JP6348825B2 - ヒータ制御装置及び画像形成装置 - Google Patents

Description

本発明は、ヒータ制御装置及び画像形成装置に関する。

画像形成装置は、画像形成ユニットで形成されたトナー像を紙等の媒体に転写して、定着器により定着している。定着器には、加熱するためのヒータが備えられている。従来の画像形成装置は、商用電源からの電力をトライアックによって制御することで、ヒータの加熱を制御している（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１３−２３５１０７号公報

しかしながら、トライアックのような消弧特性を有する素子で電力制御を行う場合には、位相制御又は波数制御を行わなければならない。位相制御では、力率が悪く、また、ヒータへの突入電流が大きいため、高調波電流が発生する。波数制御では、ヒータの温度リップルが大きくなり、フリッカが悪化する。

そこで、本発明は、伝導ノイズ及びフリッカの発生を防止することを目的とする。

本発明の一態様に係るヒータ制御装置は、商用電源からの第１の交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、前記力率改善回路で変換された直流電圧から、所望の交流電圧を生成して、第２の交流電圧として出力するインバータと、前記第２の交流電圧が印加される複数のヒータと、を備え、前記インバータは、前記所望の交流電圧のスイッチング周波数成分を減らすフィルタと、前記フィルタにより前記スイッチング周波数成分が減らされた前記所望の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力する、前記ヒータの数と同数の複数の出力部であって、前記複数の出力部の各々が前記複数のヒータの各々に接続される前記複数の出力部と、を備え、前記インバータは、周波数は同じであるが、半周期に含まれる波形が、出力する交流電圧の周波数とは異なる周波数の正弦波の波形となるようにすることで、前記複数の出力部の各々から異なる実効値の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力することを特徴とする。

本発明の一態様に係る画像形成装置は、媒体に現像剤像を形成する画像形成ユニットと、前記媒体に形成された現像剤像を定着させる定着器と、を備える画像形成装置であって、前記定着器は、商用電源からの第１の交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、前記力率改善回路で変換された直流電圧から、所望の交流電圧を生成して、第２の交流電圧として出力するインバータと、前記第２の交流電圧が印加されて加熱される複数のヒータと、を備え、前記インバータは、前記所望の交流電圧のスイッチング周波数成分を減らすフィルタと、前記フィルタにより前記スイッチング周波数成分が減らされた前記所望の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力する、前記ヒータの数と同数の複数の出力部であって、前記複数の出力部の各々が前記複数のヒータの各々に接続される前記複数の出力部と、を備え、前記インバータは、周波数は同じであるが、半周期に含まれる波形が、出力する交流電圧の周波数とは異なる周波数の正弦波の波形となるようにすることで、前記複数の出力部の各々から異なる実効値の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力することを特徴とする。

本発明の一態様によれば、伝導ノイズ及びフリッカの発生を防止することができる。

実施の形態１〜４に係る画像形成装置を概略的に示す構成図である。 実施の形態１〜４における画像形成装置の制御系の構成を示すブロック図である。 実施の形態１及び２における低圧電源の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１における定着器内のヒータを説明する模式図である。 実施の形態１における力率改善回路の回路図である。 実施の形態１におけるＤＣ２４Ｖ電源入力部の回路図である。 実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング部の回路図である。 実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータのインバータ制御部の回路図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータから出力される電圧の波形を示す模式図である。 （Ａ）〜（Ｅ）は、実施の形態１におけるインバータ制御部から出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを示す模式図である。 実施の形態１におけるＰＷＭ信号のデューティ比を示す表である。 実施の形態１におけるＩＧＢＴの対に出力される矩形波のタイミングを説明する模式図である。 実施の形態１における各電圧に対応するデューティ比を示す表である。 実施の形態１におけるＡＣ５０Ｖ（ＤＣピーク７０．５Ｖ）及びＡＣ２５Ｖ（ＤＣピーク３５．２５Ｖ）の場合のデューティ比とタイミングを示す図である。 実施の形態１におけるプリンタエンジン制御部によるＤＣ−ＡＣインバータの制御を示すフローチャートである。 実施の形態２におけるＤＣ−ＡＣインバータからの出力波形を示す模式図である。 実施の形態２におけるインバータ制御部から出力するＰＷＭ信号のデューティ比の一例を示す表である。 （Ａ）〜（Ｆ）は、実施の形態２におけるインバータ制御部から出力するＰＷＭ信号のタイミングチャートを示す模式図である。 実施の形態３及び４における低圧電源の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態３における定着器内のヒータを説明する模式図である。 実施の形態３におけるＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング部及びスイッチの回路図である。 実施の形態３におけるＤＣ−ＡＣインバータのインバータ制御部の回路図である。 （Ａ）〜（Ｄ）は、実施の形態３におけるＤＣ−ＡＣインバータから出力される電圧の波形を示す模式図である。 （Ａ）〜（Ｅ）は、インバータ制御部から出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを表す模式図である。 実施の形態３におけるＰＷＭ信号のデューティ比を示す表である。 実施の形態３における各電圧に対応するデューティ比を示す表である。 実施の形態３におけるＡＣ５０Ｖ（ＤＣピーク７０．５Ｖ）、ＡＣ２５Ｖ（ＤＣピーク３５．２５Ｖ）の場合のデューティ比とタイミングを示す図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、実施の形態３におけるトライアックに入力されるゲートパルスとＤＣ−ＡＣインバータのＰＷＭ信号の波形のタイミングを示した模式図である。 （Ａ）〜（Ｉ）は、実施の形態３における各トライアックのゲートパルスのタイミング及びヒータに印加される電圧の波形を示す模式図である。 実施の形態３におけるプリンタエンジン制御部によるＤＣ−ＡＣインバータの制御を示すフローチャートである。 実施の形態４におけるＤＣ−ＡＣインバータからの出力波形を示す模式図である。 実施の形態４におけるインバータ制御部から出力するＰＷＭ信号のデューティ比の一例を示すテーブルである。 （Ａ）〜（Ｆ）は、実施の形態４におけるインバータ制御部から出力するＰＷＭ信号のタイミングチャートを示す模式図である。

実施の形態１．
（構成の説明）
図１は、実施の形態１に係る画像形成装置１００を概略的に示す構成図である。
図１には、カラーの画像形成装置１００を示したが、モノクロであってもよい。
画像形成装置１００は、トナーカートリッジ１０１Ｋ、１０１Ｙ、１０１Ｍ、１０１Ｃ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、トナーカートリッジ１０１という）と、ＬＥＤヘッド１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、ＬＥＤヘッド１０２という）と、現像ユニット１１０Ｋ、１１０Ｙ、１１０Ｍ、１１０Ｃ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、現像ユニット１１０という）と、転写ローラ１０３Ｋ、１０３Ｙ、１０３Ｍ、１０３Ｃ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、転写ローラ１０３という）と、用紙カセット１０４と、ホッピングローラ１０５と、レジストローラ１０６Ａ、１０６Ｂ（以下、特に各々を区別する必要がない場合には、レジストローラ１０６という）と、用紙検出センサ１０７と、転写ベルト１０８と、駆動ローラ１２０と、従動ローラ１２１と、転写ベルトクリーニングブレード１２２と、クリーナー容器１２３と、定着器１３０と、用紙ガイド１２４と、排紙トレー１２５とを備える。
なお、図１の括弧内の符号は、実施の形態２〜４における構成を示す。

現像ユニット１１０は、現像剤像としてのトナー像を形成する画像形成ユニットである。
現像ユニット１１０の各々は、感光体ドラム１１１と、帯電ローラ１１２と、供給ローラ１１３と、現像ローラ１１４と、現像ブレード１１５と、クリーニングブレード１１６とを備える。
感光体ドラム１１１は、帯電ローラ１１２によって一様に帯電される。
帯電された感光体ドラム１１１は、ＬＥＤヘッド１０２の発光によって潜像を形成される。
現像ユニット１１０に着脱自在にされているトナーカートリッジ１０１には、現像剤としてのトナーが収容されている。トナーカートリッジ１０１に収容されているトナーは、供給ローラ１１３によって現像ローラ１１４に供給される。現像ローラ１１４に供給されたトナーは、現像ブレード１１５により一様のトナー層に形成される。現像ローラ１１４のトナーは、感光体ドラム１１１に形成された潜像に付着され、感光体ドラム１１１の表面には、トナー像が形成される。
クリーニングブレード１１６は、感光体ドラム１１１に残ったトナーをクリーニングする。

用紙カセット１０４は、媒体としての用紙ＰＡを収容する。
ホッピングローラ１０５は、用紙ＰＡを用紙カセット１０４から搬送する。
レジストローラ１０６は、転写ベルト１０８に用紙ＰＡを適切なタイミングで搬送する。
用紙検出センサ１０７は、接触又は非接触で用紙の通過を検知する。

転写ベルト１０８は、駆動ローラ１２０及び従動ローラ１２１に架け渡されている。
駆動ローラ１２０は、モータの駆動によって転写ベルト１０８を動かして、転写ベルト１０８上の用紙ＰＡを搬送する。
転写ローラ１０３は、転写ベルト１０８の裏側から転写ニップにバイアスを印加することで、感光体ドラム１１１に形成されているトナー像を用紙ＰＡに転写する。
転写ベルトクリーニングブレード１２２は、転写ベルト１０８上のトナーを掻き落とせるようになっていて、転写ベルトクリーナー容器１２３には掻き落とされたトナーが収容される。
定着器１３０は、用紙ＰＡに転写されたトナー像を、熱と加圧によって定着する。
用紙ガイド１２４は、用紙ＰＡを排紙トレー１２５にフェースダウンで排出する。

図２は、画像形成装置１００における制御系の構成を示すブロック図である。
画像形成装置１００の制御系は、ホストインタフェース部１４０と、コマンド画像処理部１４１と、ＬＥＤヘッドインターフェース部１４２と、主制御部としてのプリンタエンジン制御部１４３とを備える。なお、括弧内の符号は、実施の形態２〜４における構成を示す。
ホストインタフェース部１４０は、コマンド画像処理部１４１にデータを送受信する。
コマンド画像処理部１４１は、ＬＥＤヘッドインターフェース部１４２に画像データを出力する。
ＬＥＤヘッドインターフェース部１４２は、プリンタエンジン制御部１４３によってヘッド駆動パルス等を制御され、ＬＥＤヘッド１０２を発光させる。
プリンタエンジン制御部１４３は、高圧発生部１５０に信号を送り、高圧を発生させ、現像ユニット１１０及び転写ローラ１０３にバイアスを印加する。用紙検出センサ１０７は、転写バイアスの発生タイミングを調整するために用いられる。
プリンタエンジン制御部１４３は、ホッピングモータ１５１、レジストモータ１５２、ベルトモータ１５３、定着器ヒータモータ１５４及びドラムモータ１５５を所定のタイミングで駆動する。また、ＬＣＤ表示部１５６は、プリンタエンジン制御部１４３により制御される表示部である。
定着器１３０は、電源装置としての低圧電源１６０から電力の供給を受ける。また、定着器１３０の温度は、サーミスタ１３１の検出値に応じて、プリンタエンジン制御部１４３によって制御される。

図３は、低圧電源１６０の構成を概略的に示すブロック図である。
定着器１３０は、２本のヒータ１３２Ａ、１３２Ｂ（以下、各々を区別する必要がない場合には、ヒータ１３２という）を備える。本実施の形態では、ヒータ１３２として、ハロゲンヒータが使用される。なお、図２に示されているサーミスタ１３１も、２本のヒータ１３２Ａ、１３２Ｂの各々の温度を検知するため、２つ設けられているものとする。
低圧電源１６０は、外部から商用電源ＣＰによりＡＣ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）１００Ｖ〜２３０Ｖを入力される。
低圧電源１６０は、力率改善回路１６１と、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６とを備える。なお、図３の括弧内の符号は、実施の形態２における構成を示す。
力率改善回路１６１は、商用の交流電圧を直流電圧に変換して出力する。本実施の形態では、力率改善回路１６１は、１５００Ｗの入力を受けて、効率９５％で変換を行い、１４２５Ｗの出力を行う。
ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータである。ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、スイッチング部１６３と、インバータ制御部１６４と、波形記憶部１６５とを備える。ＤＣ−ＡＣインバータ１６２で変換された所望の交流電圧がヒータ１３２に印加される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６は、直流電圧を降圧して異なる直流電圧を生成する。
ここで、低圧電源１６０、プリンタエンジン制御部１４３及びヒータ１３２によりヒータ制御装置が構成される。

図４は、定着器１３０内のヒータ１３２を説明する模式図である。
ヒータ１３２Ａには、Ａ４縦送りの用紙幅に対応した発熱長Ｌ１のフィラメント１３３Ａが実装されている。本実施の形態では、ヒータ１３２Ａは、７００Ｗである。
ヒータ１３２Ｂには、Ａ３縦送りの用紙幅に対応した発熱長Ｌ２のフィラメント１３３Ｂが実装されている。本実施の形態では、ヒータ１３２Ｂは、１０００Ｗである。

図５は、力率改善回路１６１の回路図である。
符号５０１は、ヒューズを示す。符号５０２は、コモンモードチョークコイルを示す。符号５０３及び符号５０４は、ダイオードを示す。符号５０５、符号５０６、符号５０７及び符号５０８は、抵抗を示す。符号５０９は、コンデンサを示す。符号５１０は、ブリッジダイオードを示す。符号５１１は、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）制御ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を示す。符号５１２は、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）２４Ｖ電源入力部を示す。符号５１３は、ＤＣ３９０Ｖ電源出力部を示す。符号５１４及び符号５１５は、抵抗を示す。符号５１６は、ＮＰＮトランジスタを示す。符号５１７は、ＰＮＰトランジスタを示す。符号５１８及び符号５１９は、抵抗を示す。符号５２０は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を示す。符号５２１は、ダイオードを示す。符号５２２は、電流検出抵抗を示す。符号５２３は、インダクタを示す。符号５２４は、ダイオードを示す。符号５２５及び符号５２６は、抵抗を示す。符号５２７は、ＮＰＮトランジスタを示す。符号５２８は、ＰＮＰトランジスタを示す。符号５２９及び符号５３０は、抵抗を示す。符号５３１は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を示す。符号５３２は、電流検出抵抗を示す。符号５３３は、ダイオードを示す。符号５３４は、インダクタを示す。符号５３５は、ダイオードを示す。符号５３６は、電解コンデンサを示す。符号５３７、符号５３８、符号５３９及び符号５４０は、抵抗を示す。符号５４１及び符号５４２は、抵抗及びトランジスタで構成されるゲートドライブ回路ブロックを示す。

本実施の形態における力率改善回路１６１は、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１が、予め定められた電圧範囲（例えば、ＡＣ１００Ｖ〜２３０Ｖ）の入力を受け付けることができるようにされており、いわゆる、ユニバーサル入力に対応している。

図６は、図５に示されているＤＣ２４Ｖ電源入力部５１２の回路図である。
この電源入力部５１２は、トランスにより絶縁されるＤＣ−ＤＣコンバータであり、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２にも同構成の電源が使用される。
符号６０１は、抵抗を示す。符号６０２は、ＮＰＮトランジスタを示す。符号６０３は、抵抗を示す。符号６０４は、コンデンサを示す。符号６０５及び符号６０６は、ダイオードを示す。符号６０７は、電解コンデンサを示す。符号６０８は、ダイオードを示す。符号６０９は、トランスを示す。符号６１０は、フォトカプラを示す。符号６１１は、ダイオードを示す。符号６１２は、電解コンデンサを示す。符号６１３は、抵抗を示す。符号６１４は、ＴＬ４３１等のシャントレギュレータを示す。符号６１５は、コンデンサを示す。符号６１６及び符号６１７は、抵抗を示す。符号６１８は、ＤＣ２４Ｖ出力部を示す。

図７は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２のスイッチング部１６３の回路図である。
ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、後述するインバータ制御部１６４から出力されるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号によってスイッチングタイミングが制御される。
符号７０１は、ＤＣ２４Ｖ電源入力部を示す。符号７０２は、抵抗を示す。符号７０３は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号７０４は、ＤＣ２４Ｖ電源入力部を示す。符号７０５は、抵抗を示す。符号７０６は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号７０７、符号７０８、符号７０９、符号７１０、符号７１１及び符号７１２は、ＴＬＰ２５１等のフォトカプラを示す。符号７１３及び符号７１４は、抵抗を示す。符号７１５は、ＩＧＢＴを示す。符号７１６は、ダイオードを示す。符号７１７及び符号７１８は、抵抗を示す。符号７１９は、ＩＧＢＴを示す。符号７２０は、ダイオードを示す。符号７２１は、ＤＣ２４Ｖ入力部を示す。符号７２２は、抵抗を示す。符号７２３は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号７２４は、抵抗を示す。符号７２５は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号７２６及び符号７２７は、抵抗を示す。符号７２８は、ＩＧＢＴを示す。符号７２９は、ダイオードを示す。符号７３０及び符号７３１は、抵抗を示す。符号７３２は、ＩＧＢＴを示す。符号７３３は、ダイオードを示す。符号７３４は、ＤＣ３９０Ｖ入力部を示す。符号７３５は、ＤＣ２４Ｖ入力部を示す。符号７３６は、抵抗を示す。符号７３７は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号７３８は、抵抗を示す。符号７３９は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号７４０及び符号７４１は、抵抗を示す。符号７４２は、ＩＧＢＴを示す。符号７４３は、ダイオードを示す。符号７４４及び符号７４５は、抵抗を示す。符号７４６は、ＩＧＢＴを示す。符号７４７は、ダイオードを示す。符号７４８は、インダクタを示す。符号７４９は、コンデンサを示す。符号７５０は、インバータ出力部を示す。符号７５１は、インダクタを示す。符号７５２は、コンデンサを示す。符号７５３は、インバータ出力部を示す。ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、複数の出力部７５０、７５３を備え、それぞれの出力にはヒータ１３２が接続されている。

図８は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２のインバータ制御部１６４の回路図である。
インバータ制御部１６４は、ゲートアレイ等のロジック回路８０１により構成される。
符号８０２は、プリンタエンジン制御部１４３との通信インターフェースを示す。
符号８０３、符号８０４、符号８０５、符号８０６、符号８０７及び符号８０８は、ＰＷＭ出力端子を示す。

（動作の説明）
図１に示されている画像形成装置１００は、不図示の外部機器から、図２に示されているホストインタフェース部１４０を介して、ＰＤＬ（Ｐａｇｅ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ Ｌａｎｇｕａｇｅ）等で記述された印刷データの入力を受ける。入力された印刷データは、コマンド画像処理部１４１によってビットマップデータに変換される。
画像形成装置１００は、サーミスタ１３１の検知値に応じて、ヒータ１３２を制御することで、定着器１３０の不図示の熱定着ローラを予め定められた温度にした後、印字動作を開始する。
ホッピングローラ１０５は、用紙カセット１０４にセットされた用紙ＰＡを給紙する。以降説明する画像形成動作に同期したタイミングで、レジストローラ１０６は、用紙ＰＡを転写ベルト１０８上に搬送する。現像ユニット１１０は、電子写真プロセスにより感光体ドラム１１１にトナー像を形成する。この時、ビットマップデータに応じてＬＥＤヘッド１０２が点灯される。現像ユニット１１０によって現像されたトナー像は転写ベルト１０８上を搬送される用紙ＰＡに、転写ローラ１０３に印加されたバイアスによって転写される。用紙ＰＡは、４色のトナー像が転写された後、定着器１３０によって定着され排紙される。
現像ユニット１１０に着脱可能にされているトナーカートリッジ１０１は、内部のトナーを現像ユニット１１０に供給する。

図２に示されているプリンタエンジン制御部１４３は、高圧発生部１５０で高電圧を発生させる。高圧発生部１５０で発生された高電圧は、帯電ローラ１１２、現像ローラ１１４及び転写ローラ１０３のそれぞれに印加させる。
プリンタエンジン制御部１４３は、低圧電源１６０を制御することで、定着器１３０に送る電力を制御する。

次に図３を用いて説明する。
低圧電源１６０は、商用電源ＣＰから電力の供給を受け、力率改善回路１６１により半波整流された交流電圧をスイッチングして昇圧する。昇圧された電圧は、ＤＣ３９０Ｖの出力で、次段のＤＣ−ＡＣインバータ１６２及びＤＣ−ＤＣコンバータ１６６に供給される。本実施の形態では、公知であるので詳述しないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６は、ＤＣ３９０Ｖの直流電圧をスイッチングし、１次―２次間が絶縁されたトランスを用いて降圧されたＤＣ２４ＶとＤＣ５Ｖを出力する。

出力されたＤＣ電圧は、プリンタエンジン制御部１４３等のロジック系には５Ｖが供給され、ホッピングモータ１５１等の駆動系には２４Ｖが供給される。さらに、５ＶのＤＣ電圧は、必要に応じて、夫々の基板にて必要な３．３Ｖ等の電圧に変換される。また、ＤＣ２４Ｖ及びＤＣ５Ｖは、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２に供給される。さらに、力率改善回路１６１の制御ＩＣにも、ＤＣ２４Ｖが供給される。この時、初期状態では力率改善回路１６１のＰＦＣ制御ＩＣ５１１には電圧が供給されない。しかしながら、図５に示されている回路図からも分かるように、力率改善回路１６１のスイッチング手段であるＩＧＢＴ５２０、５３１がオフの状態では、力率改善回路１６１は、コンデンサインプット整流回路として動作する。このため、ＡＣ１００Ｖが入力された場合は、ＤＣ１４１ＶがＤＣ−ＤＣコンバータ１６６に入力され、ＡＣ２３０Ｖが入力された場合は、ＤＣ３２５ＶがＤＣ−ＤＣコンバータ１６６に入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６は、その入力により動作することで、ＤＣ２４Ｖを出力し、その電圧により力率改善回路１６１が起動する。

ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、２系統の出力を有し、夫々をヒータ１３２Ａ、１３２Ｂに出力する。ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、力率改善回路１６１から出力されるＤＣ３９０Ｖをスイッチングし、その出力をＬＣフィルタにより平滑することにより、出力実効値を可変した交流電圧を出力する。交流電圧の実効値及びインバータ出力のオンオフは、プリンタエンジン制御部１４３からの信号に応じて制御される。プリンタエンジン制御部１４３は、サーミスタ１３１により検出される温度及び画像形成装置１００の動作状態に応じてヒータ１３２へ印加するインバータ出力を可変する。

図４は、ヒータ１３２の模式図である。
画像形成装置１００の最大対応用紙サイズであるＡ３の用紙が搬送される場合には、発熱長Ｌ２がＡ３用紙幅に対応したヒータ１３２Ｂに交流電圧が印加される。また、Ａ４サイズの用紙が縦送りで搬送される場合には、発熱長Ｌ１がＡ４用紙幅に対応したヒータ１３２Ａに交流電圧が印加される。さらに、Ａ４用紙幅に対応したヒータ１３２Ａを加熱する場合に、Ａ３用紙幅に対応したヒータ１３２Ｂを補助で点灯させることにより、ヒータ１３２Ａ単体で加熱する場合より多い熱量を定着器１３０に与えることができる。
ヒータ１３２及びＤＣ−ＤＣコンバータ１６６が利用できる電力の総量は、１４２５Ｗである。プリンタエンジン制御部１４３は、トータルがその範囲内に収まる様に制御を行う。例えば、プリンタエンジン制御部１４３は、利用可能な電力の総量から、他の部分で使用している電力を減算し、残りの電力を用いてヒータ１３２の加熱を行う。本実施の形態では、演算により総電力を管理する方法を説明するが、電流検知回路等を用いて実電力トータルを制御することもできる。なお、本実施の形態の力率改善回路１６１における電力１５００Ｗ、出力１４２５Ｗは、一例であり、これらは、効率等各種条件によって決まる値である。

図５は、力率改善回路１６１の回路図である。
ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、各種入力に応じて、ＩＧＢＴ５２０、５３１をスイッチングして出力を制御する。商用電源ＣＰから入力されたＡＣ電圧は、コモンモードチョークコイル５０２を通り、ブリッジダイオード５１０により半波整流される。ダイオード５０３、５０４は、ブリッジダイオード５１０の半分と組み合わせて、同様に半波整流を行う。ダイオード５０３、５０４により半波整流された電圧は、抵抗５０７及び抵抗５０８により分圧され、さらにコンデンサ５０９により整流に平滑化され、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１の開始電圧入力端子に入力される。この分圧値は、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１の回路内部で基準電圧と比較される。分圧値が基準電圧を超えると、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、制御を開始する。ここで、力率改善回路１６１は、ユニバーサル入力に対応するため、開始電力入力端子は、充分に低い電圧に対応しているものとする。抵抗５０５及び抵抗５０８で分圧された電圧は、ＡＣ入力電圧端子に入力され、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１のスイッチングを制御する為の信号となる。ＰＦＣ制御ＩＣ５１１及びゲートドライブ回路５４１、５４２へ供給する電源は、２４Ｖであり、２４Ｖ電源入力部５１２から入力される。２４Ｖ電源入力部５１２についての詳細は後述するが、０Ｖの入力側がＦＧ（Ｆｒａｍｅ Ｇｒｏｕｎｄ）と分離された絶縁電源である。ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、ＧＤ１端子及びＧＤ２端子からゲートドライブ信号を出力する。ゲートドライブ回路５４１、５４２は、力率が１に近くなるように制御される。ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、多くの半導体メーカーより供給され、公知であるので詳細は割愛する。

ゲートドライブ信号は、ゲートドライブ回路５４１、５４２で、ＮＰＮトランジスタ５１６、５２７と、ＰＮＰトランジスタ５１７、５２８との対によりドライブ電流を増幅され、ＩＧＢＴ５２０、５３１をスイッチングする。ブーストコイル５２３、５３４で昇圧された電圧が、ダイオード５２４、５３５と、電解コンデンサ５３６とにより平滑され、ＤＣ＋３９０Ｖの出力が得られるように、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１はスイッチングデューティ比を制御する。出力された電圧は、上述の制御のために、抵抗５３７、５３９及び抵抗５３８、５４０により分圧される。抵抗５３９及び抵抗５４０で分圧された電圧が、フィードバック電圧としてＰＦＣ制御ＩＣ５１１に入力される。また、抵抗５３７及び抵抗５３８により分圧された電圧が、過電圧検出用の電圧としてＰＦＣ制御ＩＣ５１１に入力される。後述するインバータ負荷の変化に応じて、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、スイッチングデューティ比を変化させて出力電圧が＋３９０Ｖの定電圧となるように制御を行う。また、電流検出抵抗５２２、５３２に流れる電流により生じる電圧は、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１に入力される。そして、過電流によってＩＧＢＴ５２０、５３１が破壊されないように、検出電圧が所定閾値を超えた場合に、ＰＦＣ制御ＩＣ５１１は、スイッチングを停止する等の処理を行う。

図６は、トランスにより１次―２次間が絶縁された、２４Ｖ入力及び２４Ｖ出力のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。これは、一般的な自励式フライバックコンバータである。シャントレギュレータ６１４のリファレンス端子に抵抗６１６及び抵抗６１７により分圧された電圧が入力され、出力電圧が２４Ｖを超えた場合にシャントレギュレータ６１４のカソードからアノードに電流が流れることにより、フォトカプラ６１０の２次側発光ダイオードに電流が流れる。そして、フォトカプラ６１０の１次側に流れる電流によりＮＰＮトランジスタ６０２のベース電流が減じられ定電圧制御となる。この回路も公知であるので詳細な説明は、割愛する。

図７は、本実施の形態におけるＤＣ−ＡＣインバータ１６２のスイッチング部１６３の回路図である。
スイッチング部１６３は、インバータ制御部１６４から信号を入力され各ＩＧＢＴ７１５、７１９、７２８、７３２、７４２、７４６をスイッチングすることにより、ＤＣ３９０Ｖをスイッチングして交流の出力を得る。
ＩＧＢＴ７１５、７１９、７２８、７３２、７４２、７４６は、Ｓｉ ＦＥＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳｉＣ ＦＥＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＧａＮ ＦＥＴ（Ｇａｌｌｉｕｍ ｎｉｔｒｉｄｅ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のデバイスも使用可能である。
スイッチングにおいては、ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９、ＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２、並びに、ＩＧＢＴ７４２及びＩＧＢＴ７４６のハイサイドとローサイドの対で両方同時オンによる貫通電流が流れないように、各上下対では略反転した信号が入力される。さらに、純粋な反転信号である場合に、オフ時間の遅延により同時オンとなる時間が生じてしまうことを防止するため、上下対両方オフする時間としてのデッドタイムを１μｓｅｃ設けた。このデッドタイムは、本実施の形態では、１μｓｅｃとしたが、使用デバイス及びスイッチング周波数によって適宜設定される時間であり、この時間に限られるものではない。

ＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の上下対、ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９の上下対、並びに、ＩＧＢＴ７４２及びＩＧＢＴ７４６の上下対により、ブリッジ回路が形成されている。
ＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の上下対は、ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９の上下対、並びに、ＩＧＢＴ７４２及びＩＧＢＴ７４６の上下対の各々の対との組み合わせで、インバータ出力を得る。本実施の形態におけるＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の対は、５０Ｈｚで＋３９０Ｖと０Ｖとを、ＩＧＢＴ７２８のエミッタとＩＧＢＴ７３２のコレクタの接続点にスイッチする。５０Ｈｚは、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２の出力周波数である。本実施の形態では、出力周波数は５０Ｈｚとしたが、任意の周波数を設定することができる。他のＩＧＢＴ７１５、７１９、７４２、７４６は、インバータの出力に応じてスイッチングを行う。そして、ＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の対と、ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９の対との組は、負荷であるヒータ１３２へ電流を流し、ＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の対と、ＩＧＢＴ７４２及びＩＧＢＴ７４６の対との組は、負荷であるヒータ１３２へ電流を流す。
ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９の上下対と、ＩＧＢＴ７４２及びＩＧＢＴ７４６の上下対とは、排他的タイミングでオンされる。スイッチングされた電圧は、インダクタ７４８とコンデンサ７４９とで構成されるＬＣフィルタ、及び、インダクタ７５１とコンデンサ７５２とにより構成されるＬＣフィルタにより、スイッチング周波数成分の高周波成分が除去されて、５０Ｈｚの正弦波としてヒータ１３２へ供給される。

フォトカプラ７０７、７０８、７０９、７１０、７１１、７１２は、東芝製のＴＬＰ２５１に代表されるようなフォトカプラにより絶縁されたゲートドライバＩＣである。フォトカプラ７０７、７０８、７０９、７１０、７１１、７１２は、２４Ｖ電源入力部７０１、７０４、７２１、７３５により電力を供給される。これらの電源は、図６で示されるものを４ケ並置される。２４Ｖ電源入力部７０４に関しては、図５に示されている２４Ｖ電源入力部５１２と共通化可能である。残りの電源入力部７０１、７２１、７３５は、ハイサイドドライブ回路の絶縁電源であるので夫々絶縁が必要である。ゲートドライブ回路の絶縁電源は、各種あり、本実施の形態の方式に限るものではない。フォトカプラ７０７、７０８、７０９、７１０、７１１、７１２では、１次側をインバータ制御部１６４から出力されるＰＷＭ信号により、ＮチャンネルＦＥＴ７０３、７０６、７２３、７２５、７３７、７３９がスイッチングされ、フォトカプラ７０７、７０８、７０９、７１０、７１１、７１２の１次側発光ダイオードに電流が流れ、２次側のゲートドライブ回路が駆動される。

図８は、ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部１６４のブロック図である。
インバータ制御部１６４は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）により実現することができる。
プリンタエンジン制御部１４３から送信される信号に従って、ＰＷＭ出力端子８０３は、ＰＷＭ＿Ａ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８０４は、ＰＷＭ＿Ｂ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８０５は、ＰＷＭ＿Ｃ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８０６は、ＰＷＭ＿Ｄ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８０７は、ＰＷＭ＿Ｅ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８０８は、ＰＷＭ＿Ｆ信号を出力する。プリンタエンジン制御部１４３からは、例えば、各ヒータ１３２に電圧の印加を開始することを示す信号、各ヒータ１３２に印加する電圧を上げることを示す信号、又は、各ヒータ１３２に印加する電圧を下げることを示す信号が出力される。波形記憶部１６５には、各ヒータ１３２に印加する最高出力の電圧から最低出力の電圧に至るまでの、予め定められた数の電圧の各々に対応するＰＷＭ＿Ａ信号、ＰＷＭ＿Ｂ信号、ＰＷＭ＿Ｅ信号又はＰＷＭ＿Ｆ信号のデューティ比を示す波形情報が記憶されている。インバータ制御部１６４は、プリンタエンジン制御部１４３から送信される信号に従って、波形記憶部１６５に記憶されている波形情報に従って、ＰＷＭ＿Ａ信号、ＰＷＭ＿Ｂ信号、ＰＷＭ＿Ｅ信号又はＰＷＭ＿Ｆ信号の波形を特定して、対応するＰＷＭ出力端子から出力する。本実施の形態では、インバータ側にＡＳＩＣを設けたがプリンタエンジン制御部１４３の大規模集積回路から直接ＰＷＭ信号が出力される等の構成であってもよい。

図９（Ａ）〜（Ｃ）は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２から出力される電圧の波形を示す模式図である。
図９（Ｃ）は、交流出力実効値ＡＣ１００Ｖの波形を示し、ピークは１４１Ｖである。図９（Ｂ）は、その半分の実効値ＡＣ５０Ｖの波形を示し、図９（Ａ）は、実効値ＡＣ２５Ｖの波形を示す。
プリンタエンジン制御部１４３は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２を制御することで、ＡＣ出力の周波数を一定とし、その波形（ここでは、振幅）を可変してヒータ１３２の発熱を制御する。ここで、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２は、各々のヒータ１３２に対して、異なる実効値のＡＣを出力することができる。また、ハロゲンヒータは、冷えた状態で通電を開始時には、抵抗値が低く突入電流が大きくなるので、プリンタエンジン制御部１４３は、ＡＣ電圧が低い所から徐々に電圧を上げるように、制御を行う。このような制御は、従来の位相角制御と同様な考えであり、従来の位相角制御で１８０度全てオンにする制御が本実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータ１６２からの出力ＡＣ１００Ｖに相当する。位相角制御における位相角９０度でオンにする制御が出力ＡＣ５０Ｖに相当し、位相角制御における位相角４５度でオンにする制御が出力ＡＣ２５Ｖに相当する。実際の回路動作では完全に等価にはならないが、適宜実験、計算等により補正して運用することは容易である。ヒータ制御については公知であるのでここでは正弦波電圧を可変する方法について記述する。

図１０（Ａ）〜（Ｅ）は、インバータ制御部１６４から出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを示す模式図である。
図１０（Ａ）〜（Ｅ）は、正弦波のインバータ出力を得る為のＰＷＭ信号の波形を示している。
図１０（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、出力周波数を決定するＰＷＭ＿Ｄ信号及びＰＷＭ＿Ｃ信号は、５０Ｈｚの矩形波となる。
図１０（Ｃ）及び（Ｄ）に示すように、出力電圧の振幅を決定するＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号は、５０Ｈｚよりも大きな周波数となる。図１０では、簡略的に示す為に、ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号は、１．８ｋＨｚ（周期５５５．６μｓｅｃ）で示されている。実際には、ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号は、可聴域を超える２０ｋＨｚ以上が適している。しかしながら、周波数が高くなる程、損失が増えるので、ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号の周波数は、選択デバイス及び出力に応じて最適値が決定される。本実施の形態では、図１０においては、１．８ｋＨｚで説明するが、２０ｋＨｚの場合についても補助的に説明する。本実施の形態においては、スイッチング部１６３にＩＧＢＴ７１５、７１９、７２８、７３２、７４２、７４６が用いられているため、２０ｋＨｚとしたが、ＧａＮ ＦＥＴ等が用いられている場合には、もっと高い周波数が選択可能である。

ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９のハイサイド及びローサイドの対、並びに、ＩＧＢＴ７４２及びＩＧＢＴ７４６のハイサイド及びローサイドの対に出力する矩形波には、図１０（Ｅ）に示されているように、１μｓｅｃのデッドタイムが設けられている。デッドタイムは、スイッチング周波数によらず一定としている。ＰＷＭ信号のデューティ比は、図１１の表に示すように正弦波１周期を３６の区間に分割し、ＳＩＮ関数により決定される。図１０及び図１１では、１．８ｋＨｚで示しているが、２０ｋＨｚとした場合に、半周期は１０ｍｓｅｃ、２００サイクルとなるので下記の（１）式により求められた値をテーブルとして保持しておき、デューティ比が決定されればよい。

但し、Ｎは、０以上、１９９以下の整数である。
（１）式で求められるＳＩＮ値は、ピークで３９０Ｖとなる正弦波生成時のデューティ比であるので、これに必要な電圧となるように係数を乗算する。例えば、ＡＣ１００Ｖを出力する場合なら０．３６２（＝１４１÷３９０）を乗じる。これが、図１１の表のＤｕｔｙの列に示されている値である。このＤｕｔｙの列に示されている値は、テーブルとして保持されていてもよく、また、適宜演算により求められてもよい。
２０ｋＨｚでは上記式となるが、模式図ではピークでＳＩＮ値が０．３６２となるように、下記の（２）式を用いて求めた。

但し、Ｍは、０以上、３５以下の整数である。
なお、ヒータ１３２に印加される正弦波は、歪率が出力に与える影響を無視してもよいので、適宜実装に応じてテーブル値の有効桁数、演算のｂｉｔ数等を削減しても問題ない。

図１０（Ａ）に示されているように、５０ＨｚでスイッチングされるＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の対のローサイドがオンとなっている際に、図１０（Ｃ）に示されているように、ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９の対のハイサイドがオンとなって、ヒータ１３２へ電流が流れる。また、図１０（Ｂ）に示されているように、ＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の対のハイサイドがオンとなっている際に、ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９の対のローサイドがオンとなって、ヒータ１３２へ逆方向に電流が流れる。
これによりヒータ１３２には、交番電圧が印加される。３９０Ｖの電圧は、ＬＣフィルタにより平滑化され最大１４１Ｖピークの電圧となる。本実施の形態では、ＰＦＣ出力電圧３９０Ｖ、ＡＣ出力電圧１００Ｖで説明したが、両者異なる電圧とすることも可能である。

図１２は、ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９の対に出力される矩形波、並びに、ＩＧＢＴ７４２及びＩＧＢＴ７４６の対に出力される矩形波のタイミングを説明する模式図である。
説明の為、どちらも同じデューティ比の図としてあるが、それぞれデューティ比を可変した出力が組み合わされる。ＰＷＭ出力周期は、半サイクル、模式図では２７７．８μｓｅｃずらされている。２０ｋＨｚの場合には２５μｓｅｃのずれとなる。最大出力ＡＣ１００Ｖ時で正弦波ピークのデューティ比が前記した通り０．３６１となるので、半周期ずらすことにより交互にオンすることになる。言い換えると、ＩＧＢＴ７１５及びＩＧＢＴ７１９の対と、ＩＧＢＴ７４２及びＩＧＢＴ７４６の対とに導通するタイミングが重ならないように、それぞれの対をスイッチングするタイミングがずらされている。これにより５０ＨｚでスイッチングされるＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の対に流れるピーク電流は、インバータ出力１チャンネルでも２チャンネルでも等しくなる。また、２チャンネルのインバータ出力に対して共用しても、６個のＩＧＢＴ全て同じものを使用することができる。本実施の形態では、２出力で説明したが、ＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングを１／３周期ずらして、３出力にするような構成も可能である。ＰＦＣ出力を４３０Ｖ程度に上げればピークデューティ比が３３％以下となりタイミングがオーバーラップすることがない。言い換えると、力率改善回路１６１から出力される直流電圧は、ＩＧＢＴのそれぞれの対をスイッチングするデューティ比のピーク値の合計が１を越えないように予め定められている。

図１３の表及び図１４の模式図は、ＡＣ５０Ｖ（ＤＣピーク７０．５Ｖ）、ＡＣ２５Ｖ（ＤＣピーク３５．２５Ｖ）の場合のデューティ比とタイミングを示す図である。
ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号がＡＣ５０Ｖの出力波形、ＰＷＭ＿Ｅ信号及びＰＷＭ＿Ｆ信号がＡＣ２５Ｖの出力波形となる。
以上のように、本実施の形態においては、波形記憶部１６５は、ヒータ１３２毎に、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２から最大出力を出力するためのＰＷＭ信号の波形を特定するためのデューティ比を記憶するとともに、この最大出力から予め定められた電圧（例えば、１Ｖ）刻みで低下させた複数の電圧を出力するためのＰＷＭ信号の波形を特定するための複数のデューティ比を記憶しているものとする。

画像形成装置１００では、本実施の形態のように、発熱長の異なるヒータ１３２を実装した場合に、用紙サイズによって選択点灯することとなる。Ａ４幅７００ＷとＡ３幅１０００Ｗを使用する場合、画像形成装置１００の最大電力が１５００Ｗのときには、力率改善回路１６１の出力は、前記の通り１４２５Ｗとなる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６の消費電力もあるので、複数のヒータ１３２Ａ、１３２Ｂを同時にフル点灯することはできない。この点、本実施の形態における画像形成装置１００によれば、例えば、電源投入時にウォームアップでヒータ１３２Ａ、１３２Ｂを余熱するために、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２から、それぞれＡＣ５０Ｖで３５０Ｗ及び５００Ｗをヒータ１３２Ａ、１３２Ｂへ印加する。そして、印字時には搬送用紙サイズによって、片方のヒータ１３２をＡＣ１００Ｖでフル点灯し、もう片方をオフする等の制御が行える。また、Ａ４縦送り搬送時には、Ａ４幅７００Ｗのヒータ１３２Ａをフル点灯し、補助で１０００Ｗのヒータ１３２ＢをＡＣ２５Ｖで２５０Ｗの点灯を行う等の制御も可能である。プリンタエンジン制御部１４３は、１４２５Ｗから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６の最大消費電力を差し引いた値をヒータ１３２へ使用可能な最大電力として、双方のヒータ１３２Ａ、１３２Ｂのトータルの電力を制御することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６の消費電力を動作状態によって複数記憶しておき、電源投入時のウォーミングアップ時には定着器１３０以外のモータを停止して定着器１３０の暖気を最初に行い、続いて他の初期動作を行うことにより、印字可能状態に早く移行することのできるように制御を行っても良い。

図１５は、本実施の形態におけるプリンタエンジン制御部１４３によるＤＣ−ＡＣインバータ１６２の制御を示すフローチャートである。
図１５に示すフローは、画像形成装置１００の電源がＯＮされた際に開始される。
画像形成装置１００の電源がＯＮにされると、プリンタエンジン制御部１４３は、インバータ制御部１６４に対して、ヒータ１３２への電圧の印加を開始するように指示する（Ｓ１０）。このような指示を受けたインバータ制御部１６４は、ヒータ１３２Ａ、１３２Ｂの何れかに対して最大電圧を出力するように、最大電圧を出力するための波形のＰＷＭ信号に対応するデューティ比を波形記憶部１６５から読み出して、突入電流を抑制しながら最大電圧を出力する制御を開始する。インバータ出力されるＡＣ正弦波電圧が最大電圧に達するまで出力ＡＣ周波数が５０Ｈｚなら１秒の時間、即ち、５０周期の正弦波により徐々に電圧を上昇させる。ＰＷＭ出力は、出力正弦波１サイクル毎にＰＷＭデューティ比を波形記憶部１６５から読み出した値に対して、１／５０、２／５０、・・・、５０／５０を乗じたデューティ比で出力する。これにより１秒かけて最大電圧が出力される。その波形のＰＷＭ信号をＰＷＭ出力端子８０３、８０４、８０７、８０８から出力させる。なお、インバータ制御部１６４は、ＰＷＭ出力端子８０５、８０６からは、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２から出力する交流電圧の周波数に対応する矩形波のＰＷＭ信号を出力させる。

次に、プリンタエンジン制御部１４３は、ヒータ１３２Ａの温度を計測するためのサーミスタ１３１からの検出値に基づいて、ヒータ１３２Ａの温度ｔＡが、目標として予め定められた温度ｔＡ＃よりも大きいか否かを判断する（Ｓ１１）。温度ｔＡが閾値となる温度ｔＡ＃よりも大きい場合（Ｓ１１でＹｅｓ）には、処理はステップＳ１２に進み、温度ｔＡが閾値となる温度ｔＡ＃以下である場合（Ｓ１１でＮｏ）には、処理はステップＳ１３に進む。

ステップＳ１２では、プリンタエンジン制御部１４３は、ヒータ１３２Ａに印加する電圧を低くするように、インバータ制御部１６４に対して指示する。このような指示を受けたインバータ制御部１６４は、現在スイッチング部１６３に印加されている電圧よりも一段低い電圧となるように、そのような電圧を出力するための波形のＰＷＭ信号に対応するデューティ比を波形記憶部１６５から読み出して、その波形のＰＷＭ信号をＰＷＭ出力端子８０３、８０４から出力させる。

ステップＳ１３では、プリンタエンジン制御部１４３は、ヒータ１３２Ｂの温度を計測するためのサーミスタ１３１からの検出値に基づいて、ヒータ１３２Ｂの温度ｔＢが、目標として予め定められた温度ｔＢ＃よりも大きいか否かを判断する。温度ｔＢが閾値となる温度ｔＢ＃よりも大きい場合（Ｓ１３でＹｅｓ）には、処理はステップＳ１４に進み、温度ｔＢが閾値となる温度ｔＢ＃以下である場合（Ｓ１３でＮｏ）には、処理はステップＳ１５に進む。

ステップＳ１４では、プリンタエンジン制御部１４３は、ヒータ１３２Ｂに印加する電圧を低くするように、インバータ制御部１６４に対して指示する。このような指示を受けたインバータ制御部１６４は、現在スイッチング部１６３に印加されている電圧よりも一段低い電圧となるように、そのような電圧を出力するための波形のＰＷＭ信号に対応するデューティ比を波形記憶部１６５から読み出して、その波形のＰＷＭ信号をＰＷＭ出力端子８０７、８０８から出力させる。

ステップＳ１５では、プリンタエンジン制御部１４３は、ヒータ１３２Ａの温度を計測するためのサーミスタ１３１からの検出値に基づいて、ヒータ１３２Ａの温度ｔＡが、温度ｔＡ＃よりも小さいか否かを判断する。温度ｔＡが閾値となる温度ｔＡ＃よりも小さい場合（Ｓ１５でＹｅｓ）には、処理はステップＳ１６に進み、温度ｔＡが閾値となる温度ｔＡ＃以上である場合（Ｓ１５でＮｏ）には、処理はステップＳ１７に進む。

ステップＳ１６では、プリンタエンジン制御部１４３は、ヒータ１３２Ａに印加する電圧を高くするように、インバータ制御部１６４に対して指示する。このような指示を受けたインバータ制御部１６４は、現在スイッチング部１６３に印加されている電圧よりも一段高い電圧となるように、そのような電圧を出力するための波形のＰＷＭ信号に対応するデューティ比を波形記憶部１６５から読み出して、その波形のＰＷＭ信号をＰＷＭ出力端子８０３、８０４から出力させる。

ステップＳ１７では、プリンタエンジン制御部１４３は、ヒータ１３２Ｂの温度を計測するためのサーミスタ１３１からの検出値に基づいて、ヒータ１３２Ｂの温度ｔＢが、目標として予め定められた温度ｔＢ＃よりも小さいか否かを判断する。温度ｔＢが閾値となる温度ｔＢ＃よりも小さい場合（Ｓ１７でＹｅｓ）には、処理はステップＳ１８に進み、温度ｔＢが閾値となる温度ｔＢ＃以上である場合（Ｓ１７でＮｏ）には、処理はステップＳ１１に戻る。

ステップＳ１８では、プリンタエンジン制御部１４３は、ヒータ１３２Ｂに印加する電圧を高くするように、インバータ制御部１６４に対して指示する。このような指示を受けたインバータ制御部１６４は、現在スイッチング部１６３に印加されている電圧よりも一段高い電圧となるように、そのような電圧を出力するための波形のＰＷＭ信号に対応するデューティ比を波形記憶部１６５から読み出して、その波形のＰＷＭ信号をＰＷＭ出力端子８０７、８０８から出力させる。

なお、インバータ制御部１６４は、現在出力している波形に対応する電圧が最高値である場合に、プリンタエンジン制御部１４３から電圧を上げるように指示されたときには、現在の波形を維持すればよい。同様に、インバータ制御部１６４は、現在出力している波形に対応する電圧が最低値である場合に、プリンタエンジン制御部１４３から電圧を下げるように指示されたときには、現在の波形を維持すればよい。

以上のように、画像形成装置１００の定着器１３０のヒータ１３２の電力制御に力率改善回路１６１とＤＣ−ＡＣインバータ１６２とを組み合わせた回路を用いることにより、常に高い力率を得ることが可能となる。また、ヒータ１３２の突入電流を抑えることができるため、高調波電流も低くすることができる。また、商用電源ＣＰの電圧変動が生じてもヒータ１３２への印加電圧変動を生じさせることがなくなった。さらに、商用電源ＣＰの電圧によって異なるヒータ１３２を用意する必要がなくなり、画像形成装置１００のユニバーサル化が可能となった。

実施の形態２．
（構成の説明）
図１に示されているように、実施の形態２に係る画像形成装置２００の構成は、実施の形態１に係る画像形成装置１００と同様である。

図２に示されているように、実施の形態２に係る画像形成装置２００は、低圧電源２６０において、実施の形態１に係る画像形成装置１００と異なっている。

図３に示されているように、実施の形態２における低圧電源２６０は、力率改善回路１６１と、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６とを備える。実施の形態２における低圧電源２６０は、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２において、実施の形態１における低圧電源１６０と異なっている。

実施の形態２におけるＤＣ−ＡＣインバータ２６２は、スイッチング部１６３と、インバータ制御部２６４と、波形記憶部２６５とを備える。実施の形態２におけるＤＣ−ＡＣインバータ２６２は、インバータ制御部２６４及び波形記憶部２６５において、実施の形態１におけるＤＣ−ＡＣインバータ１６２と異なっている。

インバータ制御部２６４は、プリンタエンジン制御部１４３からの信号に応じて、ＰＷＭ信号をスイッチング部１６３に出力することで、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２から出力される電圧を制御する。なお、実施の形態２におけるインバータ制御部２６４は、出力するＰＷＭ信号の波形において、実施の形態１におけるインバータ制御部１６４と異なっている。
なお、実施の形態２におけるインバータ制御部２６４も、図８に示されているようなロジック回路８０１により構成される。

波形記憶部２６５は、インバータ制御部２６４から出力するＰＷＭ信号の波形を特定するデューティ比を示す波形情報を記憶する。

（動作の説明）
以下に実施の形態２における動作を説明する。実施の形態１と同様な部分については説明を省略する。
図１６は、実施の形態２におけるＤＣ−ＡＣインバータ２６２からの出力波形を示す模式図である。
実施の形態１では、ＡＣ出力電圧の振幅を可変してＡＣ出力電圧の実効値を制御したが、実施の形態２では、振幅のピークは一定とし、正弦波の出力幅を可変することにより実効値を可変している。言い換えると、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２からの出力周波数は５０Ｈｚのままとし、正弦波の半サイクルの周期内において、正弦波の波形を、５０Ｈｚよりも高い周波数のものにすることで、実効値を下げている。このような制御は、波形記憶部２６５に記憶されている波形情報で示されるデューティ比に基づいて、インバータ制御部２６４から出力するＰＷＭ信号を変更することにより行うことができる。

図１７は、インバータ制御部２６４から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比の一例を示すテーブルである。図１８（Ａ）〜（Ｆ）は、インバータ制御部２６４から出力するＰＷＭ信号のタイミングチャートを示す模式図である。図１７及び図１８は、実施の形態１と同様に、ＰＷＭ信号の周波数が１．８ｋＨｚとなるようにしているが、その周波数は、２０ｋＨｚ等他の周波数であってもよい。

図１８（Ｃ）及び（Ｄ）に示されている、ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号の対が、出力実効値ＡＣ６７ＶのときのＰＷＭ信号である。図１８（Ｅ）及び（Ｆ）に示されている、ＰＷＭ＿Ｅ信号及びＰＷＭ_Ｆ信号の対が、出力実効値ＡＣ３３ＶのときのＰＷＭ信号である。実施の形態２においても、テーブル又は演算を用いることによりＡＣ実効値をＡＣ０Ｖ〜１００Ｖに可変することができる。また、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号の対と、ＰＷＭ＿Ｅ信号及びＰＷＭ＿Ｆ信号の対とで立ち上がりのタイミングを半周期ずらしている。

また、実施の形態２においても、ヒータ１３２の通電初期時は、突入電流が大きくなるので、立ち上げ時のみ実施の形態１と同様に、振幅可変制御を行ってもよい。上記したデューティ比に予め定められた値を乗算することで、振幅を容易に変更することができる。また、ヒータ１３２の通電を開始してから予め定められた時間が経過するまでは、実施の形態１に記載された振幅制御を行い、その後、実施の形態２に記載された波形制御を行う等、実施の形態１の制御と実施の形態２の制御とを組み合わせてもよい。

実施の形態２においては、正弦波電圧の幅を可変して制御しているが、正弦波電圧の幅を一定にして、ＩＧＢＴ７２８及びＩＧＢＴ７３２の対に印加する矩形波の周期を可変することにより印加する実効値を可変することも可能である。そのような制御を行うと、従来の波数制御と同様な効果を得ることが可能となると同時に、力率改善回路１６１を介しているため、フリッカ等の影響は皆無となる。

以上のように、実施の形態２においては、ＤＣ−ＡＣインバータ２６２から出力される正弦波の幅、言い換えると、正弦波として出力される時間を制御とすることによりヒータ１３２への印加電圧のピークが一定となり、従来の波数制御のようにヒータ１３２へ電圧を印加することができる。

実施の形態３．
（構成の説明）
図１に示されているように、実施の形態３に係る画像形成装置３００の構成は、実施の形態１に係る画像形成装置１００とほぼ同様であるが、定着器３３０において、実施の形態１に係る画像形成装置１００と異なっている。

図２に示されているように、実施の形態３に係る画像形成装置３００は、低圧電源３６０、定着器３３０及びプリンタエンジン制御部３４３において、実施の形態１に係る画像形成装置１００と異なっている。

図１９は、実施の形態３における低圧電源３６０の構成を概略的に示すブロック図である。
定着器３３０は、４本のヒータ３３２Ａ、３３２Ｂ、３３２Ｃ、３３２Ｄ（以下、各々を区別する必要がない場合には、ヒータ３３２という）を備える。本実施の形態でも、ヒータ３３２として、ハロゲンヒータが使用される。
低圧電源３６０は、外部から商用電源ＣＰＡ、ＣＰＢにより２系統のＡＣ１００Ｖ又はＡＣ２００Ｖを入力される。ＡＣ１００Ｖの場合は、１５００Ｗが通常コンセントの上限であるため、本実施の形態では、２系統入力されている。なお、ＡＣ２００Ｖを使用する場合には、１つの商用電源から２系統の入力を受けてもよい。
低圧電源３６０は、力率改善回路１６１Ａ、１６１Ｂ（特に各々を区別しない場合には、力率改善回路１６１という）と、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６とを備える。
力率改善回路１６１は、商用の交流電圧から直流電圧を変換して出力する。力率改善回路１６１は、２つ設けられているが、構成は、実施の形態１と同様である。
ＤＣ−ＡＣインバータ３６２は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータである。ＤＣ−ＡＣインバータ３６２は、スイッチング部３６３と、インバータ制御部３６４と、波形記憶部３６５と、スイッチ３６７Ａ、３６７Ｂ、３６７Ｃ、３６７Ｄ（以下、各々を特に区別する必要がない場合には、スイッチ３６７という）とを備える。本実施の形態におけるＤＣ−ＡＣインバータ３６２は、ヒータ３３２のウェイクアップ時に、周波数は同じであるが、波形の異なる交流電圧を出力することで、徐々に高い実効値の電圧が出力されるようにする。また、ヒータ３３２の温度を管理する際には、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２は、スイッチ３６７をオン又はオフすることにより、ヒータ３３２に印加される交流電圧を制御する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６は、直流電圧を降圧して異なる直流電圧を生成する。
ここで、低圧電源３６０、プリンタエンジン制御部３４３及びヒータ３３２によりヒータ制御装置が構成される。

図２０は、定着器３３０内のヒータ３３２を説明する模式図である。
ヒータ３３２Ａには、Ａ４縦送りの用紙幅に対応した発熱長Ｌ３１のフィラメント３３３Ａが実装されている。ヒータ３３２Ａは、５００Ｗである。
ヒータ３３２Ｂには、Ａ３縦送りの用紙幅に対応した発熱長Ｌ３２のフィラメント３３３Ｂが実装されている。ヒータ３３２Ｂは、７００Ｗである。
ヒータ３３２Ｃには、Ａ２縦送りの用紙幅に対応した発熱長Ｌ３３のフィラメント３３３Ｃが実装されている。ヒータ３３２Ｃは、１０００Ｗである。
ヒータ３３２Ｄには、Ａ１縦送りの用紙幅に対応した発熱長Ｌ３４のフィラメント３３３Ｄが実装されている。ヒータ３３２Ｄは、１４００Ｗである。

図２１は、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２のスイッチング部３６３及びスイッチ３６７の回路図である。
ＤＣ−ＡＣインバータ３６２は、後述するインバータ制御部３６４から出力されるＰＷＭ信号によってスイッチングタイミングを制御される。
符号９０１は、ＤＣ２４Ｖ電源入力部を示す。符号９０２は、抵抗を示す。符号９０３は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号９０４は、ＤＣ２４Ｖ電源入力部を示す。符号９０５は抵抗を示す。符号９０６は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号９０７、符号９０８、符号９０９、及び符号９１０は、ＴＬＰ２５１等のフォトカプラを示す。符号９１３、及び符号９１４は、抵抗を示す。符号９１５は、ＩＧＢＴを示す。符号９１６は、ダイオードを示す。符号９１７、及び符号９１８は、抵抗を示す。符号９１９は、ＩＧＢＴを示す。符号９２０は、ダイオードを示す。符号９２１は、ＤＣ２４Ｖ入力部を示す。符号９２２は、抵抗を示す。符号９２３は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号９２４は、抵抗を示す。符号９２５は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号９２６、及び符号９２７は、抵抗を示す。符号９２８は、ＩＧＢＴを示す。符号９２９は、ダイオードを示す。符号９３０、及び符号９３１は、抵抗を示す。符号９３２は、ＩＧＢＴを示す。符号９３３は、ダイオードを示す。符号９３４は、ＤＣ３９０Ｖ入力部を示す。符号９４８は、インダクタを示す。符号９４９は、コンデンサを示す。符号９００は、インバータ出力部を示す。
インバータ出力部９００に、スイッチ３６７を介してヒータ３３２が並列に接続されている。スイッチ３６７は、ヒータ３３２に印加される交流電圧をオン又はオフする交流スイッチである。

符号９５０は、トライアックを示す。符号９５１、符号９５２、及び符号９５３は、抵抗を示す。符号９５４は、フォトトライアックを示す。符号９５６は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号９６０は、トライアックを示す。符号９６１、符号９６２、及び符号９６３は、抵抗を示す。符号９６４は、フォトトライアックを示す。符号９６６は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号９７０は、トライアックを示す。符号９７１、符号９７２、及び符号９７３は、抵抗を示す。符号９７４は、フォトトライアックを示す。符号９７６は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。符号９８０は、トライアックを示す。符号９８１、符号９８２、及び符号９８３は、抵抗を示す。符号９８４は、フォトトライアックを示す。符号９８６は、ＮチャンネルＦＥＴを示す。

図２２は、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２のインバータ制御部３６４の回路図である。
インバータ制御部３６４は、ゲートアレイ等のロジック回路８３１により構成される。
符号８３２は、プリンタエンジン制御部３４３との通信インターフェースを示す。
符号８３３、符号８３４、符号８３５、符号８３６、符号８３７、符号８３８、符号８３９及び符号８４０は、ＰＷＭ出力端子を示す。

（動作の説明）
図１９に示されているように、低圧電源３６０は、商用電源ＣＰＡ、ＣＰＢから電力の供給を受け、力率改善回路１６１により半波整流された交流電圧をスイッチングして昇圧する。昇圧された電圧は、ＤＣ３９０Ｖの出力で次段のＤＣ−ＡＣインバータ３６２に供給される。本実施の形態では公知であるので詳述しないが、力率改善回路１６１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６６とは、ＤＣ３９０Ｖの直流電圧をスイッチングし、１次−２次間が絶縁されたトランスを用いて降圧されたＤＣ２４ＶとＤＣ５Ｖを出力する。出力されたＤＣ電圧は、プリンタエンジン制御部３４３等のロジック系には５Ｖが供給され、ホッピングモータ１５１等の駆動系には２４Ｖが供給される。さらに５ＶのＤＣ電圧は、必要に応じて、夫々の基板にて必要な３．３Ｖ等の電圧に変換される。ＤＣ２４Ｖ及びＤＣ５Ｖは、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２及び力率改善回路１６１にも供給される。

ＤＣ−ＡＣインバータ３６２は、１系統の出力を有し、交流電圧をスイッチ３６７によりヒータ３３２に出力する。ＤＣ−ＡＣインバータ３６２は、力率改善回路１６１から出力されるＤＣ３９０Ｖをスイッチングし、その出力をＬＣフィルタにより平滑することにより、出力実効値を可変した交流電圧を出力する。その交流電圧は、ＡＣスイッチ手段であるトライアックにより構成されたスイッチ３６７で夫々オンオフすることによりヒータ３３２へ供給される。交流電圧の実効値及びインバータ出力のオンオフは、プリンタエンジン制御部３４３からの信号に応じて制御される。プリンタエンジン制御部３４３は、サーミスタ３３１により検出される温度及び画像形成装置３００の動作状態に応じてヒータ３３２へ印加するインバータ出力を可変する。また、プリンタエンジン制御部３４３は、画像形成装置３００の印字用紙幅に応じて点灯するヒータ３３２を選択する。

図２０は、ヒータ３３２の模式図である。
画像形成装置３００の最大対応用紙サイズであるＡ１の用紙が搬送される場合には、発熱長Ｌ３４がＡ１用紙幅に対応したヒータ３３２Ｄに交流電圧が印加されて、ヒータ３３２Ｄが加熱される。
また、Ａ２サイズの用紙が縦送りで搬送される場合には、Ａ２用紙幅に対応したヒータ３３２Ｃに交流電圧が印加されて、ヒータ３３２Ｃが加熱される。
また、Ａ３サイズの用紙が縦送りで搬送される場合には、Ａ３用紙幅に対応したヒータ３３２Ｂに交流電圧が印加されて、ヒータ３３２Ｂが加熱される。
また、Ａ４サイズの用紙が縦送りで搬送される場合には、Ａ４用紙幅に対応したヒータ３３２Ａに交流電圧が印加されて、ヒータ３３２Ａが加熱される。
各ヒータ３３２は、選択的に１本又は２本が点灯され、例えば、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２の出力上限が１４００Ｗであっても、その上限範囲内に収まるように制御される。

図２１は、本実施の形態におけるＤＣ−ＡＣインバータ３６２のスイッチング部３６３の回路図である。
スイッチング部３６３は、インバータ制御部３６４から信号を入力され各ＩＧＢＴ９１５、９１９、９２８、９３２をスイッチングすることにより、ＤＣ３９０Ｖをスイッチングして交流の出力を得る。
ＩＧＢＴ９１５、９１９、９２８、９３２は、Ｓｉ ＦＥＴ、ＳｉＣ ＦＥＴ、ＧａＮ等のデバイスも使用可能である。
スイッチングにおいてはＩＧＢＴ９１５及びＩＧＢＴ９１９、並びに、ＩＧＢＴ９２８及びＩＧＢＴ９３２のハイサイドとローサイドの対で両方同時オンによる貫通電流が流れないように、各上下対では略反転した信号が入力される。さらに、純粋な反転信号である場合に、オフ時間の遅延により同時オンとなってしまうことを防止するため、上下対両方オフする時間としてのデッドタイムを１μｓｅｃ設けた。このデッドタイムは、本実施の形態では、１μｓｅｃとしたが、使用デバイス及びスイッチング周波数によって適宜設定される時間であり、この時間に限られるものではない。

ＩＧＢＴ９２８及びＩＧＢＴ９３２の上下対は、ＩＧＢＴ９１５及びＩＧＢＴ９１９の上下対との組み合わせでインバータ出力を得る。出力オフ時には、各上下対に対してＩＧＢＴ９２８及びＩＧＢＴ９３２の上下対と同じ信号が入力される。ＩＧＢＴ９２８及びＩＧＢＴ９３２の対は、本実施の形態では５０Ｈｚで＋３９０Ｖと０Ｖとを、ＩＧＢＴ９２８のエミッタとＩＧＢＴ９３２のコレクタとの接続点にスイッチする。５０Ｈｚは、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２の出力周波数である。本実施の形態では、５０Ｈｚとしたが、任意の周波数を設定することができる。残りのＩＧＢＴ９１５及びＩＧＢＴ９１９は、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２の出力に応じてスイッチングを行う。そして、ＩＧＢＴ９１５及びＩＧＢＴ９１９の対は、ＩＧＢＴ９２８及びＩＧＢＴ９３２の対との組にてインバータ出力を生成し、負荷であるヒータ３３２へトライアック９５０、９６０、９７０、９８０を導通させることにより電流を流す。ＩＧＢＴ９１５及びＩＧＢＴ９１９の上下対は、排他的タイミングでオンされる。スイッチングされた電圧は、インダクタ９４８とコンデンサ９４９で構成されるＬＣフィルタにより、スイッチング周波数成分の高周波成分を除去され、５０Ｈｚの正弦波として、トライアック９５０、９６０、９７０、９８０を介して、ヒータ３３２へ供給される。

フォトカプラ９０７、９０８、９０９、９１０は、東芝製のＴＬＰ２５１に代表されるようなフォトカプラにより絶縁されたゲートドライバＩＣである。フォトカプラ９０７、９０８、９０９、９１０は、２４Ｖ電源入力部９０１、９０４、９２１により電力を供給される。２４Ｖ電源入力部９０１、９０４、９２１は、図６に示されているものを３つ並置する。２４Ｖ電源入力部９０４に関しては、図５に示されている２４Ｖ電源入力部５１２と共通化可能である。残り２つの２４Ｖ電源入力部９０１、９２１は、ハイサイドドライブ回路の絶縁電源であるので夫々絶縁が必要である。ゲートドライブ回路の絶縁電源は各種あり、本実施の形態の方式に限るものではない。フォトカプラ９０７、９０８、９０９、９１０では、１次側をインバータ制御部１６４から出力されるＰＷＭ信号により、ＮチャンネルＦＥＴ９０３、９０６、９２３、９２５がスイッチングされ、フォトカプラ９０７、９０８、９０９、９１０の１次側発光ダイオードに電流が流れ、２次側のゲートドライブ回路が駆動される。

図２２は、ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部３６４のブロック図である。
インバータ制御部３６４は、ＡＳＩＣにより実現することができる。
プリンタエンジン制御部３４３から送信される信号に従って、ＰＷＭ出力端子８３３は、ＰＷＭ＿Ａ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８３４は、ＰＷＭ＿Ｂ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８３５は、ＰＷＭ＿Ｃ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８３６は、ＰＷＭ＿Ｄ信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８３７は、Ｇ＿Ａ４信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８３８は、Ｇ＿Ａ３信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８３９は、Ｇ＿Ａ２信号を出力し、ＰＷＭ出力端子８４０は、Ｇ＿Ａ１信号を出力する。プリンタエンジン制御部３４３からは、例えば、各ヒータ３３２に電圧の印加を開始することを示す信号、各ヒータ３３２に印加する電圧を上げることを示す信号、又は、各ヒータ３３２に印加する電圧を下げることを示す信号が出力される。波形記憶部３６５には、各ヒータに印加する最低出力の電圧から、最高出力の電圧に至るまでの予め定められた数の電圧の各々に対応するＰＷＭ＿Ａ信号、ＰＷＭ＿Ｂ信号、ＰＷＭ＿Ｅ信号又はＰＷＭ＿Ｆ信号のデューティ比を示す波形情報が記憶されている。インバータ制御部３６４は、プリンタエンジン制御部３４３から送信される信号に従って、波形記憶部３６５に記憶されている波形情報に従って、ＰＷＭ＿Ａ信号、ＰＷＭ＿Ｂ信号、ＰＷＭ＿Ｅ信号又はＰＷＭ＿Ｆ信号の波形を特定して、対応するＰＷＭ出力端子から出力する。本実施の形態では、インバータ側にＡＳＩＣを設けたがプリンタエンジン制御部３４３の大規模集積回路から直接ＰＷＭ信号が出力される等の構成であってもよい。
Ｇ＿Ａ１信号、Ｇ＿Ａ２信号、Ｇ＿Ａ３信号及びＧ＿Ａ４信号は、スイッチ３６７に設けられているトライアック９５０、９６０、９７０、９８０をオンするためのゲートパルスを出力する際に、フォトトライアック９５４、９６４、９７４、９８４へ出力する信号である。プリンタエンジン制御部３４３から、各ヒータ３３２に印加する電圧を上げることを示す信号又は各ヒータ３３２に印加する電圧を下げすることを示す信号が出力されると、インバータ制御部３６４は、Ｇ＿Ａ１信号、Ｇ＿Ａ２信号、Ｇ＿Ａ３信号又はＧ＿Ａ４信号を出力するタイミングを変更することで、各ヒータ３３２に印加される電圧を上げ下げする。言い換えると、プリンタエンジン制御部３４３から送信される信号に従って、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２からの出力の周期に同期したゲートパルスが出力される。

図２３（Ａ）〜（Ｄ）は、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２から出力される電圧の波形を示す模式図である。
図２３（Ｄ）は、交流出力実効値ＡＣ１００Ｖの波形を示し、ピークは１４１Ｖである。図２３（Ｃ）は、交流出力実効値ＡＣ７０Ｖの波形を示し、図２３（Ｂ）は、交流出力実効値ＡＣ５０Ｖの波形を示し、図２３（Ｄ）は、交流出力実効値ＡＣ２５Ｖの波形を示す。
インバータ制御部３６４は、スイッチング部３６３を制御することで、ＡＣ出力の周波数を一定とし、その振幅を可変してヒータ３３２の発熱を制御する。ここで、ハロゲンヒータにより構成されるヒータ３３２は、冷えた状態で通電を開始すると抵抗値が低く突入電流が大きくなるので、インバータ制御部３６４は、ヒータ３３２をウェイクアップする場合に、ＡＣ電圧が低い所から徐々に電圧を上げる制御を行う。ここで、インバータ制御部３６４は、プリンタエンジン制御部３４３から各ヒータ３３２への電圧の印加を開始する指示の入力を受けた場合に、ヒータ３３２をウェイクアップする。そして、インバータ制御部３６４は、例えば、図２３（Ａ）に示されている波形から、徐々に図２３（Ｄ）に示されている波形になるように、スイッチング部３６３を制御する。このような制御は従来の位相角制御と同様な考えであり、従来の位相角制御で１８０度全てオンにする制御が、本実施の形態でのインバータ出力ＡＣ１００Ｖに相当し、位相角１２６度でオンにする制御がＡＣ７０Ｖに相当し、位相角９０度でオンにする制御がＡＣ５０Ｖに相当し、位相角４５度でオンにする制御がＡＣ２５Ｖに相当する。実際の回路動作では完全に等価にはならないが、適宜実験、計算等により補正して運用することは容易である。ヒータ制御については公知であるのでここでは正弦波電圧を可変する方法について記述する。
インバータ制御部３６４は、プリンタエンジン制御部３４３から各ヒータ３３２への電圧を上げることを示す信号又はそれを下げることを示す信号を受けた場合には、Ｇ＿Ａ１信号、Ｇ＿Ａ２信号、Ｇ＿Ａ３信号又はＧ＿Ａ４信号を出力するタイミングを変更することで、各ヒータ３３２に印加する電圧を変える。

図２４（Ａ）〜（Ｅ）は、インバータ制御部３６４から出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを表す模式図である。
図２４（Ａ）〜（Ｅ）は、正弦波のインバータ出力を得る為のＰＷＭ波形を示している。
図２４（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、出力周波数を決定するＰＷＭ＿Ｄ信号及びおよびＰＷＭ＿Ｃ信号は５０Ｈｚの矩形波となる。
図２４（Ｃ）及び（Ｄ）に示すように、出力の振幅を決定するＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号は、５０Ｈｚよりも大きな周波数となる。図２４では、簡略的に示す為に、ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号は、１．８ｋＨｚ（周期５５５．６μｓｅｃ）で示されている。実際には、ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号は、可聴域を超える２０ｋＨｚ以上が適している。しかしながら、周波数が高くなる程、損失が増えるので、ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号の周波数は、選択デバイス及び出力に応じて最適値が決定される。本実施の形態では、図２４においては、１．８ｋＨｚで説明するが、２０ｋＨｚの場合についても補助的に説明する。本実施の形態においては、スイッチング部３６３にＩＧＢＴ９１５、９１９、９２８、９３２が用いられているため、２０ｋＨｚとしたが、ＧａＮ ＦＥＴ等が用いられている場合には、もっと高い周波数が選択可能である。

ＩＧＢＴ９１５及びＩＧＢＴ９１９のハイサイド及びローサイドの対に出力する矩形波には、図２４（Ｅ）に示されているように、１μｓｅｃのデッドタイムが設けられている。デッドタイムは、スイッチング周波数によらず一定としている。ＰＷＭ信号のデューティ比は、図２５の表に示すように正弦波１周期を３６の区間に分割し、ＳＩＮ関数により決定される。図２４及び図２５では、１．８ｋＨｚで示しているが、２０ｋＨｚとした場合に、半周期は１０ｍｓｅｃ、２００サイクルとなるので、上述した（１）式により求められた値をテーブルとして保持しておき、デューティ比が決定されればよい。
（１）式で求められるＳＩＮ値は、ピークで３９０Ｖとなる正弦波生成時のデューティ比であるので、これに必要な電圧となるように係数を乗算する。例えば、ＡＣ１００Ｖを出力する場合なら０．３６２（＝１４１÷３９０）を乗じる。これが、図１１の表のＤｕｔｙの列に示されている値である。このＤｕｔｙの列に示されている値は、テーブルとして保持されていてもよく、また、適宜演算により求められてもよい。
２０ｋＨｚでは上記式となるが、模式図ではピークでＳＩＮ値が０．３６２となるように、上記の（２）式を用いて求めた。
ヒータ３３２に印加される正弦波は、歪率が出力に与える影響を無視してもよいので、適宜実装に応じてテーブル値の有効桁数、演算のｂｉｔ数等を削減しても問題ない。

図２６の表及び図２７の模式図は、ＡＣ５０Ｖ（ＤＣピーク７０．５Ｖ）、ＡＣ２５Ｖ（ＤＣピーク３５．２５Ｖ）の場合のデューティ比とタイミングを示す図である。ＰＷＭ＿Ａ信号及びＰＷＭ＿Ｂ信号がＡＣ５０Ｖの出力波形、ＰＷＭ＿Ｅ信号及びＰＷＭ＿Ｆ信号がＡＣ２５Ｖの出力波形となる。

図２８（Ａ）〜（Ｃ）は、トライアック９８０に入力されるゲートパルスとＤＣ−ＡＣインバータ３６２のＰＷＭ信号の波形のタイミングを示した模式図である。
トライアック９８０には、インバータ出力正弦波の半周期毎に、オンする場合は、ゲートパルスが入力される。
また、インバータ出力周期と同期しているＰＷＭ＿Ｄ信号又はＰＷＭ＿Ｃ信号のエッジで、ゲートパルスが出力されるように、スイッチ３６７Ｄは制御される。これにより、インバータ出力正弦波のゼロクロス点からヒータ３３２へ導通するように、スイッチ３６７Ｄは制御される。従って、ヒータ３３２Ｄへの突入電流が抑えられ、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２を構成するＩＧＢＴ９１５、９１９、９２８、９３２に流れるピーク電流が抑制される。以上に説明したように、インバータ出力正弦波の振幅を徐々に上げる制御と組み合わせればハロゲンヒータの初期通電時の突入電流はほぼ抑制される。

図２９（Ａ）〜（Ｉ）は、各トライアック９５０、９６０、９７０、９８０のゲートパルスのタイミング及びヒータ３３２に印加される電圧の波形を示す模式図である。
１４００Ｗのヒータ３３２Ｄへ通電するときには、他のトライアック９５０、９６０、９７０はオフされ、排他的に導通される。これによりインバータ負荷は最大１４００Ｗに制限される。また、１０００Ｗのヒータ３３２Ｃのオン信号であるＧ＿Ａ２信号も排他的にオンされる。さらに、７００Ｗのヒータ３３２Ｂと５００Ｗのヒータ３３２Ａとは、図２９（Ｆ）〜（Ｉ）に示されているように、Ｇ＿Ａ３信号とＧ＿Ａ４信号で同時にオンすることも可能である。このタイミングは説明のためのものであり、画像形成装置３００の印宇状態に応じてプリンタエンジン制御部３４３によりトライアック９５０、９６０、９７０、９８０が選択的にオンされる。

画像形成装置３００は、本実施の形態のように、発熱長が異なるヒータ３３２を実装した場合に、用紙サイズによって選択点灯することとなる。ヒータ３３２への印加電力は、商用電源ＣＰＡ、ＣＰＢをＤＣ−ＡＣインバータ３６２により変換され、ヒータ３３２の点灯パターンによらず力率が１に近い状態に消費電流が平均化される。よって、ヒータ３３２へ印加する電圧が間欠的であってもフリッカ等を生じさせることがない。さらに、インバータ出力１チャンネルに対してトライアック９５０、９６０、９７０、９８０を用いて複数のヒータ３３２への導通を制御することにより、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２を複数設ける必要がない。また、トライアック９５０、９６０、９７０、９８０の導通をＤＣ−ＡＣインバータ３６２からの出力のゼロクロス点にて行うことにより、インバータ負荷の急激な変動を抑えることができる。

図３０は、本実施の形態におけるプリンタエンジン制御部３４３によるＤＣ−ＡＣインバータ３６２の制御を示すフローチャートである。
図３０に示されているフローは、ヒータ３３２Ｄの温度を制御する場合を例に示すが、他のヒータ３３２Ａ、３３２Ｂ、３３２Ｃであっても同様である。
なお、図３０に示すフローは、画像形成装置３００の電源がＯＮされた際に開始される。

画像形成装置３００の電源がＯＮにされると、プリンタエンジン制御部３４３は、インバータ制御部３６４に対して、ヒータ３３２への電圧の印加を開始するように指示する（Ｓ２０）。このような指示を受けたインバータ制御部３６４は、波形記憶部３６５に記憶されている波形情報を参照して、最も振幅の小さい正弦波から順に、徐々に振幅の大きい正弦波となるように、ＰＷＭ信号をＰＷＭ出力端子８３３、８３４から出力させる。なお、インバータ制御部３６４は、ＰＷＭ出力端子８３５、８３６からは、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２から出力する交流電圧の周波数に対応する矩形波のＰＷＭ信号を出力させる。

次に、プリンタエンジン制御部３４３は、ヒータ３３２Ｄの温度を計測するためのサーミスタ３３１からの検出値に基づいて、ヒータ３３２Ｄの温度ｔ１が、目標として予め定められた温度ｔ１＃よりも大きいか否かを判断する（Ｓ２１）。温度ｔ１が閾値となる温度ｔ１＃よりも大きい場合（Ｓ２１でＹｅｓ）には、処理はステップＳ２２に進み、温度ｔ１が閾値となる温度ｔ１＃以下である場合（Ｓ２１でＮｏ）には、処理はステップＳ２３に進む。

ステップＳ２２では、プリンタエンジン制御部３４３は、ヒータ３３２Ｄに印加する電圧を低くするように、インバータ制御部３６４に対して指示する。このような指示を受けたインバータ制御部３６４は、単位時間あたりにスイッチ３６７Ｄをオンにする回数を減らすことで、ヒータ３３２Ｄに印加する電圧を下げる。

ステップＳ２３では、プリンタエンジン制御部３４３は、ヒータ３３２Ｄの温度を計測するためのサーミスタ３３１からの検出値に基づいて、ヒータ３３２Ｂの温度ｔ１が、目標として予め定められた温度ｔ１＃よりも低いか否かを判断する。温度ｔ１が閾値となる温度ｔ１＃よりも低い場合（Ｓ２３でＹｅｓ）には、処理はステップＳ２４に進み、温度ｔ１が閾値となる温度ｔ１＃以上である場合（Ｓ２３でＮｏ）には、処理はステップＳ２１に戻る。

ステップＳ２４では、プリンタエンジン制御部３４３は、ヒータ３３２Ｄに印加する電圧を高くするように、インバータ制御部３６４に対して指示する。このような指示を受けたインバータ制御部３６４は、単位時間あたりにスイッチ３６７Ｄをオンにする回数を増やすことで、ヒータ３３２Ｄに印加する電圧を上げる。

以上のように、本実施の形態に係る画像形成装置３００は、商用電源ＣＰＡ、ＣＰＢの入力電圧によらずＤＣ−ＡＣインバータ３６２によりヒータ３３２への電力を制御するとともに、ＤＣ−ＡＣインバータ３６２からの出力をトライアック９５０、９６０、９７０、９８０によりゼロクロス点にてオンしている。これにより、伝導ノイズレベルが低くなり、力率改善回路１６１によりフリッカも生じないという効果を得ることができる。

実施の形態４．
（構成の説明）
図１に示されているように、実施の形態４に係る画像形成装置４００の構成は、実施の形態３に係る画像形成装置３００と同様である。

図２に示されているように、実施の形態４に係る画像形成装置４００は、低圧電源４６０において、実施の形態３に係る画像形成装置３００と異なっている。

図１９に示されているように、実施の形態４における低圧電源４６０は、力率改善回路１６１と、ＤＣ−ＡＣインバータ４６２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６６とを備える。実施の形態４における低圧電源４６０は、ＤＣ−ＡＣインバータ４６２において、実施の形態３における低圧電源３６０と異なっている。

実施の形態４におけるＤＣ−ＡＣインバータ４６２は、スイッチング部３６３と、インバータ制御部４６４と、波形記憶部４６５と、スイッチ３６７とを備える。実施の形態４におけるＤＣ−ＡＣインバータ４６２は、インバータ制御部２６４及び波形記憶部２６５において、実施の形態３におけるＤＣ−ＡＣインバータ３６２と異なっている。

インバータ制御部４６４は、プリンタエンジン制御部３４３からの信号に応じて、ＰＷＭ信号をスイッチング部３６３に出力することで、ＤＣ−ＡＣインバータ４６２から出力される電圧を制御する。なお、実施の形態４におけるインバータ制御部４６４は、出力するＰＷＭ信号の波形において、実施の形態３におけるインバータ制御部３６４と異なっている。
なお、実施の形態４におけるインバータ制御部４６４も、図２２に示されているようなロジック回路８３１により構成される。

波形記憶部４６５は、インバータ制御部４６４から出力するＰＷＭ信号の波形を特定する波形情報を記憶する。

（動作の説明）
以下に実施の形態４における動作を説明する。実施の形態３と同様な部分については説明を省略する。
図３１は、実施の形態４におけるＤＣ−ＡＣインバータ４６２からの出力波形を示す模式図である。
実施の形態３では、ＡＣ出力電圧の振幅を可変してＡＣ出力電圧の実効値を制御したが、実施の形態４では、振幅のピークは一定とし、正弦波の出力幅を可変することにより実効値を可変している。言い換えると、ＤＣ−ＡＣインバータ４６２からの出力周波数は５０Ｈｚのままとし、正弦波の半サイクルの周期内において、正弦波の波形を、５０Ｈｚよりも高い周波数のものにすることで、実効値を下げている。このような制御は、波形記憶部４６５に記憶されている波形情報で示されるデューティ比に基づいて、インバータ制御部４６４から出力するＰＷＭ信号を変更することにより行うことができる。

図３２は、インバータ制御部４６４から出力するＰＷＭ信号のデューティ比の一例を示すテーブルである。図３３（Ａ）〜（Ｆ）は、インバータ制御部２６４から出力するＰＷＭ信号のタイミングチャートを示す模式図である。図３２及び図３３は、実施の形態１と同様に、ＰＷＭ信号の周波数が１．８ｋＨｚとなるようにしているが、その周波数は、２０ｋＨｚであってもよい。図３３は、出力実効値ＡＣ７０Ｖ及びＡＣ３０Ｖ双方の場合を示す。実施の形態４でも、テーブル又は演算を用いることによりＡＣ実効値をＡＣ０Ｖ〜１００Ｖに可変制御可能である。

実施の形態３と同様に、ヒータ３３２への通電初期時は、突入電流が大きくなるので、例えば、図３１（Ｃ）に示されているような電圧から図３１（Ａ）に示されているような電圧へと徐々に電圧が高くなるように、インバータ制御部３６４は制御を行う。
また、立ち上げ時のみ、実施の形態３に示されている振幅可変制御もさらに行うことも可能である。このような制御は、上述したテーブルで示されているデューティ比に予め定められた値を乗算して制御すれば容易に実現可能である。
さらに、実施の形態３に記載された制御と、実施の形態４に記載された制御を組み合わせることも可能である。

実施の形態４においては、正弦波電圧の幅を可変して制御しているが、正弦波電圧の幅を一定にして、ＩＧＢＴ９２８及びＩＧＢＴ９３２の対に印加する矩形波の周期を可変することにより印加実効値を可変することも可能である。そのような制御を行うと、従来の波数制御と同様な効果を得ることが可能となると同時に、力率改善回路１６１を介しているため、フリッカ等の影響は皆無となる。本実施の形態でも、実施の形態３と同様に、複数のトライアック９５０、９６０、９７０、９８０を選択的にオンすることにより各ヒータ３３２の温度を制御する。

以上のように、実施の形態４においては、ＤＣ−ＡＣインバータ４６２から出力される電圧のピーク電圧を等しくして、実効値を可変することによりヒータ３３２への印加電圧による特性変動を回避することができる。

従来の画像形成装置では、商用電源からの電圧を直接ヒータに印加しているため、電源電圧に応じたヒータが必要となり、装置の共通化の妨げとなっていた。さらに、商用電源の電圧変動の影響がヒータの出力に影響を与えており、近年の省エネ化に対応するため、定着ローラの熱容量を少なくした場合に、画像形成装置の印字品質に影響を及ぼすことがあった。
以上に記載した実施の形態では、商用電源からの電圧を力率改善回路１６１で直流に変換し、ＤＣ−ＡＣインバータ１６２、２６２、３６２、４６２で所望の交流に変換しているため、装置の共通化及び省エネ化を促進することができる。

以上に記載した実施の形態１〜４では、カラーの画像形成装置１００、２００、３００、４００を例に説明したが、モノクロの画像形成装置であってもよい。
また、実施の形態１〜４では、ハロゲンヒータで説明したが、セラミックヒータ等他のヒータであってもよい。

１００、２００、３００、４００ 画像形成装置、 １０１ トナーカートリッジ、 １０２ ＬＥＤヘッド、 １１０ 現像ユニット、 １０３ 転写ローラ、 １０４ 用紙カセット、 １０５ ホッピングローラ、 １０６ レジストローラ、 １０７ 用紙検出センサ、 １０８ 転写ベルト、 １２０ 駆動ローラ、 １２１ 従動ローラ、 １２２ 転写ベルトクリーニングブレード、 １２３ クリーナー容器、 １３０ 定着器、 １３２、３３２ ヒータ、 １２４ 用紙ガイド、 １２５ 排紙トレー、 １４０ ホストインタフェース部、 １４１ コマンド画像処理部、 １４２ ＬＥＤヘッドインターフェース部、 １４３ プリンタエンジン制御部、 １６０、２６０、３６０、４６０ 低圧電源、 １６１ 力率改善回路、 １６２ ＤＣ−ＡＣインバータ、 １６３ スイッチング部、 １６４、２６４、３６４、４６４ インバータ制御部、 １６５、２６５、３６５、４６５ 波形記憶部、 １６６ ＤＣ−ＤＣコンバータ。

Claims (12)

1. 商用電源からの第１の交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、
   前記力率改善回路で変換された直流電圧から、所望の交流電圧を生成して、第２の交流電圧として出力するインバータと、
   前記第２の交流電圧が印加される複数のヒータと、を備え、
   前記インバータは、
   前記所望の交流電圧のスイッチング周波数成分を減らすフィルタと、
   前記フィルタにより前記スイッチング周波数成分が減らされた前記所望の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力する、前記ヒータの数と同数の複数の出力部であって、前記複数の出力部の各々が前記複数のヒータの各々に接続される前記複数の出力部と、を備え、
   前記インバータは、周波数は同じであるが、半周期に含まれる波形が、出力する交流電圧の周波数とは異なる周波数の正弦波の波形となるようにすることで、前記複数の出力部の各々から異なる実効値の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力すること
   を特徴とするヒータ制御装置。
2. 前記インバータは、前記力率改善回路で変換された直流電圧をスイッチングするブリッジ回路を備えており、
   前記ブリッジ回路は、前記インバータから出力される交流電圧の周波数に応じてスイッチされる一対のスイッチング素子と、前記インバータから出力される交流電圧の実効値の大きさに応じてスイッチされる複数対のスイッチング素子と、を備えること
   を特徴とする請求項１に記載のヒータ制御装置。
3. 前記インバータは、前記複数対のスイッチング素子の各々の対に導通するタイミングが重ならないように、前記複数対のスイッチング素子の各々をスイッチングするタイミングをずらすこと
   を特徴とする請求項２に記載のヒータ制御装置。
4. 前記力率改善回路から出力される直流電圧は、前記複数対のスイッチング素子の各々の対をスイッチングするデューティ比のピーク値を加算した値が１を越えないように定められること
   を特徴とする請求項３に記載のヒータ制御装置。
5. 商用電源からの第１の交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、
   前記力率改善回路で変換された直流電圧から、所望の交流電圧を生成して、第２の交流電圧として出力するインバータと、
   前記第２の交流電圧が印加される複数のヒータと、を備え、
   前記インバータは、前記所望の交流電圧のスイッチング周波数成分を減らすフィルタと、
   前記複数のヒータが並列に接続され、前記フィルタにより前記スイッチング周波数成分が減らされた前記所望の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力する１つの出力部と、
   前記１つの出力部に並列に接続された前記複数のヒータへの交流電圧の供給をオン又はオフすることのできる複数のスイッチと、を備え、
   前記複数のスイッチの各々のオンタイミングは、前記インバータから出力される交流電圧のゼロクロス点と同期する信号に基づき、
   前記インバータは、前記複数のヒータのウェイクアップ時には、周波数は同じであるが、出力する交流電圧において、半周期に含まれる波形が、出力する交流電圧の周波数とは異なる周波数の正弦波の波形になるようにして、波形の異なる交流電圧を出力することで、徐々に高い電圧が出力されるようにすること
   を特徴とするヒータ制御装置。
6. 前記力率改善回路は、複数の商用電源に対応したものであること
   を特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載のヒータ制御装置。
7. 前記力率改善回路で変換された直流電圧の供給を受けて、所望の直流電圧を出力するコンバータをさらに備えること
   を特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載のヒータ制御装置。
8. 前記複数のスイッチの少なくとも一つを制御して、前記第２の交流電圧を前記複数のヒータの少なくとも一つへの出力を開始するオンタイミングは、前記インバータにより出力される前記第２の交流電圧の正弦波周期と同期するＰＷＭ信号に基づいて制御されること
   を特徴とする請求項５に記載のヒータ制御装置。
9. 前記フィルタは、ＬＣフィルタであり、
   前記ＬＣフィルタでは、前記インバータ側にインダクタが直列に配置され、前記ヒータ側にコンデンサが配置されていること
   を特徴とする請求項１から８の何れか一項に記載のヒータ制御装置。
10. 前記フィルタは、前記インバータのスイッチングで使用される１．８ＫＨｚ以上の高周波成分を減らすこと
    を特徴とする請求項１から９の何れか一項に記載のヒータ制御装置。
11. 前記力率改善回路は、前記直流電圧の出力と並列に接続する並列コンデンサを備え、
    前記インバータは、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子により上下対となるスイッチング素子を有するブリッジ回路、前記上側スイッチング素子と並列に接続する第１のダイオード、並びに、前記下側スイッチング素子と並列に接続する第２のダイオードを備え、
    前記上下対となるスイッチング素子は、前記並列コンデンサに接続され、
    前記インバータは、前記上下対となるスイッチング素子を用いて交番電圧を前記第２の交流電圧として前記出力部から出力すること
    を特徴とする請求項１から１０の何れか一項に記載のヒータ制御装置。
12. 媒体に現像剤像を形成する画像形成ユニットと、
    前記媒体に形成された現像剤像を定着させる定着器と、を備える画像形成装置であって、
    前記定着器は、
    商用電源からの第１の交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、
    前記力率改善回路で変換された直流電圧から、所望の交流電圧を生成して、第２の交流電圧として出力するインバータと、
    前記第２の交流電圧が印加されて加熱される複数のヒータと、を備え、
    前記インバータは、
    前記所望の交流電圧のスイッチング周波数成分を減らすフィルタと、
    前記フィルタにより前記スイッチング周波数成分が減らされた前記所望の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力する、前記ヒータの数と同数の複数の出力部であって、前記複数の出力部の各々が前記複数のヒータの各々に接続される前記複数の出力部と、を備え、
    前記インバータは、周波数は同じであるが、半周期に含まれる波形が、出力する交流電圧の周波数とは異なる周波数の正弦波の波形となるようにすることで、前記複数の出力部の各々から異なる実効値の交流電圧を、前記第２の交流電圧として出力すること
    を特徴とする画像形成装置。

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