JP6625586B2 - 地絡検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、フライングキャパシタを用いた地絡検出装置に関する。

駆動源としてエンジンと電気モータとを備えるハイブリッド車や、電気自動車のような車両においては、車体上に搭載したバッテリを充電し、バッテリから供給される電気エネルギーを利用して推進力を発生する。一般に、バッテリ関連の電源回路は、２００Ｖ以上の高電圧を扱う高電圧回路として構成されており、安全性確保ため、バッテリを含む高電圧回路は接地の基準電位点となる車体から電気的に絶縁された非接地構成となっている。

非接地の高電圧バッテリを搭載した車両では、高電圧バッテリが設けられた系、具体的には、高電圧バッテリからモータに至るメインの電源系と車体との絶縁状態（地絡）を監視するために地絡検出装置が備えられている。地絡検出装置は、フライングキャパシタと呼ばれるコンデンサを利用した方式が広く用いられている。

図１１は、フライングキャパシタ方式の従来の地絡検出装置の回路例を示す図である。本図に示すように地絡検出装置４００は、非接地の高電圧バッテリ３００と接続し、高電圧バッテリ３００が設けられた系の地絡を検出する装置である。ここで、高電圧バッテリ３００の正極側と接地間の絶縁抵抗をＲＬｐと表し、負極側と接地間の絶縁抵抗をＲＬｎと表すものとする。

本図に示すように、地絡検出装置４００は、フライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサＣ１を備えている。また、計測経路を切り換えるとともに、検出用コンデンサＣ１の充電および放電を制御するために、検出用コンデンサＣ１の周辺に４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を備えている。さらに、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に相当する計測用の電圧をサンプリングするためのスイッチング素子Ｓａを備えている。

地絡検出装置４００では、絶縁抵抗ＲＬｐおよびＲＬｎを把握するために、Ｖ０計測期間→Ｖｃ１ｎ計測期間→Ｖ０計測期間→Ｖｃ１ｐ計測期間を１サイクルとして計測動作を繰り返す。いずれの計測期間とも、計測対象の電圧で検出用コンデンサＣ１を充電してから、検出用コンデンサＣ１の充電電圧の計測を行なう。そして、次の計測のために検出用コンデンサＣ１の放電を行なう。

Ｖ０計測期間では、高電圧バッテリ３００の電圧Ｖｂに相当する電圧を計測する。このため、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオンにし、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４をオフにして、検出用コンデンサＣ１を充電する。すなわち、図１２（ａ）に示すように、高電圧バッテリ３００、抵抗Ｒ１、検出用コンデンサＣ１が計測経路となる。

検出用コンデンサＣ１の充電電圧の計測時には、図１２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオフにし、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４をオンにするとともに、スイッチング素子Ｓａをオンにして制御装置４２０でサンプリングを行なう。その後、図１２（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｓａをオフにして次の計測のために検出用コンデンサＣ１の放電を行なう。検出用コンデンサＣ１の充電電圧の計測時、検出用コンデンサＣ１の放電時の動作は他の計測期間においても同様である。

Ｖｃ１ｎ計測期間では、絶縁抵抗ＲＬｎの影響を反映した電圧を計測する。このため、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオンにし、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオフにして、検出用コンデンサＣ１を充電する。すなわち、図１３（ａ）に示すように、高電圧バッテリ３００、抵抗Ｒ１、検出用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ４、接地、絶縁抵抗ＲＬｎが計測経路となる。

Ｖｃ１ｐ計測期間では、絶縁抵抗ＲＬｐの影響を反映した電圧を計測する。このため、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオンにし、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオフにして、検出用コンデンサＣ１を充電する。すなわち、図１３（ｂ）に示すように、高電圧バッテリ３００、絶縁抵抗ＲＬｐ、接地、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ１、検出用コンデンサＣ１が計測経路となる。

これらの計測期間で得られたＶ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐから算出される（Ｖｃ１ｐ＋Ｖｃ１ｎ）／Ｖ０に基づいて、（ＲＬｐ×ＲＬｎ）／（ＲＬｐ＋ＲＬｎ）を求められることが知られている。このため、地絡検出装置４００内の制御装置４２０は、Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐを測定することにより、絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを把握することができる。そして、絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎが所定の判定基準レベル以下となった場合に、地絡が発生しているものとして判定し、警報を出力する。

また、特許文献１では、図１４に示すような回路構成の地絡検出装置４４０が提案されている。地絡検出装置４４０においても各計測期間のスイッチング切換状態は、地絡検出装置４００と同様である。

特開２００９−２８１９８６号公報

従来の地絡検出装置は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を、絶縁型のスイッチング素子である光ＭＯＳ−ＦＥＴを４個用いて構成している。しかしながら、光ＭＯＳ−ＦＥＴは、高価であるため地絡検出装置のコスト増を招いている。

そこで、本発明は、フライングキャパシタを用いた地絡検出装置において、スイッチング素子に起因するコスト増を抑制することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の地絡検出装置は、非接地の高電圧バッテリと接続し、前記高電圧バッテリが設けられた系の地絡を検出する地絡検出装置であって、制御部と、フライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサと、前記高電圧バッテリの正極側と接続する正極側電源線と、前記高電圧バッテリの負極側と接続する負極側電源線と、一端が接地し、他端の電圧が前記制御部によって測定される正極２次側抵抗と、一端が接地した負極２次側抵抗と、前記制御部の指示に基づいて、前記検出用コンデンサの一端の接続先を、前記正極側電源線を含む経路と、前記正極２次側抵抗を含む経路とで択一的に切り換える正極側Ｃ接点スイッチと、前記制御部の指示に基づいて、前記検出用コンデンサの他端の接続先を、前記負極側電源線を含む経路と、前記負極２次側抵抗を含む経路とで択一的に切り換える負極側Ｃ接点スイッチと、を備え、前記制御部は、前記高電圧バッテリ相当電圧の測定、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定を測定周期に含んだ第１計測モードと、いずれかの測定を省いた第２計測モードと、を切り換えて、前記正極側Ｃ接点スイッチおよび前記負極側Ｃ接点スイッチの切り換え制御を行なうことを特徴とする。
ここで、前記制御部は、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果、あるいは負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果が所定の条件を満たす場合に、第１計測モードに移行することができる。
また、前記制御部は、前記計測モードを、外部制御装置からの指示に従って切り換え、前記第２計測モードは、さらに、すべての測定を省いた計測モードを含んでいてもよい。
また、前記第２計測モードは、前記高電圧バッテリ相当電圧の測定を省き、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定を測定周期に含んだ計測モードを含み、前記制御部は、この計測モードにおいて、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果から得られる電圧値および負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果から得られる電圧値のいずれかが所定の閾値を超える場合に、第１計測モードに移行してもよい。
あるいは、前記第２計測モードは、前記高電圧バッテリ相当電圧の測定を省き、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定を測定周期に含んだ計測モードを含み、前記制御部は、この計測モードにおいて、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の変化率および正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の変化率のいずれかが所定の条件を満たす場合に、第１計測モードに移行してもよい。

本発明によれば、フライングキャパシタを用いた地絡検出装置において、コスト増の起因となる光ＭＯＳ−ＦＥＴを用いていないため、スイッチング素子に起因するコスト増を抑制することができる。

本発明の実施形態に係る地絡検出装置の構成を示すブロック図である。 各計測期間におけるＣ接点スイッチの状態を示す図である。 正極側Ｃ接点スイッチ配置箇所の別例を示す図である。 計測モードの例を示す図である。 地絡検出装置が行なう計測モードの切り換え判定を説明するフローチャートである。 外部制御装置が行なう計測モードの切り換え判定を説明するフローチャートである。 測定値Ｖｃ１が判定閾値より大きい場合に計測モードを切換える制御を説明する図である。 コンデンサＣの充電電圧の立ち上がり時における時間変化を説明する図である。 充電電圧の変化率の大きさに基づいた判定を行なう場合の動作を説明するフローチャートである。 計測モードＢ１の例を示す図である。 フライングキャパシタ方式の従来の地絡検出装置の回路例を示す図である。 Ｖ０計測期間の計測経路を示す図である。 Ｖｃ１ｎ計測期間とＶｃ１ｐ計測期間の計測経路を示す図である。 フライングキャパシタ方式の従来の地絡検出装置の回路の別例を示す図である。

本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の実施形態に係る地絡検出装置１００の構成を示すブロック図である。本図に示すように地絡検出装置１００は、非接地の高電圧バッテリ３００と接続し、高電圧バッテリ３００が設けられた系の地絡を検出するフライングキャパシタ方式の装置である。ここで、高電圧バッテリ３００の正極側と接地間の絶縁抵抗をＲＬｐと表し、負極側と接地間の絶縁抵抗をＲＬｎと表すものとする。なお、高電圧とは、車両内の各種機器（ランプ、ワイパー等）を駆動させるための低電圧バッテリ（一般的には１２Ｖ）よりも高い電圧を意味し、高電圧バッテリ３００は、車両走行の駆動用に用いられるバッテリである。

高電圧バッテリ３００は、リチウムイオン電池等のように充電可能なバッテリにより構成されており、図示しない高圧バスバーを経由して放電し、インバータ等を介して接続された電気モータを駆動する。また、回生時や充電設備接続時には、高圧バスバーを介して充電を行なう。

高電圧バッテリ３００の正極側電源ライン３０１と接地電極との間および負極側電源ライン３０２と接地電極との間には、電源の高周波ノイズを除去したり動作を安定化するために、それぞれＹコンデンサ（ライン・バイパス・コンデンサ）と呼ばれるコンデンサＣＹｐ、ＣＹｎが接続されている。ただし、Ｙコンデンサは省くようにしてもよい。

本図に示すように、地絡検出装置１００は、フライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサＣ１を備えるとともに、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に相当する計測用の電圧をサンプリングするためのスイッチング素子Ｓａを備えている。ただし、スイッチング素子Ｓａは省くことも可能である。また、マイクロコンピュータ等で構成された制御装置１２０を備えている。制御装置１２０は、あらかじめ組み込まれたプログラムを実行することにより、後述するスイッチ切り換え処理等の地絡検出装置１００に必要とされる各種制御を実行する。制御装置１２０は、上位装置である外部制御装置２００と通信を行ない、計測期間で得られる測定値や地絡検出結果を出力したり、動作指示等を入力したりする。

図１２、図１３を参照して説明したように、各計測期間の計測経路では、正極側電源ライン３０１系のスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３とが同時にオンになることは無く、負極側電源ライン３０２系のスイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４とが同時にオンになることは無い。すなわち、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３とは排他的に切り換えられ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４とは排他的に切り換えられる。

このため、地絡検出装置１００では、正極側電源ライン３０１系のスイッチング素子として、正極側Ｃ接点スイッチ１１１を用い、負極側電源ライン３０２系のスイッチング素子として、負極側Ｃ接点スイッチ１１２を用いている。正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２は、例えば、高耐圧−小信号のメカニカルリレーやリードリレーで構成することができる。

正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２とも共通接点ｃが検出用コンデンサＣ１側に配置される。具体的には、正極側Ｃ接点スイッチ１１１の共通接点ｃは、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ１の経路と、抵抗Ｒ２とダイオードＤ２との経路との並列回路を経由して検出用コンデンサＣ１に接続し、負極側Ｃ接点スイッチ１１２の共通接点ｃは、検出用コンデンサＣ１の他端に接続している。充電時の経路となるダイオードＤ１は、正極側Ｃ接点スイッチ１１１から検出用コンデンサＣ１が順方向となる向きで接続され、放電時の経路となるダイオードＤ２は逆方向で接続されている。抵抗Ｒ２は、放電用抵抗として機能する。

正極側Ｃ接点スイッチ１１１の接点ａは、抵抗Ｒａを介して正極側電源ライン３０１に接続し、負極側Ｃ接点スイッチ１１２の接点ａは、抵抗Ｒｂを介して負極側電源ライン３０２に接続している。すなわち、いずれのＣ接点スイッチとも高電圧バッテリ３００側を接点ａとしている。ただし、抵抗Ｒａ、抵抗Ｒｂは、省いてもよい。

正極側Ｃ接点スイッチ１１１の接点ｂは、スイッチング素子Ｓａに接続するとともに、他端が接地された正極２次側抵抗である抵抗Ｒ３と接続している。負極側Ｃ接点スイッチ１１２の接点ｂは、他端が接地された負極２次側抵抗である抵抗Ｒ４と接続している。すなわち、いずれのＣ接点スイッチとも制御装置１２０側（接地側）を接点ｂとしている。

図１に示すように、正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２は、制御装置１２０により独立に切換制御される。制御装置１２０は、正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２、スイッチング素子Ｓａを独立に切換制御することにより、計測経路を切り換えるとともに、検出用コンデンサＣ１の充電および放電、充電電圧の計測を行なう。

具体的には、Ｖ０計測期間では、図２（ａ）に示すように、正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２とも接点ａ側に切り換え、高電圧バッテリ３００、抵抗Ｒａ、抵抗Ｒ１、検出用コンデンサＣ１、抵抗Ｒｂという計測経路を形成する。

検出用コンデンサＣ１の充電電圧の計測時には、図２（ｄ）に示すように、正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２とも接点ｂ側に切り換え、スイッチング素子Ｓａをオンにする。その後、スイッチング素子Ｓａをオフにして次の計測のために主として抵抗Ｒ２を利用して検出用コンデンサＣ１の放電を行なう。検出用コンデンサＣ１の充電電圧の計測時、放電時の動作は他の計測期間においても同様である。

Ｖｃ１ｎ計測期間では、図２（ｂ）に示すように、正極側Ｃ接点スイッチ１１１を接点ａ側、負極側Ｃ接点スイッチ１１２を接点ｂ側に切り換え、高電圧バッテリ３００、抵抗Ｒａ、抵抗Ｒ１、検出用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ４、接地、絶縁抵抗ＲＬｎという計測経路を形成する。

Ｖｃ１ｐ計測期間では、図２（ｃ）に示すように、正極側Ｃ接点スイッチ１１１を接点ｂ側、負極側Ｃ接点スイッチ１１２を接点ａ側に切り換え、高電圧バッテリ３００、絶縁抵抗ＲＬｐ、接地、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ１、検出用コンデンサＣ１、抵抗Ｒｂという計測経路を形成する。

地絡検出装置１００において、抵抗Ｒａ、抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒ１は、例えば、数１００ｋΩ程度の高抵抗とし、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４は、例えば、数ｋΩ程度の低抵抗とする。

抵抗Ｒ１とは別に正極側に抵抗Ｒａを配置し、負極側に抵抗Ｒｂを配置するとともに、正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２をＣ接点リレーで構成するため、いずれかのＣ接点スイッチで固着が生じたとしても、高電圧バッテリ３００と制御装置１２０との間には、高抵抗である抵抗Ｒａあるいは抵抗Ｒｂのいずれかが介在して電流制限がかかる。このため、制御装置１２０および通電回路を保護することができる。

さらに、仮にいずれかのＣ接点スイッチで接点ａと接点ｂとがショートしたとしても、高電圧バッテリ３００と制御装置１２０との間には、高抵抗である抵抗Ｒａあるいは抵抗Ｒｂのいずれかが介在して電流制限がかかるため、制御装置１２０を保護することができる。

また、絶縁抵抗ＲＬｐおよび絶縁抵抗ＲＬｎについて地絡と判定する基準値をＲＬｓとすると、絶縁抵抗ＲＬｐおよび絶縁抵抗ＲＬｎが基準値ＲＬｓのとき、Ｖ０計測期間、Ｖｃ１ｎ計測期間、Ｖｃ１ｐ計測期間で経路上の抵抗値が等しくなるように、
Ｒ１＋Ｒａ＋Ｒｂ＝Ｒ１＋Ｒ４＋Ｒａ＋ＲＬｓ＝Ｒ１＋Ｒ３＋Ｒｂ＋ＲＬｓ
という関係で各抵抗値を定めることにより、検出用コンデンサＣ１にセラミックコンデンサを用いた場合であっても、ＤＣバイアス特性の影響で地絡検出精度が低下することを防ぐことができる。

正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２において、高電圧バッテリ３００側の接点ａ、制御装置１２０側（接地側）の接点ｂのどちらをノーマルクローズ側とするかは、以下の特性を考慮して適宜定めることができる。
１）正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２とも高電圧バッテリ３００側の接点ａをノーマルクローズ側とすると、地絡検出装置１００の起動開始時には既に高圧電圧が検出用コンデンサＣ１に充電されているため、最初のＶ０計測期間の充電処理を省略できる。このため、起動時に安全確保のため通常時より地絡判定を早めたいという機能ニーズに対応することができる。
２）正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２とも制御装置１２０側（接地側）の接点ｂをノーマルクローズ側とすると、動作停止時は検出用コンデンサＣ１が放電された状態となる。このため、地絡検出装置１００の取り外し時等の感電危険性が低下する。
３）正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２のいずれか一方の接点ａをノーマルクローズ側とすると、起動時において検出用コンデンサＣ１にはどちらかの極と接地間の電圧が充電されていることになる。この電圧を計測して正常状態と比較することにより、簡易的ながらも一方の極の絶縁抵抗が低下している状況をいち早く把握することができる。

以上説明したように、本実施形態の地絡検出装置１００は、地絡検出のための測定経路の切り換えスイッチに、コスト増の起因となる光ＭＯＳ−ＦＥＴを用いていないため、スイッチング素子に起因するコスト増を抑制することができる。

また、従来４個用いていたスイッチング素子を２個のＣ接点スイッチで構成するため、従来よりも部品数を削減できるとともに制御線を削減することができる。さらに、Ｃ接点スイッチは小型化が容易であるため、省スペース化も可能である。

なお、上述の例では、正極側Ｃ接点スイッチ１１１は、共通接点ｃが、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ１の経路と、抵抗Ｒ２とダイオードＤ２との経路との並列回路を経由して検出用コンデンサＣ１に接続していたが、図３に示すように、正極側Ｃ接点スイッチ１１１の共通接点ｃを直接検出用コンデンサＣ１に接続してもよい。この場合、接点ａは、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１を介して抵抗Ｒａと接続し、接点ｂは、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｓａに接続するとともに、ダイオードＤ２の経路と並列にダイオードＤ２とは逆方向のダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１１の経路を接続すればよい。

ところで、Ｃ接点スイッチはメカニカルな接点構成のため、開閉耐久回数に制限がある。特に、通電電流や印加電圧が大きいほど、開閉耐久回数に与える影響が大きくなる。そこで、開閉耐久回数を向上させるために、以下に説明するような制御を行なって開閉回数を削減してもよい。

従来、地絡検出のための計測は、図４（ａ）に示すように、Ｖ０計測期間→Ｖｃ１ｎ計測期間→Ｖ０計測期間→Ｖｃ１ｐ計測期間を１サイクルとして計測動作を繰り返している。このサイクルを計測モードＡと称する。この場合、図２に示した各状態が頻繁に切り換わるため、Ｃ接点スイッチの開閉回数が多くなる。

そこで、図４（ｂ）〜（ｄ）に示すように、Ｖ０計測期間を省いた計測モードＢ、Ｖｃ１計測期間を省いた計測モードＣ、すべての計測を行なわない計測モードＤを用意して適宜モードを切り換えるようにして、Ｃ接点スイッチの開閉回数を抑える。

ここで、各計測モードにおける「計測無し」は、図２（ｄ）に示すように正極側Ｃ接点スイッチ１１１、負極側Ｃ接点スイッチ１１２とも接点ｂ側とすることで、直前の計測期間からのスイッチ切換を不要とする。このため、「計測無し」の期間が多いほど、Ｃ接点スイッチの開閉回数を抑えることができる。

なお、用意する計測モードは、計測モードＡ〜Ｄに限られない。例えば、全計測期間をＶ０計測期間としたり、計測モードＡにおける１サイクル中の２回のＶ０計測期間を１回とした計測モード等を用意してもよい。

また、異なる計測モードを複数個組み合わせた計測モードを用意してもよい。例えば、計測モードＡの後に計測モードＤを複数回繰り返すパターンを１サイクルとする計測モードを用意することで、間欠的に地絡判定を行ない、その間はＣ接点スイッチの切換を不要とする運用を行なうことができる。

計測モードの切換判断は、例えば、地絡検出装置１００あるいは外部制御装置２００が行なうようにする。図５は、地絡検出装置１００が計測モード切換判断を行なう場合の制御例を示すフローチャートである。

起動時においては、正確に地絡判定を行なうために計測モードＡの計測動作を行なう（Ｓ１０１）。その後は、Ｃ接点スイッチの開閉回数を抑えるために、計測モードＢの計測動作に移行する（Ｓ１０２）。計測モードＢでは、Ｖｃ１計測のみを行なうので、Ｃ接点スイッチの電流負荷、電圧負荷も抑えることができる。

計測モードＢの計測動作では、Ｖ０計測を行なわないため、正確な絶縁抵抗の測定はできないが、Ｖｃ１ｎ計測期間、Ｖｃ１ｐ計測期間で得られる測定値（測定値Ｖｃ１と総称する）に基づいておおよその地絡状況を把握することができる。すなわち、絶縁抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎが小さくなっていると、測定回路中を流れる電流が増加するため、測定値Ｖｃ１が平常時よりも増加する。

このため、測定値Ｖｃ１が所定の判定閾値より大きくなっている場合（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）は、正確な絶縁抵抗の測定を行なうために計測モードＡに移行する（Ｓ１０４）。計測モードＡへの移行後は、例えば、正確な絶縁抵抗の測定で異常がないことが判明すれば計測モードＢに戻るようにしてもよい。

図６は、外部制御装置２００が計測モード切換判断を行なって地絡検出装置１００に計測モード切換を指示する場合の制御例を示すフローチャートである。なお、外部制御装置２００は、地絡検出装置１００のＶ０計測とは別に、他の測定経路により高電圧バッテリ３００の電圧Ｖｂを取得することができる。

起動時においては、正確に地絡判定を行なうために計測モードＡの計測動作を行なわせる（Ｓ２０１）。その後は、Ｃ接点スイッチの開閉回数を抑えるために、計測モードＢの計測動作に移行させる（Ｓ２０２）。

計測モードＢの計測動作中には、地絡検出装置１００とは別の測定経路から高電圧バッテリ３００の電圧Ｖｂを取得するとともに（Ｓ２０３）、地絡検出装置１００の測定結果である電圧Ｖｃ１を取得する（Ｓ２０４）。

そして、取得した電圧Ｖｂと電圧Ｖｃ１に基づいて絶縁抵抗を算出する（Ｓ２０６）。電圧Ｖｂと電圧Ｖｃ１とは、取得経路が異なるため、同期しているとは限られず、また、測定条件等が異なる場合もある。このため、算出された絶縁抵抗は正確な値とは限られない。

そこで、絶縁抵抗が所定の基準値を下回っている場合（Ｓ２０６：Ｙｅｓ）には、正確に地絡判定を行なうために計測モードＡの計測動作を行なわせる（Ｓ２０７）。

一方、絶縁抵抗が所定の基準値を下回っていない場合（Ｓ２０６：Ｎｏ）であっても、あらかじめ定めたモード変更条件を満たす場合（Ｓ２０８：Ｙｅｓ）、その条件に従って地絡検出装置１００に計測モードの変更を行なわせるようにしてもよい（Ｓ２０９）。

例えば、外部制御装置２００が動作上必要な測定値がある場合に、その測定値を得られるような計測モードを行なわせることができる。また、測定値が不要な場合等には、Ｃ接点スイッチの開閉が不要な計測モードＤに移行させることもできる。変更した計測モードはそれぞれの条件に基づいて適宜他の計測モードに変更させることができる。

計測モードの切換判断は、地絡検出装置１００と外部制御装置２００の両方が行なうようにしてもよい。この場合、例えば、地絡検出装置１００が、図５示したような切り換え判断を行なっている最中に、外部制御装置２００から計測モードの切り換え指示を受け付けた場合には、外部制御装置２００からの指示を優先して計測モードの切り換えを行なうようにする。

次に、図５を参照して説明した、地絡検出装置１００がＶ０計測を行なわない計測モードＢからＶ０計測を行なう計測モードＡへの切換判断を行なう場合の制御の別例について説明する。上述の処理（Ｓ１０３）では、測定値Ｖｃ１が所定の判定閾値より大きくなっている場合に、計測モードＡに移行するようにしていた。

例えば、図７（ａ）に示すように、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐとも判定閾値より大きくなっていない場合には、計測モードＢを継続する。一方で、図７（ｂ）に示すように、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの少なくとも一方が判定閾値より大きくなった場合には、正確な絶縁抵抗の測定を行なうために計測モードＡに移行する。

しかしながら、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐは、高電圧バッテリ３００の電圧変動に応じて増減する。このため、高電圧バッテリ３００の電圧が何らかの原因で増加した場合に、絶縁抵抗が低下していないにも関わらず、図７（ｃ）に示すように、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐが判定閾値を超えてしまうときがある。これにより、不必要に計測モードＡに移行し、Ｃ接点スイッチの開閉回数を増加させてしまうことが起こり得る。

そこで、不必要な計測モードＡへの移行を防ぐために、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの電圧値が判定閾値より大きくなっているか否かの判定に代えて、以下に説明するような、検出用コンデンサＣ１の充電電圧の所定期間における変化率の大きさに基づいた判定を行なうようにしてもよい。

一般に、ＲＣ直列回路において、電圧Ｅが印加されたときのコンデンサＣの充電電圧Ｖｃの時間変化は、
Ｖｃ＝Ｅ（１−ｅｘｐ（−ｔ／ＲＣ））
となる。

地絡検出装置１００のＶｃ１計測時においては、Ｅが高電圧バッテリ３００の電圧、Ｃが検出用コンデンサＣ１の容量、Ｒが地絡検出装置１００の測定経路抵抗値と絶縁抵抗値との合成値に相当する。なお、説明を簡単にするため、Ｙコンデンサの影響は無視している。

この式から、図８に示すように、絶縁抵抗が高くて正常であるにもかかわらず、高電圧バッテリ３００の電圧が高くなっているためにＶｃ１計測値が高くなっている場合と、高電圧バッテリ３００の電圧が通常で絶縁抵抗が低下しているためにＶｃ１計測値が高くなっている場合とで、仮に、Ｖｃ１計測値が等しくなっていたとしても、コンデンサＣの充電電圧の立ち上がり時における時間変化は異なることになる。

具体的には、絶縁抵抗が低下している場合には、立ち上がりのカーブが急峻になる。このため、Ｖｃ１の充電時間ｔｃにおける絶縁抵抗低時の充電電圧をＶｃ１Ｌ、絶縁抵抗高時の充電電圧をＶｃ１Ｈとし、ｔｃよりも短い時間ｔａにおける、絶縁抵抗低時の充電電圧をＶａＬ、絶縁抵抗高時の充電電圧をＶａＨとすると、（Ｖｃ１Ｈ／ＶａＨ）＞（Ｖｃ１Ｌ／ＶａＬ）が成り立つことになる。

Ｖｃ１／Ｖａの値は、高電圧バッテリ３００の電圧に影響を受けず、絶縁抵抗に依存する。このため、時間ｔｃにおける充電電圧Ｖｃ１と時間ｔａにおける充電電圧Ｖａとの比であるＶｃ１／Ｖａに基づいて、計測モードＡへの移行判定を行なうことが可能となる。すなわち、Ｖｃ１／Ｖａが所定の判定比率よりも小さい場合に、絶縁抵抗が低下したおそれがあるため計測モードＡに移行すると判定することができる。もちろん、逆数のＶａ／Ｖｃ１に基づいて判定を行なってもよい。

ここで、Ｖａの測定は、Ｖｃ１の測定とは別個に行なってもよいし、Ｖｃ１の測定途中でＶａを測定してもよい。後者の場合、Ｖｃ１の測定を開始してから時間ｔａ経過後に一度計測用の経路に切替えてＶａを測定し、その後、再度Ｖｃ１計測用の経路に切換えて、充電時間ｔｃの残りの時間を確保すればよい。以下では、Ｖａの測定は、Ｖｃ１の測定とは別個に行なう場合を例に説明する。

図９は、充電電圧の変化率の大きさに基づいた判定を行なう場合の動作を説明するフローチャートである。図５に示したフローチャートのうち、処理（Ｓ１０２）に代えて処理（Ｓ１０２１）を行ない、処理（Ｓ１０３）に代えて処理（Ｓ１０３１）を行なうものとする。

本動作では、計測モードＢに代えて、Ｖａの測定を追加した計測モードＢ１を行なう（Ｓ１０２１）。計測モードＢ１は、Ｖ０計測は行なわずに、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐに加え、Ｖｃ１ｎについてのＶａであるＶｎａ、Ｖｃ１ｐについてのＶａであるＶｐａを計測するモードである。

計測モードＢ１は、例えば、図１０（ａ）に示すように、Ｖｎａ計測期間、Ｖｃ１ｎ計測期間、Ｖｐａ計測期間、Ｖｃ１ｐ計測期間を１サイクルとしてもよいし、図１０（ｂ）に示すように、Ｖｎａ計測期間、Ｖｐａ計測期間、Ｖｃ１ｎ計測期間、Ｖｃ１ｐ計測期間を１サイクルとしてもよい。

そして、計測モードＢ１で各測定値が得られると、Ｖｃ１ｎ／Ｖｎａ、Ｖｃ１ｐ／Ｖｐａをそれぞれ算出し、少なくとも一方が所定の判定比率より小さい場合には（Ｓ１０３１：Ｙｅｓ）、正確な絶縁抵抗の測定を行なうために計測モードＡに移行する（Ｓ１０４）。

これにより、計測モードＡへの移行判定が、高電圧バッテリ３００の電圧変動の影響を受けなくなるため、不必要な計測モードＡ移行によるＣ接点スイッチの開閉回数の増加を防ぐことができる。

１００ 地絡検出装置
１１１ 正極側Ｃ接点スイッチ
１１２ 負極側Ｃ接点スイッチ
１２０ 制御装置
２００ 外部制御装置
３００ 高電圧バッテリ
３０１ 正極側電源ライン
３０２ 負極側電源ライン

Claims (5)

1. 非接地の高電圧バッテリと接続し、前記高電圧バッテリが設けられた系の地絡を検出する地絡検出装置であって、
   制御部と、
   フライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサと、
   前記高電圧バッテリの正極側と接続する正極側電源線と、
   前記高電圧バッテリの負極側と接続する負極側電源線と、
   一端が接地し、他端の電圧が前記制御部によって測定される正極２次側抵抗と、
   一端が接地した負極２次側抵抗と、
   前記制御部の指示に基づいて、前記検出用コンデンサの一端の接続先を、前記正極側電源線を含む経路と、前記正極２次側抵抗を含む経路とで択一的に切り換える正極側Ｃ接点スイッチと、
   前記制御部の指示に基づいて、前記検出用コンデンサの他端の接続先を、前記負極側電源線を含む経路と、前記負極２次側抵抗を含む経路とで択一的に切り換える負極側Ｃ接点スイッチと、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記高電圧バッテリ相当電圧の測定、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定を測定周期に含んだ第１計測モードと、
   前記測定周期の高電圧バッテリ相当電圧の測定の期間、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定の期間、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定の期間のいずれかの期間において、測定を行わない第２計測モードと、を切り換えて、前記正極側Ｃ接点スイッチおよび前記負極側Ｃ接点スイッチの切り換え制御を行なうことを特徴とする地絡検出装置。
2. 前記制御部は、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果、あるいは負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果が所定の条件を満たす場合に、第１計測モードに移行することを特徴とする請求項１に記載の地絡検出装置。
3. 前記制御部は、外部制御装置からの指示に従って、前記第１計測モードと前記第２計測モードとの間の切り換えを行い、前記第２計測モードは、さらに、前記測定周期の高電圧バッテリ相当電圧の測定の期間、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定の期間、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定の期間のすべての期間において、測定を行わない計測モードを含んでいることを特徴とする請求項１または２に記載の地絡検出装置。
4. 前記第２計測モードは、前記測定周期の前記高電圧バッテリ相当電圧の測定の期間において、測定を行わず、
   前記制御部は、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果から得られる電圧値および負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果から得られる電圧値のいずれかが所定の閾値を超える場合に、第１計測モードに移行することを特徴とする請求項１に記載の地絡検出装置。
5. 前記第２計測モードは、前記測定周期の前記高電圧バッテリ相当電圧の測定の期間において、測定を行わず、
   前記制御部は、検出用コンデンサの充電開始時における正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の時間変化率および負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の時間変化率のいずれかが所定の条件を満たす場合に、第１計測モードに移行することを特徴とする請求項１に記載の地絡検出装置。

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