JP6209372B2 - 回転電機及び回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

開示の実施形態は、回転電機及び回転電機の制御装置に関する。

特許文献１には、位置及び速度センサを用いずに交流電動機のトルク制御、速度制御、位置制御を行う交流電動機の制御装置が記載されている。

特開２０１０−１７２０８０号公報

上記従来技術の制御装置は、交流電動機に高周波電圧信号を付与し、その際のインダクタンスの変化を利用して電動機の回転角度を推定する。この場合、精度良く回転角度を推定するには電動機の突極比を大きく確保する必要があるが、電動機の負荷トルクが大きくなるとロータコアの磁気飽和が進むので、突極比が低下して推定精度が低下する可能性がある。一方で、高負荷時のロータコアの磁気飽和を回避するためにロータを大型化すると、電動機の体格の大型化を招く。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、体格を大型化することなく、高負荷時でも突極比を確保することが可能な回転電機及び回転電機の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、固定子と回転子を備え、位置及び速度センサを用いずにトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかにより動作する回転電機であって、円周方向に複数の磁極部を備えた回転子鉄心と、前記回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石と、固定子巻線が巻回される複数のティースを備えた固定子鉄心と、を有し、前記複数のティースは、円筒状のヨークより内周側に突出するように設けられた本体部と、前記本体部の内周側先端に設けられ、前記円周方向の幅が拡大された拡幅部と、を有し、前記ティースのうち少なくとも前記本体部の前記円周方向の幅が、前記固定子巻線の無通電状態になっているｄ軸方向の前記磁極部と半径方向に対向した際に前記本体部が前記永久磁石により実質的に磁気飽和し、かつ、前記固定子巻線の通電状態になっているｑ軸方向と半径方向に対向した際に前記本体部が実質的に磁気飽和しないように、設定され、前記回転子鉄心は、シャフトに固定され、前記複数の磁極部が外周側に配置される円筒部を備えており、前記永久磁石は、前記回転子鉄心の前記磁極部相互間において、前記円筒部の外周近傍より前記回転子鉄心の外周近傍まで半径方向に沿って配置されるよう前記回転子鉄心に埋め込まれて設けられ、前記固定子巻線は、前記ティースに集中巻きにより巻回され、前記拡幅部は、隣り合う前記ティース同士で相互に連結されており、前記回転電機のスロットコンビネーションは、前記磁極部の数が１０×ｎ、前記ティースの数が１２×ｎ（ｎ＝自然数）のスロットコンビネーションである回転電機が提供される。

本発明によれば、体格を大型化することなく、高負荷時でも突極比を確保することができる。

実施形態の回転電機の全体概略構成を表す軸方向断面図である。 本実施形態の回転電機の横断面図である。 センサレス制御を行う回転電機制御装置の構成を表す制御ブロック図である。 軸方向直交断面における固定子及び回転子それぞれの磁極配置について説明する図である。 軸方向直交断面における固定子及び回転子それぞれの磁束の発生分布を表す図である。 一般的な電磁鋼板のＢ−Ｈ曲線を表す図である。 無負荷状態にある実施形態と比較例の磁束分布を表す図である。 負荷電流５０％状態にある実施形態と比較例の磁束分布を表す図である。 負荷電流１００％状態にある実施形態と比較例の磁束分布を表す図である。 負荷電流１５０％状態にある実施形態と比較例の磁束分布を表す図である。 負荷電流２００％状態にある実施形態と比較例の磁束分布を表す図である。 実施形態において探査信号を重畳入力した場合の高周波インダクタンスの実測結果を表す図である。 比較例において探査信号を重畳入力した場合の高周波インダクタンスの実測結果を表す図である。 固定子鉄心が内繋ぎの分割コアで構成された変形例の横断面図である。

以下、一実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

＜回転電機の構成＞
まず、図１及び図２を用いて、本実施形態に係る回転電機１の構成について説明する。図１に示すように、回転電機１は、固定子２と、回転子３とを備え、回転子３を固定子２の内側に備えたインナーロータ型のモータである。また当該回転電機１は、エンコーダなどの機械的なセンサを用いずに、電気的な処理によってその磁極位置を検出、制御するいわゆるセンサレス制御用の３相交流モータである（センサレス制御については、後の図３で詳述する）。固定子２は、回転子３と径方向に対向するようにフレーム４の内周面に環状の積層鉄心リング３０を介して設けられている。この固定子２は、固定子鉄心５と、固定子鉄心５に装着されたボビン６と、ボビン６に巻回されたコイル線７（固定子巻線に相当）とを有している。ボビン６は、固定子鉄心５とコイル線７とを電気的に絶縁するために、絶縁性材料で構成されている。ボビン６の軸方向一方側（図１中左側）には基板８が設けられており、この基板８に設けられた回路とボビン６に巻き回されたコイル線７とが、角棒状の２つのピン端子９を介して電気的に接続されている。コイル線７の巻き始め及び巻き終わりの端部７ａは、対応するピン端子９に巻き付けられ、図示を省略する半田等によって固定されている。

回転子３は、シャフト１０の外周面に設けられている。シャフト１０は、フレーム４の負荷側（図１中右側）に設けられた負荷側ブラケット１１に外輪が嵌合された負荷側軸受１２と、フレーム４の反負荷側（負荷側の反対側。図１中左側）に設けられた反負荷側ブラケット１３に外輪が嵌合された反負荷側軸受１４とにより回転自在に支持されている。また、回転子３は、回転子鉄心２０と、回転子鉄心２０に複数設けられてシャフト１０を中心として放射状に配置された永久磁石２１と、を備えている。

固定子鉄心５は、円筒状のヨーク１５と、このヨーク１５の内周側で等間隔に配置されたティース１８を複数（図示する例では１２個）備え、各ティース１８にコイル線７が集中巻きで巻回されたボビン６が装着される。図２に示すように、それぞれのティース１８に装着したボビン６のコイル線７の巻回層は、相対する側部同士が間隙１９を空けて配置される。固定子２は、コイル線７が巻き回されたボビン６を固定子鉄心５に装着した後、当該固定子鉄心５を環状の積層鉄心リング３０の内周に固定することにより組み立てられ、フレーム４の内周面に取り付けられる。その後、間隙１９内に樹脂が圧入され、ボビン６やコイル線７等が樹脂でモールドされる。また、各ティース１８は、円筒状のヨーク１５より内周側に突出するように設けられた本体部１８ａと、その本体部１８ａの内周側先端に設けられ円周方向の幅が拡大された拡幅部１８ｂと、を有する。隣り合う拡幅部１８ｂどうしは、円周方向で先端が接触せずに離間している。また、固定子鉄心５全体は、この例ではいわゆる電磁鋼板からなる。

＜回転子鉄心の構成＞
回転子鉄心２０は、図２に示すように、シャフト１０を囲む円筒部２０Ａと、円筒部２０Ａの半径方向外側に設けられた複数（図示する例では１０個）の磁極部２０Ｂと、永久磁石挿入用穴２０ｂと、漏洩磁束防止用穴２０ｄと、を有する。円筒部２０Ａは、その内周側にシャフト１０が貫通する中心穴２０ａを有する。

永久磁石挿入用穴２０ｂは、円筒部２０Ａの半径方向外側における磁極部２０Ｂの相互間に軸方向（図１中左右方向）に沿って貫通して設けられ、永久磁石２１が軸方向に挿入されて接着剤により固定される。永久磁石挿入用穴２０ｂは、中心穴２０ａの中心を基準として放射状に延びている。永久磁石挿入用穴２０ｂの大きさ（軸方向から見た面積）は、永久磁石２１の大きさ（軸方向直交断面積）とほぼ同じである。このように本実施形態の例においては、回転子３は永久磁石２１が回転子鉄心２０に埋め込まれた、いわゆるＩＰＭ型（Ｉｎｔｅｒｎａｌ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）で構成されている。また、各永久磁石２１は、回転子鉄心２０の磁極部２０Ｂの相互間において、円筒部２０Ａの外周近傍より回転子鉄心２０の外周近傍まで半径方向に沿って配置される、いわゆるＩ字型配置で設けられている。

漏洩磁束防止用穴２０ｄは、磁極部２０Ｂのうち、半径方向内側の部位において永久磁石挿入用穴２０ｂの相互間に設けられた、漏洩磁束防止用の空隙である。漏洩磁束防止用穴２０ｄは、永久磁石２１からの磁束が当該漏洩磁束防止用穴２０ｄよりも半径方向内側へと漏れるのを抑制し、回転トルクの発生に寄与する磁束の減少を防止する。

なお、漏洩磁束防止用穴２０ｄは、半径方向外側に尖った横断面形状とするのが好ましい。このような形状とすることにより、その漏洩磁束防止用穴２０ｄの両側に位置する永久磁石２１からの磁束を、半径方向外側への尖り形状に沿ってそれぞれ円滑に回転子鉄心２０の外周側へと導くことができる。本実施形態では、漏洩磁束防止用穴２０ｄを略五角形とすることにより、上記効果を得ると共に、永久磁石２１の磁束発生面である側面と、当該側面と対向する漏洩磁束防止用穴２０ｄの面との間隙を狭くし、内周側への漏洩磁束の低減効果を高めることができる。

＜センサレス制御の具体例＞
図３は、上記回転電機１に対してセンサレス制御により速度制御を行う回転電機制御装置３００の構成の一例を表している。なお、図３に示す制御ブロック図は伝達関数形式で表記されている。この図３において、回転電機制御装置３００は、減算器３２１と、ベクトル制御器３２２と、電圧制御器３２３と、電流検出器３２４と、矩形波電圧発生器３２５と、座標変換器３２６と、磁極位置演算器３２７と、速度演算器３２８とを備えている。

この図３では示していない上位制御装置から、回転電機１の駆動を制御するための磁束指令値と速度指令値ωｒ＊が入力されている。速度指令値ωｒ＊は、減算器３２１により後述する速度推定値ωｒ＾との偏差が取られる。この偏差と磁束指令値がベクトル制御器３２２に入力される。ベクトル制御器３２２は、負荷状態によらず速度推定値ωｒ＾が速度指令値ωｒ＊に一致するように電動機電流の磁束成分（ｄ軸成分）とトルク成分（ｑ軸成分）とを定めて回転電機１の速度及び電流を制御するための電圧指令値を回転直交座標系（ｄ−ｑ軸座標系）における２相電圧指令値ΔＶｓｄ＊、ΔＶｓｑ＊で出力する。電圧制御器３２３は、入力された２相電圧指令値ΔＶｓｄ＊、ΔＶｓｑ＊に基づいて、回転電機１に３相駆動電圧を出力する。これにより回転電機制御装置３００は、任意の速度とそれに対応するトルクで回転電機１を駆動制御できる（位置制御も行うが図示を省略）。

また一方、図示していない上位制御装置から、磁極位置検出制御信号が矩形波電圧発生器３２５に入力される。磁極位置検出制御信号を入力された矩形波電圧発生器３２５は、任意に設定した時間周期の矩形波電圧（パルス波電圧）で電圧指令ΔＶｈと位相指令Δθｈを出力する。これら電圧指令ΔＶｈと位相指令Δθｈが、電圧制御器３２３内で上記の電圧指令値ΔＶｓｄ＊に重畳され、回転電機１に出力する電圧の振幅と位相を操作する。

電流検出器３２４は、回転電機１に入力される電流を３相ｉｕ、ｉｖ、ｉｗそれぞれで検出する。座標変換器３２６は、これら３相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、２相電流値ｉｓα、ｉｓβに変換する。これら２相電流値ｉｓα、ｉｓβは、ｕ相を基準軸のα軸としてそれに直交するβ軸との直交座標系における各軸の電流値である。ここで、回転電機１のｄ軸とｑ軸のそれぞれのインダクタンスに偏差がある場合、すなわち、当該回転電機１が磁気突極性を有する場合、この２相電流値ｉｓα、ｉｓβの振幅は磁極位置θの情報を含んでいる。磁極位置演算器３２７は、上記矩形波電圧発生器３２５から出力された電圧指令ΔＶｈを参照しつつ、２相電流値ｉｓα、ｉｓβに基づいて回転電機１の磁極位置θを演算し出力する。この磁極位置θの演算手法については、公知の手法に従って行えばよく（例えば特開２０１０−１７２０８０号公報参照）、ここでは詳細な説明を省略する。

磁極位置演算器３２７が出力する磁極位置信号θは、電圧制御器３２３に入力されるとともに、速度演算器３２８にも入力される。速度演算器３２８は、磁極位置θを微分演算することで回転電機１の推定速度ωｒ＾を演算する。この速度推定値ωｒ＾は、上記減算器３２１で速度指令値ωｒ＊から減算して偏差を取ることで、速度フィードバック制御に利用される。そして、特に図示しないが、磁極位置θはＵ相を基準とした回転電機１の回転位置としてみなすことができ、上位制御装置内でこの磁極位置信号θを利用した位置フィードバック制御も行う。以上から、回転電機１の磁極位置θを高い精度で検出するためには、回転電機１の磁気突極性が高いことが要求される。

なお、上記では、探査信号である矩形波電圧をｄ軸（電圧指令値ΔＶｓｄ＊）に重畳し、ｑ軸成分だけに負荷交流電流を入力（ｄ軸成分には磁束成分だけ入力）したが、これに限定されない。負荷交流電流についてはｑ軸成分だけに入力すべきだが、探査信号はｑ軸あるいはｄ軸とｑ軸の両方に重畳入力してもよい。しかし、ｑ軸に高周波電圧信号を重畳するとトルクに脈動を生じさせる原因となるため、できるだけｄ軸だけに探査信号を重畳入力するのが望ましい。また、上記回転電機１のｄ、ｑ軸インダクタンスは、基本波電流に対するインダクタンスではなく、高周波重畳電圧信号とそれに対応する電流から定義される高周波インダクタンスのことであり、以後の説明でも高周波インダクタンスを単にインダクタンスと呼ぶ。

＜回転電機の軸方向直交断面における磁極配置＞
次に、図４用いて軸方向直交断面における固定子２及び回転子３それぞれの磁極配置について説明する。なお、上記図２の軸方向直交断面における磁極配置はシャフト１０の回転軸心に関して１８０°で点対称の配置となるため、図４では、上方の半円部だけが図示され、下方の半円部は図示が省略されている（後述の図５、図７〜図１１においても同様）。上述のように本実施形態の回転電機１は、固定子２全体に１２個のティース１８を備え、回転子３全体に１０個の磁極部２０Ｂを備えた、いわゆる１０Ｐ１２Ｓ（Ｐ：ポール＝磁極部数、Ｓ：スロット＝ティース数）のスロットコンビネーション構成となっている。従ってこの図４では、固定子２側の半円部で６個のティース１８が示され、回転子３側の半円部で６個の永久磁石２１に挟まれた５個の磁極部２０Ｂが示されている。

まず固定子２側では、隣り合う２つのティース１８どうしがコイル線７をそれぞれ逆方向に巻回されている。そして、隣り合う２つのティース１８が一つの組となって同一の電流相に対応する。また各組の単位で時計方向順にＵ、Ｖ、Ｗの電流相が配置されている。つまりシャフト１０の回転軸心を原点とした機械的な静止座標において、配置が互いに６０°ずれて隣り合う２組のティース１８どうしは、電気的に１２０°ずれた位相差で交番磁界が発生する（但し、回転子３の回転に伴い後述するｄ軸とｑ軸の移動に応じて各相の振幅は変化する）。ティース１８を１２個（６組）備える本実施形態の固定子２においては、供給される３相交流の各相Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれ２組のティース１８が対応し、それらの２組の間は静止座標における１８０°ずれた位置に配置されている。

次に回転子３側では、各永久磁石２１が、略円周方向に沿って、隣り合う２つの永久磁石２１どうしが互いに向かい合う方向（図中の矢印ブロックの方向）で着磁されている。これにより、Ｎ極どうしが向かい合う位置の磁極部２０Ｂは、半径方向外側にＮ極の磁極を向かわせるＮ型磁極部２０ＢＮとなる。また、Ｓ極どうしが向かい合う位置の磁極部２０Ｂは、半径方向外側にＳ極の磁極を向かわせるＳ型磁極部２０ＢＳとなる。これらＮ型磁極部２０ＢＮとＳ型磁極部２０ＢＳは５個ずつ存在し、回転子鉄心２０の円周方向に沿って交互に配置される。このように隣り合う２つの永久磁石２１から発生する磁束を１つの磁極部２０Ｂへ集中させることにより磁力を高め、磁極部２０Ｂとティース１８が対抗した位置において、ティース１８を十分に磁気飽和させることが可能となる。

以上の磁極配置において、隣り合うＳ型磁極部２０ＢＳからＮ型磁極部２０ＢＮへ向かう方向でそれぞれの円周方向中央位置を渡るようにｄ軸が配置される。つまり、シャフト１０の回転軸心よりＮ型磁極部２０ＢＮの中心方向に延びる軸がｄ軸となり、その磁極の中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とする。したがって、隣り合う３つの永久磁石２１の間の機械的な７２°の角度範囲が、電気的に直交するｄｑ軸座標における３６０°の電気角範囲に相当する。そして、ｄｑ軸座標は、静止座標において回転子３の回転中心に対し回転する回転直交座標として機能する。

ここで上述したように、固定子２側における各相Ｕ、Ｖ、Ｗが静止座標において６０°の間隔で配置され、回転子３側における各ｄｑ軸座標が静止座標において７２°の間隔で配置されている。このように１０Ｐ１２Ｓの構成では、固定子２側と回転子３側との間に静止座標で１２°に相当する設置間隔差が設けられている。

＜回転電機の軸方向直交断面における磁束分布＞
図５は、以上のような磁極配置の回転電動機１における、磁束の発生分布を表している。なお、回転子３が回転動作している最中のうち、１つのＮ型磁極部２０ＢＮの中心（及びそれを跨ぐｑ軸）がＶ相とＷ相の間の中間に位置するとともに、１つの永久磁石２１の中心（及びそれを跨ぐｄ軸）がＵ相の中央位置に一致している状態を示している（後述の図７〜図１１においても同様）。また、三相交流電動機では、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に互いに１２０°の位相差を持つ交流電流を印加するが、図５では、Ｕ相の電流瞬時値が０であり、Ｖ相からＷ相に瞬時電流が流れている状態の磁束分布を示している。

以下、本発明の原理説明を図５の状態の磁束分布を用いて説明する。なお、図５に示すように、１相コイルの磁石磁束が最大となる固定子２と回転子３の配置関係は機械角で１２°毎（電気角６０°毎）に現れるが、その間の位置関係に対しても同様に本発明の原理が適用できる。ここでは説明の簡単なため、図５の状態の磁束分布を用いる。

まず固定子２側において、各相に対応する同一組の２つのティース１８に巻回するコイル線７に対応する相の交流電流を流した場合、その組の２つのティース１８とヨーク１５を通過する経路で交番磁界（図中の細破線矢印参照）が循環するように発生する。ただし本実施形態の例では、上述したように隣り合う拡幅部１８ｂの先端どうしが円周方向で離間している。このため、上記交番磁界による生じる交番磁束は、半径方向で近接する回転子３側の磁極部２０Ｂを通過して循環する。

また一方、回転子３側の各磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳの外周側先端から半径方向に発生する一定磁束（図中の太実線矢印参照）が、半径方向に対向する各ティース１８を通過して循環する。この各磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳからの一定磁束が各ティース１８を通過する通過経路としては、主に２通りある。１つ目の通過経路は、隣り合う２つのティース１８の本体部１８ａとヨーク１５を循環するよう通過する本体部通過経路である。２つ目の通過経路は、１つのティース１８の拡幅部１８ｂだけを通過して漏れるように循環する拡幅部通過経路である。

そして固定子２側の各ティース１８には、上述したように各コイル線７に流れる交流電流によって発生する交番磁束と、半径方向に対向する各磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳから流入する一定磁束とを合成した磁束が通過する。ここで、交流電流による交番磁束と永久磁石２１による一定磁束の方向が一致する場合には、ティース１８内の磁気飽和が強まる。また、交番磁束と一定磁束の方向が逆向きの場合には、ティース１８内の磁気飽和が弱まる。

一方、瞬時電流値が０となっているＵ相に対応する１組のティース１８においては交番磁束が発生せず、当該Ｕ相の中央位置に一致する永久磁石２１の両隣の２つの磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳからの一定磁束だけがティース本体部１８ａの内部を通過する。なお、永久磁石２１の円周方向位置が、隣り合う拡幅部１８ｂの先端の間に位置しているため、拡幅部通過経路を通過する漏れ磁束はほとんどなく、一定磁束が通過する経路は上記の本体部通過経路だけとなる。このように、当該Ｕ相の中央位置に一致する永久磁石２１を跨ぐ配置のｄ軸、つまり瞬時電流値が０となっている相に一致するｄ軸方向のティース本体部１８ａが、他のティース１８と比較して最も磁気飽和し易い。

一方、Ｖ相とＷ相の間の中間に位置するＮ型磁極部２０ＢＮからの一定磁束は、Ｖ相側とＷ相側に分岐し、さらにそれぞれ本体部通過経路と拡幅部通過経路に分岐する。ここで、当該Ｎ型磁極部２０ＢＮの両隣の２つの永久磁石２１は、それぞれの円周方向位置が拡幅部１８ｂの略中心位置に位置する。このため、Ｖ相側とＷ相側にそれぞれ分岐する一定磁束のうち、本体部通過経路よりも拡幅部通過経路の方に磁束が集中しやすくなる（漏れ磁束となる割合が大きい）。つまり、Ｖ相とＷ相の間を跨ぐ配置のｑ軸周辺では、ティース１８全体のうち内周側の拡幅部１８ｂでは磁束密度が高くなり、本体部１８ａでは磁束密度が低くなる。

また、Ｖ相側の本体部通過経路を通過する一定磁束については、Ｖ相で発生する交番磁束と通過方向が一致するため、ティース本体部１８ａ内の磁気飽和を強める傾向がある。しかし、Ｖ相側の拡幅部通過経路を通過する一定磁束（つまりＶ相側への漏れ磁束）については、Ｖ相で発生する交番磁束と通過方向が逆向きとなるため、ティース１８の拡幅部１８ｂ先端の磁気飽和を弱める傾向がある。

また、Ｗ相側の本体部通過経路を通過する一定磁束については、Ｗ相で発生する交番磁束と通過方向が逆向きとなるため、ティース本体部１８ａ内の磁気飽和を弱める傾向がある。しかし、Ｗ相側の拡幅部通過経路を通過する一定磁束（つまりＷ相側への漏れ磁束）については、Ｗ相で発生する交番磁束と通過方向が一致するため、ティース１８の拡幅部１８ｂ先端の磁気飽和を強める傾向がある。

Ｖ相、Ｗ相の両方の各ティース拡幅部１８ｂにおいても、一定磁束と交番磁束の向きが一致する磁束を強める箇所１８ｂ１と磁束を弱める箇所１８ｂ２が存在する。磁束を弱める箇所１８ｂ２は負荷電流が大きくなるほど、磁気飽和が緩和されて、磁束が通りやすい領域となる。

以上を総合すると、ｄ軸方向のティースは本体部１８ａが全体的に磁気飽和し、Ｖ相とＷ相の間を跨ぐ配置のｑ軸近傍、すなわち、瞬時電流値が流れている２つの相の間を跨ぐｑ軸方向近傍のティース１８では、拡幅部１８ｂが磁気飽和する。さらに、負荷電流をｑ軸に印加したとき、磁束を強める箇所１８ｂ１と磁束を弱める箇所１８ｂ２が発生する。

＜本実施形態の特徴＞
回転子３の磁気突極比をρ、ｑ軸のインダクタンスをＬｑ、ｄ軸のインダクタンスをＬｄとすると、
ρ＝Ｌｑ／Ｌｄ ・・・（１）
の関係となる。上述したように、センサレス制御において回転電機１の磁極位置θを高い精度で検出するためには、当該回転子３における磁気突極比ρが高いことが要求される。

ここで、インダクタンスＬは、磁束φと電流ｉより、式（２）で定義され、電流に対する発生磁束が多いほどインダクタンスが大きくなる。
φ＝Ｌｉ ・・・（２）
また、電圧ｖ、電流ｉとインダクタンスＬの関係は式（３）で表されるため、交流電圧に対する交流電流が大きいほどインダクタンスは小さくなる。
ｖ＝ｄφ／ｄｔ＝Ｌｄｉ／ｄｔ ・・・（３）
以上のインダクタンスの性質を利用し、センサレス制御では、矩形波電圧発生器３２５から出力される矩形波電圧（高周波電圧信号）を２相電圧指令値ΔＶｓｄ＊、ΔＶｓｑ＊に重畳し、ｄ軸とｑ軸の間のインダクタンス偏差により生じる２相電流値ｉｓα、ｉｓβの振幅偏差に基づいて磁極位置θを推定する。

本実施形態の例では、回転子３にｄ軸とｑ軸がそれぞれ５カ所配置されており、それぞれティース１８や交番磁束との配置関係によってインダクタンスが異なる。そのうち、瞬時電流値が０となっている相（Ｕ相）に一致するｄ軸方向のティース１８が最も磁気飽和し易く、すなわち最もインダクタンスの小さいｄ軸となる。また、瞬時電流値が流れている２つの相（Ｖ相、Ｗ相）の間を跨ぐ配置のｑ軸方向のティース１８が最も磁気飽和しにくく、すなわち最もインダクタンスの大きいｑ軸となる。回転子３全体におけるｄ軸インダクタンスＬｄ（（１）式の分母）とｑ軸インダクタンスＬｑ（（１）式の分子）は、それぞれ１２コイルによるｄ軸インダクタンスの総量、１２コイルによるｑ軸インダクタンスの総量となる。

回転子３に回転トルクを与えるには、ｑ軸成分の負荷電流だけを印加させればよい（ｄ軸成分はトルクには影響しない）。しかし、ｑ軸成分の負荷電流を大きく増加すると、ロータコアの磁気飽和が大きくなり、ロータコア形状に起因する磁気突極比ρが低下する。すなわち、回転電機１の磁極位置θの検出精度が低下してしまう。

これに対し、回転電動機１の磁気突極比ρを高めるに、ティース１８の磁気飽和を利用することで、磁気突極比ρを高めることができる。すなわち、瞬時電流値が０となっている相（Ｕ相）に一致するｄ軸のインダクタンスをさらに小さくし、瞬時電流値が流れている２つの相（Ｖ相、Ｗ相）の間を跨ぐ配置のｑ軸のインダクタンスをさらに大きくすればよい。

このために本実施形態では、固定子２の各コイル線７の無通電状態（以下適宜「無負荷状態」ともいう）において、磁極部２０Ｂと半径方向に対向したティース１８が永久磁石２１からの一定磁束のみにより実質的に磁気飽和するよう、各ティース１８が構成される。その具体的な手段として、磁極部２０Ｂと対向したティース１８が実質的に磁気飽和するように、各ティース１８の円周方向の幅寸法が設定される。

ここで、一般的にティース１８を構成する電磁鋼板は、図６のＢ−Ｈ曲線に示すような磁気飽和特性を有している。すなわち、電磁鋼板にかける磁界強度を０から次第に増加させた場合、磁界強度が低いうちはそれにほぼ比例するように磁束密度が上昇する。しかし、磁界強度をある程度以上に増加させると、磁束密度の上昇率は低下し、最後にはほとんど磁束密度が上昇しなくなる。本実施形態では、磁束密度が１．６Ｔ（テスラ）以上となった状態を、「実質的に磁気飽和」した状態とする。なお、実質的に磁気飽和した状態の磁束密度はこの値に限定されるものではなく、ティース１８を構成する材質等に応じて適宜変更される。

また、ティース１８と磁極部２０とが「半径方向に対向」した状態は、ティース１８のうち少なくともティース本体部１８ａが磁極部２０Ｂと半径方向に対向した状態を言う。具体的には、本体部１８ａが円周方向における磁極部２０の角度範囲内にあることを言う。

これにより、瞬時電流値が０となっている相（Ｕ相）に一致するｄ軸では、対向するティース本体部１８ａが永久磁石２１からの一定磁束線だけでほぼ磁気飽和して（磁束の通過余裕をなくして）インダクタンスを最小にできる。すなわち、回転子３全体のｄ軸のインダクタンスの総量Ｌｄを小さくできる。また、瞬時電流値が流れている２つの相（Ｖ相、Ｗ相）の間を跨ぐ配置のｑ軸では、対向するティース本体部１８ａが磁気飽和を弱めてインダクタンスを増加できる（この点については後の図７〜図１１で詳述する）。すなわち、回転子３全体のｑ軸のインダクタンスの総量Ｌｄを大きくできる。以上により、上記（１）式の右辺の分母（Ｌｄ）を小さくし、右辺の分子（Ｌｑ）を大きく取れるため、回転子３の磁気突極比ρを高めることができる。

＜ティース幅の変更による磁気突極比への具体的な影響＞
図７〜図１１は、上述したティース幅の変更による磁気突極比ρへの影響を具体的に示している。図７〜図１１それぞれの（ａ）図は本実施形態に対応しており、各ティース本体部１８ａの円周方向幅がＷ１に設定されている。Ｗ１は、無負荷状態において磁極部２０Ｂと対向したティース１８が永久磁石２１からの一定磁束のみにより実質的に磁気飽和するような値に設定されている。一方、図７〜図１１それぞれの（ｂ）図は比較例に対応しており、各ティース本体部１８ａの円周方向幅が上記Ｗ１よりも広いＷ２に設定されている。この比較例では、無負荷状態において磁極部２０Ｂと対向したティース１８は、永久磁石２１からの一定磁束のみによって実質的に磁気飽和しない。また、図７は固定子２に交流電流を全く供給していない無負荷状態の磁束分布を示し、図８はｑ軸成分（トルク成分）の負荷交流電流（負荷電流に相当）を定格の５０％供給した状態、図９は負荷交流電流を定格の１００％供給した状態、図１０は負荷交流電流を１５０％供給した状態、図１１は負荷交流電流を２００％供給した状態をそれぞれ示している。なお上記各図には、図５と同様にインダクタンスが最小となるｄ軸と、インダクタンスが最大となるｑ軸が示されている。

上述したように比較例では、各ティース本体部１８ａの円周方向の幅寸法Ｗ２が比較的大きく設定されている（図７（ｂ）〜図１１（ｂ）参照）。そのため、瞬時電流値が０となっているＵ相に一致するｄ軸では、磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳに対向するティース本体部１８ａが磁気飽和に至っておらず、さらに磁束が通過できる余裕がある。このため、負荷交流電流を増加した場合には、他のＶ相、Ｗ相の交番磁束から影響を受けてｄ軸のインダクタンスが変動する。つまり、上記（１）式中にある回転子３全体のｄ軸インダクタンスの総量Ｌｄが変動しやすくなる。

これに対し、上述したように本実施形態では、各ティース本体部１８ａの円周方向の幅寸法がＷ１に設定されている（図７（ａ）〜図１１（ａ）参照）。そのため、瞬時電流値が０となっているＵ相に一致するｄ軸では、磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳに対向するティース本体部１８ａがすでに永久磁石２１からの一定磁束線だけで実質的に磁気飽和している。つまり、さらなる磁束の通過余裕がないため、負荷交流電流を大きく増加させても他のＶ相、Ｗ相の交番磁束から影響を受けず、ｄ軸のインダクタンスは小さいまま維持される（磁束密度が大きいまま維持される）。つまり、負荷交流電流を増加させても、上記（１）式中にある回転子３全体のｄ軸インダクタンスの総量Ｌｄが小さいまま維持される。

また一方、比較例では、負荷交流電流を０％から２００％に順次大きくすると、Ｖ相とＷ相の全体においても磁気飽和が進んでしまい、それらの間を跨ぐ配置のｑ軸のインダクタンスが総合的に低下する。

これに対し、本実施形態では、負荷交流電流を０％から２００％に順次大きくすると、瞬時電流値が流れているＶ相とＷ相の間を跨ぐ配置のｑ軸のインダクタンスは次第に増加する。これは、負荷交流電流を大きくするに従い、図中のＰ１、Ｐ２、Ｐ３で示すティース拡幅部１８ｂの先端において磁気飽和を弱める効果が大きくなるためである。前述の図５に示すように、Ｐ１の箇所は、当該ｑ軸の周囲で拡幅部通過経路を通過する一定磁束（漏れ磁束）が交番磁束と逆向きになることで、磁気飽和が弱められる箇所である。また、Ｐ２の箇所は、当該ｑ軸の周囲でＷ相側の本体部通過経路及び拡幅部通過経路を通過する一定磁束が交番磁束と逆向きになることで、磁気飽和が弱められる箇所である。また、Ｐ３の箇所は、Ｗ相側の本体部通過経路を循環して磁極部２０ＢＳへ戻る一定磁束が交番磁束と逆向きになって磁気飽和が弱められる箇所である。このように、負荷交流電流を大きくするに従い、Ｖ相とＷ相の全体において磁気飽和が進むものの、上記Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の箇所では磁気飽和が大きく弱められるので、その結果当該ｑ軸におけるインダクタンスが総合的には増加する（図７（ａ）〜図１１（ａ）参照）。これにより、上記（１）式中にある回転子３全体のｑ軸インダクタンスの総量Ｌｑを、負荷交流電流の増加に合わせて増大させることができる。

なお、比較例においても、負荷交流電流を大きくするに従い上記Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３に対応する箇所において磁気飽和を弱める現象が見られる。しかし、本実施形態の場合は、各ティース本体部１８ａの円周方向の幅寸法Ｗ１がＷ２よりも小さく設定されている分だけ、ｄ軸方向のティース本体部１８ａで磁気飽和が進んでおり、ｄ軸磁束とｑ軸磁束による相互的な干渉を受けにくい。以上から、比較例では負荷交流電流を増加すると磁気突極比ρが低下しやすいが、本実施形態では負荷交流電流（モータ負荷）を増加しても磁気突極比ρを大きく取ることができる。

比較例においては、ティース１８の幅寸法が大きく、永久磁石２１による一定磁束のみでは、磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳに対向するティース本体部１８ａを実質的に磁気飽和させることができない。このような場合には、固定子２の各コイル線７にトルクに寄与しない正のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸方向のティース１８を実質的に磁気飽和させることが可能となり、本実施形態と同様の磁気突極比が得られる。

＜本実施形態の効果＞
以上説明したように、本実施形態の回転電機１は、固定子鉄心５が、コイル線７の無通電状態において磁極部２０Ｂと半径方向に対向したティース１８が永久磁石２１により実質的に磁気飽和するように構成される。これにより、ｄ軸インダクタンスＬｄを小さく抑えることができる。

一方、ｑ軸方向のティース１８においては先端部のみが磁気飽和し、永久磁石２１による磁束と負荷交流電流による磁束の向きが一致する部位の磁気飽和が強くなるが、両磁束の向きが反対の部位（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３）は磁気飽和が弱くなる。磁気飽和が弱くなった部分においては磁束が通りやすくなるので、インダクタンスが増加する。本実施形態では、負荷交流電流を大きくするとｑ軸方向にあるティース１８の先端部の磁気飽和を緩和することができるので、高負荷時にｑ軸インダクタンスＬｑを増加させることができる。

以上により、回転電機１の体格を大型化することなく、高負荷時でも磁極突極比ρを確保することが可能となる。その結果、負荷トルクを大きくした場合でも精度の高い位置推定を行うことができる。

図１２は、本実施形態において、負荷電流をｑ軸に与えた状態（Ｖ相からＷ相に電流を印加した状態）で、探査信号を重畳入力した場合の高周波インダクタンスのシミュレーション結果を表している。なお、図の横軸は、ｄｑ軸座標の電気角範囲１８０°に渡る重畳電圧位相であり、０°がｄ軸、９０°がｑ軸に相当する。また図の縦軸は、高周波インダクタンスであり、高周波電圧信号により発生する高周波磁束の通りやすさに相当する。

この図１２において、いずれの負荷（交流負荷電流の大きさ）で作動させた場合でも、ｄ軸の高周波インダクタンスは正弦波状の曲線で変化し、それらの位相がほぼ一致している。この正弦波のうちの最小値に対する最大値の比（最大値／最小値）が磁極突極比ρに相当する。つまり正弦波の振幅が大きいほど磁極突極比ρが高い。本実施形態の場合には、図示するように、無負荷時でも十分な磁極突極比ρを確保できる上、負荷が大きくなるほど磁極突極比ρが高くなることが分かる。

これに対して図１３は、上述の比較例における同等の図である。この図１３においては、無負荷時の磁気突極比ρが低く、負荷を大きくしても本実施形態ほど高くならない。さらにこの比較例では、負荷が大きいほど正弦波の位相がずれてしまう。これは、ｄ軸方向のティース１８が十分に磁気飽和しておらず、ｑ軸電流による磁束がｄ軸の磁束に影響を与えてしまうためである。このように、ｄ軸インダクタンスの正弦波曲線の位相が変動すると、回転電機１の磁極位置θの検出精度が大きく損なわれる。以上より、本実施形態の方が、比較例よりも磁極突極比ρを高く確保でき、回転電機１の磁極位置θを高い精度で検出できる。

また、本実施形態では特に、ティース１８が本体部１８ａと拡幅部１８ｂとを有する。ティース１８が円周方向の幅を拡大した拡幅部１８ｂを有することにより、固定子２と回転子３とが対向する面積が増大され、固定子２と回転子３との間の磁束の流れを円滑にできる。

また、本実施形態では特に、永久磁石２１が回転子鉄心２０に埋め込まれて設けられる（ＩＰＭ）。これにより、永久磁石２１が回転子鉄心２０の表面に設けられた回転電機（ＳＰＭ）に比べ、磁石トルクに加えてリラクタンス・トルクを回転力とすることが可能となるので、小型且つ高トルクの回転電機を実現できる。

また、本実施形態では特に、永久磁石２１が、回転子鉄心２０の磁極部相互間において、円筒部２０Ａの外周近傍より回転子鉄心２０の外周近傍まで半径方向に沿う配置、いわゆるＩ字型配置で設けられている。このような配置構成とすることにより、永久磁石２１の投入量を増大し、磁束を磁極部２０Ｂに集中させることができる。

また、本実施形態では特に、コイル線７がティース１８に集中巻きにより巻回される。一般に、磁極突極比ρを高くする場合には分布巻きが採用されるが、この場合には回転電機１の体格が大きくなる。本実施形態では、ｄ軸方向のティース１８を磁気飽和させることにより磁極突極比ρを確保することができるので、コイル線７に集中巻きを採用することが可能となる。したがって、回転電機１を小型化することができる。

また、本実施形態では特に、回転電機制御装置３００がｄ軸に高周波電圧信号を付与し、ｑ軸に負荷電流を付与するように構成される。これにより、高周波電圧信号を付与した際のインダクタンスの変化を利用して、回転電機１の磁極位置θを推定することができる。そして、回転電機１は高負荷時でも磁極突極比ρを確保することができる。したがって、回転電機１の負荷トルクを大きくした場合でも精度の高いセンサレス制御を行うことが可能な回転電機制御装置３００を実現できる。

永久磁石２１による一定磁束のみでは、磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳに対向するティース本体部１８ａを実質的に磁気飽和させることができない場合、固定子２の各コイル線７にトルクに寄与しない正のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸方向のティース１８を実質的に磁気飽和させることが可能となり、本実施形態と同様の磁気突極比ρが得られ、精度の高いセンサレス制御を行うことが可能な回転電機制御装置３００を実現できる。

＜変形例＞
なお、以上説明した実施形態は、その趣旨及び技術的思想を逸脱しない範囲内で種々の変形が可能である。

例えば、上記実施形態では、隣り合う２つのティース１８の拡幅部１８ｂどうしが円周方向で先端が離間するよう構成されていたが、これに限られない。例えば、上記図２に対応する図１４に示すように、拡幅部１１８ｂは、隣り合うティース１１８同士で相互に連結され、固定子鉄心１０５のヨーク１１５及び各拡幅部１１８ｂがティース１１８ごとに分割可能に構成されてもよい。

本変形例のように、ティース１１８の拡幅部１１８ｂが隣り合うティース１１８同士で相互に連結された構造である場合、仮にｄ軸方向のティース１１８が磁気飽和しない構成とすると、隣り合うティース１１８間で漏れ磁束が生じ、ｄ軸の漏れインダクタンスの増大により磁極突極比ρが小さくなる。このため、拡幅部１１８ｂの連結を分断する必要が生じる。

一方、上記実施形態のようにｄ軸方向のティース１１８を磁気飽和させる場合、ティース先端まで磁気飽和させることで、隣り合うティース１１８間での漏れ磁束を低減できる。これにより、ｄ軸の漏れインダクタンスが増大するのを防止できるので、磁極突極比ρを確保できる。その結果、本変形例のように、ヨーク１１５及び拡幅部１１８ｂがティース１１８ごとに分割可能に構成された固定子鉄心１０５を用いることが可能となるので、コイル線７を集中巻き且つ高占積率とすることが可能となり、小型且つ高トルクの回転電機１０１を実現できる。

また例えば、上記実施形態では、１０Ｐ１２Ｓのスロットコンビネーション構成を一例として説明したが、この他のスロットコンビネーション構成でも各相Ｕ、Ｖ、Ｗどうしの配置間隔角度や各ｄｑ軸座標の配置間隔角度が変わるだけで、各相Ｕ、Ｖ、Ｗと各ｄｑ軸座標との間の配置関係性は変わらないので、同様の効果が得られる。

また例えば、上記実施形態では、各ティース１８の円周方向の幅寸法を適宜に設定することで、無負荷時に磁極部２０Ｂと対向したティース１８が永久磁石２１からの磁束のみにより実質的に磁気飽和するようにしたが、これに限定されない。例えば、回転子３が備える永久磁石２１の磁力を高める、あるいは、ティース１８の幅寸法と永久磁石２１の磁力の両方を適宜に設定するなどの手法をとってもよい。これらの手法が、各請求項記載の固定子巻線の無通電状態において磁極部と半径方向に対向したティースを実質的に磁気飽和させる手段に相当する。

また例えば、上記実施形態では、回転電機１が回動型モータである場合を一例として説明したが、これに限定されない。例えば、特に図示しないが、固定子に対して可動子が直線的に移動する直動型モータ（いわゆるリニアモータ）に本実施形態の手法を適用してもよい。この場合には、固定子と可動子のいずれか一方が永久磁石による磁極部を備え、他方で磁界を発生するコイル線とティースを備えるが、いずれの場合でも無負荷時に磁極部と対向したティースが永久磁石からの磁束のみにより実質的に磁気飽和するように構成すればよい。

また以上では、回転電機１がモータである場合を一例として説明したが、本実施形態は、回転電機が発電機である場合にも適用することができる。

また、以上既に述べた以外にも、上記実施形態や各変形例による手法を適宜組み合わせて利用しても良い。

その他、一々例示はしないが、上記実施形態や各変形例は、その趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。

１、１００ 回転電機
２ 固定子
３ 回転子
５、１０５ 固定子鉄心
７ コイル線（固定子巻線）
１０ シャフト
１５、１１５ ヨーク
１８、１１８ ティース
１８ａ、１１８ａ 本体部
１８ｂ、１１８ｂ 拡幅部
２０ 回転子鉄心
２０Ａ 円筒部
２０Ｂ 磁極部
２０ＢＮ Ｎ型磁極部
２０ＢＳ Ｓ型磁極部
２１ 永久磁石
３００ 回転電機制御装置

Claims (3)

1. 固定子と回転子を備え、位置及び速度センサを用いずにトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかにより動作する回転電機であって、
   円周方向に複数の磁極部を備えた回転子鉄心と、
   前記回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石と、
   固定子巻線が巻回される複数のティースを備えた固定子鉄心と、
   を有し、
   前記複数のティースは、
   円筒状のヨークより内周側に突出するように設けられた本体部と、
   前記本体部の内周側先端に設けられ、前記円周方向の幅が拡大された拡幅部と、を有し、
   前記ティースのうち少なくとも前記本体部の前記円周方向の幅が、前記固定子巻線の無通電状態になっているｄ軸方向の前記磁極部と半径方向に対向した際に前記本体部が前記永久磁石により実質的に磁気飽和し、かつ、前記固定子巻線の通電状態になっているｑ軸方向と半径方向に対向した際に前記本体部が実質的に磁気飽和しないように、設定され、
   前記回転子鉄心は、
   シャフトに固定され、前記複数の磁極部が外周側に配置される円筒部を備えており、
   前記永久磁石は、
   前記回転子鉄心の前記磁極部相互間において、前記円筒部の外周近傍より前記回転子鉄心の外周近傍まで半径方向に沿って配置されるよう前記回転子鉄心に埋め込まれて設けられ、
   前記固定子巻線は、
   前記ティースに集中巻きにより巻回され、
   前記拡幅部は、
   隣り合う前記ティース同士で相互に連結されており、
   前記回転電機のスロットコンビネーションは、前記磁極部の数が１０×ｎ、前記ティースの数が１２×ｎ（ｎ＝自然数）のスロットコンビネーションである
   ことを特徴とする回転電機。
2. 前記固定子鉄心は、
   前記ヨーク及び前記拡幅部が前記ティースごとに分割可能に構成される
   ことを特徴とする請求項１記載の回転電機。
3. 位置及び速度センサを用いずに請求項１又は２記載の回転電機のトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかを行う回転電機の制御装置であって、
   回転軸心より前記磁極の中心方向に延びる軸をｄ軸、前記中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とした場合に、前記ｄ軸及び前記ｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧信号を付与し、前記ｑ軸に負荷電流を付与するように構成される
   ことを特徴とする回転電機の制御装置。
   

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