃１，３８＃２の電圧は、正，０とする。スイッチＳＷ３は、複数の電源３８＃１，３８＃２の正極側と増幅器３４のオフセット端子との間に設けられ、ＣＰＵ１６からの制御信号に基づいて、複数の電源３８＃１，３８＃２のいずれかとオフセット端子との間を接続する。

ＣＰＵ１６は、高圧バッテリＢの負極の電圧をグラウンドとして動作するプロセッサであり、後述するように、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を制御し、増幅器３４の出力から図示しないＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換されたディジタル信号の電圧に基づいて、高圧バッテリＢの正極とボディグラウンドＢＧＮＤ間の高電位側漏電抵抗及び高圧バッテリＢの負極とボディグラウンドＢＧＮＤ間の低電位側漏電抵抗を検出して、高電位側漏電及び低電位側漏電を検出する。

図３はＣＰＵ１６の漏電検出に係る漏電検出制御手段５０のブロック図である。図３に示すように、漏電検出制御手段５０は、高電位側漏電検出制御手段５２及び低電位側漏電検出制御手段５４を有する。高電位側漏電検出制御手段５２は、第１高電位側入力制御手段６０、第２高電位側入力制御手段６２及び高電位側漏電抵抗算出手段６４を有する。低電位側漏電検出制御手段５４は、低位側入力制御手段６６及び低電位側漏電抵抗算出手段６８を有する。漏電の検出は、例えば、非計測期間、第１高電位側漏電検出期間、非計測期間、第２高電位側漏電検出期間、非計測期間及び低電位側漏電検出期間の６個の期間が順次繰り返される。

第１高電位側入力制御手段６０は、第１高電位側漏電検出期間において、スイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２を第１高電位側基準電圧Ｖｒｅｆ１が約１０Ｖ、スイッチＳＷ３をオフセット電圧Ｖｓ＝０となるように制御して、増幅器３４から出力され、ＡＤ変換された電圧Ｖｉｎ１をＦＥＴＱ１のスイッチングが安定した期間で取得する。ＦＥＴＱ１の立ち上がりや立ち下がりでは、スイッチングによるゲートとソース間の寄生容量にゲート電流が流れ、漏れ電流やドレイン電流も不安定であることから、安定した期間で取得する。

第２高電位側漏電入力制御手段６２は、第２高電位側漏電検出期間において、スイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２を第２高電位側基準電圧Ｖｒｅｆ２が約０Ｖ、ＳＷ３をオフセット電圧Ｖｓ＝０となるように制御して、増幅器３４から出力され、ＡＤ変換された電圧Ｖｉｎ２をＦＥＴＱ１のスイッチングが安定した期間で取得する。

図４は高電位側漏電抵抗を算出するための原理を示す図であり、図４（ａ）は第１高電位側漏電検出期間における等価回路図、図４（ｂ）は第２高電位側漏電検出期間における等価回路図である。ＲＬｐは高電位側漏電（地絡）抵抗，Ｒ１は制限抵抗Ｒ１の抵抗値、Ｒ４は検出抵抗Ｒ４の抵抗値である。Ｖｒｅｆ１は第１高電位側基準電圧、Ｖｒｅｆ２は第２高電位側基準電圧である。

Ｉ１，Ｉ２は漏電電流、Ｉ０は漏れ電流である。ＶＨは高圧バッテリＢの電圧である。

第１高電位側漏電検出期間において、次式（１）が成り立つ。

ＶＨ＝ＲＬｐ×Ｉ１＋Ｒ１×Ｉ１＋Ｖｉｎ１＋Ｖｒｅｆ１・・・（１）
第２高電位側漏電検出期間において、次式（２）が成り立つ。

ＶＨ＝ＲＬｐ×Ｉ２＋Ｒ１×Ｉ２＋Ｖｉｎ２＋Ｖｒｅｆ２・・・（２）
Ｉ１＝（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ０）／Ｒ４、Ｉ２＝（Ｖｉｎ２−Ｖｉｎ０）／Ｒ４、Ｖｉｎ０は漏れ電流Ｉ０による検出抵抗Ｒ４の両端電圧であり、一定であり、式（１），（２）より、式（３）が成り立つ。

ＲＬｐ＝−Ｒ４（Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｅｆ２）／（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）−Ｒ１−Ｒ４
・・・（３）
高電位側漏電抵抗算出手段６４は、第２高電位側漏電検出期間において、式（３）から、高電位側漏電抵抗ＲＬｐを算出する。

式（３）の（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）により、Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２に含まれる漏れ電流による検出抵抗Ｒ４の誤差電圧はキャンセルされ、漏電検出精度が向上する。

低電位側入力制御手段６６は、低電位側漏電検出期間において、スイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２を低電位側基準電圧Ｖｒｅｆ１が約１０Ｖ、スイッチＳＷ３をオフセット電圧Ｖｓ＞０となるように制御して、増幅器３４から出力され、ＡＤ変換された電圧Ｖｉｎ３をＦＥＴＱ１のスイッチングが安定した期間で取得する。

図５は低電位側漏電抵抗を算出するための原理を示す図である。ＲＬｎは低電位側漏電（地絡）抵抗，Ｒ１は制限抵抗Ｒ１の抵抗値、Ｒ４は検出抵抗Ｒ４の抵抗値である。尚、制限抵抗Ｒ１と並列にダイオード及び抵抗を設けても良い。Ｖｒｅｆ１は低高電位側基準電圧である。Ｉ３は漏電電流である。

低電位側漏電検出期間において、次式（４）が成り立つ。

Ｖｒｅｆ１＝ＲＬｎ×Ｉ３＋Ｒ１×Ｉ３＋（Ｖｓ−Ｖｉｎ３）・・・（４）
Ｉ３＝（Ｖｓ−Ｖｉｎ３）／Ｒ４である。

式（４）より、式（５）が成り立つ。

ＲＬｎ＝Ｖｒｅｆ１／（Ｖｓ−Ｖｉｎ３）−Ｒ１−Ｒ４・・・（５）
尚、制限抵抗Ｒ１と並列に制限抵抗Ｒ１に比べて十分小さい抵抗及び抵抗に直列にダイオードを設け、低電位側漏電電流を調整する場合は、Ｖｒｅｆ１を（Ｖｒｅｆ１−Ｖｆ）とする。抵抗Ｒ１を並列抵抗の抵抗値とする。Ｖｆはダイオードの順方向降下電圧である。

低電位側漏電抵抗算出手段６８は、低電位側漏電検出期間において、式（５）より、低電位側漏電抵抗ＲＬｎを算出する。

図６〜９は漏電検出方法を示すフローチャートであり、図１０は漏電検出方法を示すタイムチャートである。以下これらの図面に従って漏電検出方法を説明する。図６〜９に示すフローチャートは一定周期で繰り返し実行される。

図６中のステップＳ２で漏電検出期間であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ４に進む。否定判定ならば、ステップＳ３０に進み、スイッチＳＷ１をＯＦＦする。図１０中の時刻ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５ではスイッチＳＷ１をＯＦＦする。ステップＳ４で高電位側漏電検出期間であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ６に進む。否定判定ならば、ステップＳ２０に進む。

ステップＳ６で第１高電位側漏電検出期間であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ８に進む。例えば、時刻ｔ１でステップＳ８に進む。否定判定ならば、ステップＳ１０に進む。例えば、時刻ｔ３でステップＳ１０に進む。ステップＳ８で図７に示すフローを実行する。

図７中のステップＳ５０でスイッチＳＷ１をＯＮし、ＦＥＴＱ１をＯＮする。ステップＳ５２で可変直流電源２４中のスイッチＳＷ２を制御して、第１高電位側基準電圧Ｖｒｅｆ１、例えば、約１０Ｖに切り替える。ステップＳ５４でオフセット切替部２６中のスイッチＳＷ３を制御してオフセット非切替（オフセット電圧Ｖｓ＝０）とする。ステップＳ５６でＦＥＴＱ１の出力が安定する一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ５８に進む。否定判定ならば、ステップＳ５６でウェイトする。

ステップＳ５８で漏電検出電圧を増幅器３４により所定の利得、例えば、利得１で増幅する。ステップＳ６０でＡ／Ｄ変換器より出力される第１高電位側入力電圧Ｖｉｎ１を取得して、リターンする。例えば、安定期間Ｔ１で第１高電位側入力電圧Ｖｉｎ１を取得する。図１１（ａ）に示すように、高電位側で漏電している場合は、高圧バッテリＢの正極→高電位側漏電抵抗ＲＬｐ→制限抵抗Ｒ１→ＦＥＴＱ１→検出抵抗Ｒ４→スイッチＳＷ２→電源３６＃１（約１０Ｖ）→高圧バッテリＢの負極へと漏電電流Ｉ１が流れる。

ステップＳ１０で図８に示すフローを実行する。図８中のステップＳ８０でスイッチＳＷ１をＯＮし、ＦＥＴＱ１をＯＮする。ステップＳ８２で可変直流電源２４中のスイッチＳＷ２を制御して、第２高電位側基準電圧Ｖｒｅｆ２、例えば、０Ｖに切り替える。ステップＳ８４でオフセット切替部２６中のスイッチＳ３を制御してオフセット非切替（オフセット電圧Ｖｓ＝０）とする。ステップＳ８６でＦＥＴＱ１の出力が安定する一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ８８に進む。否定判定ならば、ステップＳ８６でウェイトする。

ステップＳ８８で漏電検出電圧を増幅器３４により所定の利得、例えば、利得１で増幅する。ステップＳ９０でＡ／Ｄ変換器より出力される第２高電位側入力電圧Ｖｉｎ２を取得して、リターンする。例えば、安定期間Ｔ２で、第２高電位側入力電圧Ｖｉｎ２を取得する。図１１（ｂ）に示すように、高電位側で漏電している場合は、高圧バッテリＢの正極→高電位側漏電抵抗ＲＬｐ→制限抵抗Ｒ１→ＦＥＴＱ１→検出抵抗Ｒ４→スイッチＳＷ２→電源３６＃２（約０Ｖ）→高圧バッテリＢの負極へと漏電電流Ｉ２が流れる。

図６中のステップＳ１２で入力電圧Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２、第1及び第２高電位側基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２、制限抵抗Ｒ１、検出抵抗Ｒ４の抵抗値を式（３）に代入して、高電位側漏電抵抗ＲＬｐを算出する。ステップＳ１４で高電位側漏電抵抗ＲＬｐが高電位側規定抵抗以下であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１８に進み、高電位側漏電と判定する。否定判定ならば、ステップＳ１６に進み、高電位側非漏電と判定する。

図６中のステップＳ２０で図９に示すフローを実行する。図９中のステップＳ１００でスイッチＳＷ１をＯＮする。ステップ１０２で可変直流電源２４中のスイッチＳＷ２を制御して、低電位側基準電圧Ｖｒｅｆｌ、例えば、約１０Ｖに切り替える。ステップＳ１０４でオフセット切替部２６中のスイッチＳＷ３を制御してオフセット切替して、オフセット電圧Ｖｓ（Ｖｓ＞０）を出力する。ステップＳ１０６でＦＥＴＱ１の出力が安定する一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１０８に進む。否定判定ならば、ステップＳ１０６でウェイトする。

ステップＳ１０８で漏電検出電圧を増幅器３４により所定の利得、例えば、利得１で増幅する。ステップＳ１１０でＡ／Ｄ変換器より出力される低電位側入力電圧Ｖｉｎ３を取得して、リターンする。例えば、安定期間Ｔ３で低電位側入力電圧Ｖｉｎ３を取得する。図１１（ｃ）に示すように、低電位側で漏電している場合は、ダイオードＤ１がＯＮして、ＦＥＴＱ１がＯＮする。電源３６＃１の正極→検出抵抗１４→ＦＥＴＱ１→制限抵抗Ｒ１→ボディグラウンドＢＧＮＤ→低電位側漏電抵抗ＲＬｎ→高圧バッテリＢの負極へと漏電電流Ｉ３が流れる。

図６中のステップＳ２２で電圧Ｖｉｎ３、低電位側基準電圧Ｖｒｅｆ１、制限抵抗Ｒ１、検出抵抗Ｒ４の抵抗値、オフセット電圧Ｖｓを式（５）に代入して、低電位側漏電抵抗ＲＬｎを算出する。ステップＳ２４で低電位側漏電抵抗ＲＬｎが低電位側規定抵抗以下であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２６に進み、低電位側漏電と判定する。否定判定ならば、ステップＳ２８に進み、低電位側非漏電と判定する。

以上説明した本第１実施形態によれば、可変直流電源２４の正極とＦＥＴＱ１のゲートとの間の電圧を一定にする定電流回路を設け、可変直流電源２４の基準電圧Ｖｒｅｆが異なっても、可変直流電源２４の正極とゲート間の電圧を一定にし、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓを略一定としたので、ゲートからソースに流れる漏れ電流を一定とすることができる。そのため、可変直流電源２４の電源を切り替えて高電位側漏電を検出する場合に、検出電圧や検出電流の差分を取ることにより、漏れ電流による測定誤差がキャンセルされて、漏電検出精度が悪化することがない。

本実施形態では、スイッチ素子として電界効果型トランジスタを使用したが、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチ素子でも良い。また、低電位側漏電を検出する場合にも、複数の基準電圧Ｖｒｅｆ（＞）を切り替えて、式（５）と同様に、検出抵抗Ｒ４の両端の電圧の差又は漏電電流の差から低電位側漏電抵抗を算出しても良い。また、可変直流電源２４の基準電圧が変化しても、変直流電源２４の正極とＦＥＴＱ１のゲートとの間の電圧差を漏れ電流が抑制されるよう最適化することにより、高電位側漏電抵抗や低電位側漏電抵抗を計測する場合の漏れ電流自体を抑制できる。更に、制限抵抗Ｒ１や検出抵抗Ｒ４に並列にダイオード及び抵抗を設け、高電位側漏電抵抗と低電位側漏電抵抗を計測する際の抵抗を変えても良い。

本発明の実施形態によるハイブリッド車両の概略構成図である。本発明の実施形態による漏電検出回路の構成図である。漏電検出に係る機能ブロック図である。高電位側漏電抵抗を算出するための図である。低電位側漏電抵抗を算出するための図である。漏電検出方法を示すフローチャートである。漏電検出方法を示すフローチャートである。漏電検出方法示すフローチャートである。漏電検出方法示すフローチャートである。漏電検出方法を示すタイムチャートである。漏電電流の流れを示す図である。

符号の説明

１４漏電検出回路
Ｒ１制限抵抗
Ｑ１ＦＥＴ
Ｒ４検出抵抗
２０定電流回路
２２電流検出回路
２４可変電源
２６オフセット切替部
３４増幅器

Claims

一端が直流電源より直流電圧が供給される装置を収容する導体に接続され、他端が前記直流電源の負極に接続された電流経路を備え、
前記電流経路は、電流を制限する制限抵抗と、第１電極、第２電極及び制御電極を有し、前記第１及び第２電極間の導通が制御されるスイッチ素子と、前記電流経路に流れる電流を検出する検出抵抗と、漏電を検出するための複数の漏電検出用基準電圧が切り替えられ、負極が前記直流電源の負極に接続された可変直流電源とを備え、
前記検出抵抗の両端の電圧を増幅する増幅器を更に備え、
前記増幅器により増幅された前記検出抵抗の両端の電圧に基づいて、前記導体と前記直流電源との間の漏電を検出する漏電検出回路において、
前記スイッチ素子の前記制御電極の電圧と、前記可変直流電源の正極の電圧との間の電位差を一定にする定電圧回路を備え、
前記直流電源の正極と前記導体との間の高電位側漏電を検出する際に、第１及び第２漏電検出用基準電圧が前記可変直流電源より出力されるよう前記可変直流電源に制御信号を出力し、前記第１漏電検出用基準電圧における前記検出抵抗の両端の第１検出電圧と前記第２漏電検出用基準電圧における前記検出抵抗の両端の第２検出電圧の差分に基づき、前記直流電源の正極と前記導体との間の高電位側漏電抵抗を算出し、前記高電位側漏電を検出することを特徴とする漏電検出回路。
前記スイッチ素子は電界効果型トランジスタである請求項１記載の漏電検出回路。