CN104253498B - 旋转电机、旋转电机的控制器及旋转电机的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及旋转电机、旋转电机的控制器及旋转电机的控制方法。该旋转电机（1）包括定子（2）与转子（3）。该旋转电机（1）包括：转子铁芯（20），该转子铁芯在周向上包括多个磁极部（20B）；设置在所述转子铁芯（20B）上的多个永磁体（21）；以及定子铁芯（5），该定子铁芯包括多个齿（18），线圈绕组（7）绕各齿缠绕。定子铁芯（5；105）构造成：在线圈绕组（7）未通电的状态下，径向面对磁极部（20B）的齿（18；118）借助所述永磁体（21）而实质磁饱和。

Description

旋转电机、旋转电机的控制器及旋转电机的控制方法

技术领域

本公开的实施方式涉及一种旋转电机及一种旋转电机的控制器。

背景技术

日本特开2010-172080号公报描述了一种构造成在不使用位置传感器与速度传感器的情况下对AC马达执行扭矩控制、速度控制及位置控制的AC马达控制器。

发明内容

本发明要解决的问题

现有技术的控制器向AC马达施加高频电压信号，并利用此时电感的变化估测马达的旋转角度。在此情况下，为了精确地估测旋转角度，需要确保马达的大凸极比。然而，如果马达的负载扭矩增加，那么转子芯的磁饱和就会增大，这样凸极比就很可能下降，从而估测精度变差。另一方面，如果为了避免高负载下转子芯的磁饱和而增大转子的尺寸，就会增大马达的物理尺寸。

鉴于上述问题做出了本公开，本公开的目的是提供一种旋转电机及一种旋转电机的控制器，其即使在高负载下也能确保凸极比而不增大物理尺寸。

解决问题的手段

根据本公开的一个方面，提供一种包括定子与转子的旋转电机。该旋转电机包括：转子铁芯，该转子铁芯在周向上包括多个磁极部；设置在所述转子铁芯上的多个永磁体；以及定子铁芯，该定子铁芯包括多个齿，定子绕组绕各齿缠绕。所述定子铁芯构造成：使得在所述定子绕组未通电的状态下，径向面对所述磁极部的齿借助所述永磁体而实质磁饱和。

根据本公开的另一方面，提供一种旋转电机的控制器，该控制器在不使用位置传感器与速度传感器的情况下执行旋转电机的扭矩控制、速度控制及位置控制中的至少一者。所述旋转电机包括定子与转子。所述旋转电机包括转子铁芯，该转子铁芯在周向上包括多个磁极部；设置在所述转子铁芯上的多个永磁体；以及定子铁芯，该定子铁芯包括多个齿，定子绕组绕各齿缠绕。当从旋转轴线开始沿所述磁极部的中心方向延伸的轴线为d轴，并且沿从所述中心方向偏移90度电气角的方向延伸的轴线为q轴时，所述控制器向d轴与q轴至少其一供应高频电压信号，并且向d轴供应正电流从而使得径向面对所述磁极部的齿实质磁饱和，并且所述控制器向q轴供应负载电流。

根据本公开的另一方面，提供一种旋转电机的控制方法，该控制方法在不使用位置传感器与速度传感器的情况下执行上述旋转电机的扭矩控制、速度控制及位置控制中的至少一者。所述控制方法包括：当从旋转轴线开始沿所述磁极部的中心方向延伸的轴线为d轴，并且沿从所述中心方向偏移90度电气角的方向延伸的轴线为q轴时，向d轴与q轴至少其一供应高频电压信号，并且向q轴供应负载电流。

根据本公开的另一方面，提供一种旋转电机的控制方法，该控制方法在不使用位置传感器与速度传感器的情况下执行旋转电机的扭矩控制、速度控制及位置控制中的至少一者，所述旋转电机包括：定子与转子；转子铁芯，该转子铁芯在周向上包括多个磁极部；设置在所述转子铁芯上的多个永磁体；以及定子铁芯，该定子铁芯包括多个齿，定子绕组绕各齿缠绕。所述控制方法包括：当从旋转轴线开始沿所述磁极部的中心方向延伸的轴线为d轴，并且沿从所述中心方向偏移90度电气角的方向延伸的轴线为q轴时，向d轴与q轴至少其一供应高频电压信号，向d轴供应正电流从而使得径向面对所述磁极部的齿实质磁饱和，并且向q轴供应负载电流。

发明效果

根据本公开，即使在高负载下也能确保凸极比而不增大物理尺寸。

附图说明

图1是示出一个实施方式的旋转电机的总体概略构造的轴向剖视图。

图2是本实施方式的旋转电机的截面图。

图3是示出执行无传感器控制的旋转电机控制器的构造的控制框图。

图4是用于在与轴向方向垂直的剖面中说明定子与转子的相应磁极部的图。

图5是在与轴向方向垂直的剖面中示出定子与转子各自的磁通的生成分布的图。

图6是示出普通电磁钢板的B-H曲线的图表。

图7A是示出空载状态下本实施方式的磁通分布的图。

图7B是示出空载状态下比较例的磁通分布的图。

图8A是示出50%负载电流状态下本实施方式的磁通分布的图。

图8B是示出50%负载电流状态下比较例的磁通分布的图。

图9A是示出100%负载电流状态下本实施方式的磁通分布的图。

图9B是示出100%负载电流状态下比较例的磁通分布的图。

图10A是示出150%负载电流状态下本实施方式的磁通分布的图。

图10B是示出150%负载电流状态下比较例的磁通分布的图。

图11A是示出200%负载电流状态下本实施方式的磁通分布的图。

图11B是示出200%负载电流状态下比较例的磁通分布的图。

图12是示出在本实施方式中叠加输入探寻信号时高频电感的实际测量结果的图表。

图13是示出在比较例中叠加输入探寻信号时高频电感的实际测量结果的图表。

图14是一个变型例的截面图，在该变型例中定子铁芯由连接成一体的分芯构成。

具体实施方式

以下将参照附图描述一个实施方式。

<旋转电机的构造>

首先，将利用图1及图2说明根据本实施方式的旋转电机1的构造。如图1所示，旋转电机1是设置有定子2与转子3其中转子3设置在定子2内部的内转子型马达。旋转电机1是三相AC马达，其用于所谓的无传感器控制（随后在图3中将详细描述无传感器控制），所述无传感器控制用于在不使用编码器之类的机械传感器的情况下，借助电气处理来检测和控制磁极位置。定子2通过环形的层叠铁芯环30设置在框架4的内周表面上，径向面对转子3。该定子2具有定子铁芯5、附接至定子铁芯5的线轴6以及绕线轴6缠绕的线圈绕组7（对应于定子绕组）。为了与定子铁芯5及线圈绕组7电绝缘，线轴6由绝缘材料形成。基板8设置在线轴6的轴向一侧（图1中的左侧），设置在此基板8上的电路与绕线轴6缠绕的线圈绕组7通过两个方棒形针端子9电气连接。作为线圈绕组7的绕组起点与绕组终点的端部7a绕相应的针端子9缠绕，并且通过焊接等固定（未示出）。

转子3设置在轴10的外周表面上。轴10由负载侧轴承12与反负载侧轴承14可旋转地支撑，在负载侧轴承12中，外圈装配在框架4的负载侧（图1中的右侧）上设置的负载侧支架11中，在反负载侧轴承14中，外圈装配在框架4的反负载侧（与负载侧相反的那一侧，图1中的左侧）上设置的反负载侧支架13中。而且，转子3设置有转子铁芯20以及多个磁体21，这些磁体设置在转子铁芯20上并绕轴10径向布置。

定子铁芯5设置有柱形轭15以及多个（所示的实施例中为12个）以相等的间隔布置在此轭15的内周侧上的齿18。以集中卷绕方式缠绕有线圈绕组7的线轴6附接至每个齿18。如图2中所示，附接至相应齿18的线轴6的线圈绕组7的缠绕层被布置成侧部以间隙19相互面对。通过将缠绕有线圈绕组7的线轴6附接至定子铁芯5，之后将定子铁芯5固定至层叠的环形铁芯环30的内周而组装起定子2并将其附接至框架4的内周表面。接着，将树脂按压入间隙19中，线轴6、线圈绕组7等由该树脂模制成型。而且，每个齿18具有从柱形轭15朝内周侧突出的主体部18a以及位于主体部18a的内周侧的远端且周向宽度扩大的扩宽部18b。相邻的扩宽部18b相互分隔开，其远端在周向上不相接触。而且，在此实施例中，整个定子铁芯5由所谓的电磁钢板制成。

<转子铁芯的构造>

如图2中所示，转子铁芯20具有围绕轴10的筒部20A、设置在筒部20A的径向外侧的多个（所示的实施例中为10个）磁极部20B、永磁体插入孔20b以及防磁通泄漏孔20d。筒部20A具有中心孔20a，轴10在该中心孔的内周侧穿过该中心孔。

永磁体插入孔20b轴向（图1中的右-左方向）贯通地设置在筒部20A的径向外侧的磁极部20B之间。永磁体21沿轴向插入永磁体插入孔20b中并借助粘合剂固定。永磁体插入孔20b以中心孔20a的中心为基准径向延伸。永磁体插入孔20b的尺寸（从轴向方向看时的面积）大致等于永磁体21的尺寸（在与轴向正交的方向上的截面积）。如以上本实施方式的实施例中所述，转子3构造成所谓的IPM（内部永磁体）型转子，在该IPM型转子中，永磁体21嵌入转子铁芯20中。而且，永磁体21以所谓的I形布置方式设置，在该I形布置方式中，永磁体21在转子铁芯20的磁极部20B之间从筒部20A的外周附近至转子铁芯20的外周附近径向布置。

防磁通泄漏孔20d是在磁极部20B的径向内侧的部位处设置在永磁体插入孔20b之间的用于防止磁通泄漏的间隙。防磁通泄漏孔20d抑制来自永磁体21的磁通泄漏至防磁通泄漏孔20d的径向内侧，从而防止有赖于产生旋转扭矩的磁通被减少。

防磁通泄漏孔20d优选具有朝径向外侧变尖的截面形状。借助形成具有此形状的孔，来自位于防磁通泄漏孔20d两侧的永磁体21的磁通可分别沿朝径向外侧变尖的形状顺畅地被引向转子铁芯20的外周侧。在本实施方式中，可借助形成具有五角形形状的防磁通泄漏孔20d而获得该效果。而且，可通过减小永磁体21的产生磁通的侧表面与防磁通泄漏孔20d的面对该侧表面的表面之间的间隔而增强减少向内周侧泄漏磁通的效果。

<无传感器控制的具体实施例>

图3示出了用于旋转电机1的无传感器控制而执行速度控制的旋转电机控制器300的构造的实施例。图3中所示的控制框图由传递函数型式表达。在图3中，旋转电机控制器300设置有减法器321、矢量控制器322、电压控制器323、电流检测器324、矩形波电压发生器325、坐标转换器326、磁极位置计算器327以及速度计算器328。

从图3中未示出的上级控制器向旋转电机控制器300中输入用于控制旋转电机1的驱动的磁通指令值与速度指令值ωr*。由减法器321获取速度指令值ωr*与稍后将描述的速度估计值ωr^的偏差。此偏差与磁通指令值被输入矢量控制器322中。矢量控制器322以不管负载状态如何都使速度估计值ωr^与速度指令值ωr*匹配的方式确定马达电流的磁通分量（d轴分量）及扭矩分量（q轴分量），并以旋转正交坐标系（d-q轴坐标系）中的两相电压指令值ΔVsd*、ΔVsq*的形式输出用于控制旋转电机1的速度与电流的电压指令值。电压控制器323基于所输入的两相电压指令值ΔVsd*、ΔVsq*向旋转电机1输出三相驱动电压。因此，旋转电机控制器300能以任意速度及与之相应的扭矩控制旋转电机1的驱动（也执行位置控制，但是未示出）。

另一方面，从未示出的上级控制器向矩形波电压发生器325中输入磁极位置检测控制信号。已被输入了磁极位置检测控制信号的矩形波电压发生器325输出具有任意设定的时间周期的矩形波电压（脉冲波电压）的电压指令ΔVh及相位指令Δθh。电压指令ΔVh及相位指令Δθh叠加在电压控制器323中的电压指令值ΔVsd*上，从而操控待输出至旋转电机1的电压的幅值与相位。

电流检测器324检测在三相的各相中输入到旋转电机1的电流。坐标转换器326将这些三相电流值iu、iv及iw转换成两相电流值isα及isβ。此两相电流值isα及isβ是以u相作为基准轴α轴并且β轴与其正交的正交坐标系中每个轴的电流值。在此，当旋转电机1的d轴与q轴各自的电感存在偏差时，即，当旋转电机1具有磁凸极时，两相电流值isα及isβ的幅值包括磁极位置θ的信息。磁极位置计算器327参考从矩形波电压发生器325输出的电压指令ΔVh，基于两相电流值isα及isβ计算并输出旋转电机1的磁极位置θ。磁极位置θ的这一计算可遵照公知方法（例如，参见JP特开2010-172080号公报）进行，在此将省略详细的说明。

由磁极位置计算器327输出的磁极位置信号θ被输入到电压控制器323中，同样也输入到速度计算器328中。速度计算器328通过执行磁极位置θ的微分运算而计算旋转电机1的速度估计值ωr^。通过由减法器321从速度指令值ωr*减去速度估计值ωr^而得到差值，借此将该速度估计值ωr^用于速度反馈控制。尽管未具体示出，但是磁极位置θ可被看做是以U相为基准的旋转电机1的旋转位置，并且上级控制器还利用此磁极位置θ执行位置反馈控制。如上所述，为了以高精度检测旋转电机1的磁极位置θ，要求旋转电机1的磁凸极要高。

在以上中，作为探寻信号的矩形波电压被叠加在d轴（电压指令值ΔVsd*）上，并且仅为q轴分量输入负载AC电流（仅为d轴分量输入磁通分量），但不限于此。对于负载AC电流来说，应当仅为q轴分量输入负载AC电流，但是探寻信号可被叠加输入到q轴或者d轴与q轴两者中。然而，如果将高频电压信号叠加在q轴上，那么扭矩中会出现脉动，并因此探寻信号优选尽量仅被叠加输入至d轴中。而且，旋转电机1的d轴与q轴的电感并不是基波电流电感，而是由高频叠加电压信号及与之相应的电流限定的高频电感，在以下的描述中将会把高频电感简称为电感。

<旋转电机的轴向正交剖面上的磁极布置>

接着，将利用图4描述在轴向正交剖面上定子2与转子3的磁极布置。因为在图2中的轴向正交剖面上的磁极布置关于轴10的旋转轴线为180°点对称，所以图4中仅示出了上半圆部分，省略了下半圆部分（同样适用于稍后将描述的图5、图7A至图11B）。如上所述，本实施方式的旋转电机1构造成所谓的10P12S（P：磁极=磁极部的数量，S：槽=齿数）槽组合，该所谓的10P12S槽组合在整个定子2上设置有12个齿18，在整个转子3上设置有10个磁极部20B。因此，图4中示出了定子2侧的半圆部上的6个齿18，同时示出了转子3侧的半圆部上由6个永磁体21夹着的5个磁极部20B。

首先，在定子2中，线圈绕组7沿彼此相反的方向绕两个相邻的齿18缠绕。两个相邻的齿18形成一组，并且对应于相同的电流相位。以组为单位在顺时针方向上按U、V及W的顺序布置电流相位。即，在以轴10的旋转轴线为原点的机械静态坐标系中，在布置中相互偏移60°的相邻两组齿18产生具有电气偏移120°的相位差的交变磁场（然而，各相的幅值根据稍后将描述的d轴与q轴随转子3的旋转进行的运动而改变）。在本实施方式的设置有12个（6组）齿18的定子2中，两组齿18分别对应于所供应的三相AC电流的各相U、V及W，并且这两组齿在静态坐标系中布置在偏移180°的位置。

接着，在转子3侧，每个永磁体21沿使得在大致周向上两个相邻的永磁体21相互面对的方向（图中的框形箭头的方向）被磁化。如此，处于N极相互面对的位置的磁极部20B变成磁通朝径向外侧的N型磁极部20BN。而且，处于S极相互面对的位置的磁极部20B变成磁通朝径向内侧的S型磁极部20BS。N型磁极部20BN与S型磁极部20BS均设置有5个，并且沿转子铁芯20的周向交替布置。如上所述，因为由两个相邻的永磁体21产生的磁通集中于一个磁极部20B，所以磁力增强，并且在磁极部20B面对齿18的位置处，可以使得齿18充分地磁饱和。

在磁极布置中，d轴沿从S型磁极部20BS朝与其相邻的N型磁极部20BN的方向布置，穿过周向上的相应中央位置。即，从轴10的旋转轴线朝N型磁极部20BN的中心方向延伸的轴线成为d轴，在从该磁极的中心方向偏移90°电气角的方向上延伸的轴线成为q轴。因此，三个相邻永磁体21之间72°的机械角范围相当于电气正交dq轴正交坐标系中360°的电气角范围。dq轴坐标系起关于静态坐标系中转子3的旋转中心旋转的旋转正交坐标系的作用。

在此，如上所述，定子2侧上的U、V及W相在静态坐标系中以60°间隔布置，转子3侧的dq轴坐标系在静态坐标系中以72°间隔布置。如上所述，在槽组合为10P12S的构造中，在定子2侧与转子3侧之间设置在静态坐标系中相当于12°的设置间隔差。

<旋转电机的轴向正交剖面上的磁通分布>

图5示出了在具有如上所述的磁极布置的旋转电机1中磁通的生成分布。图5示出了这样一种状态，其中在转子3的旋转操作期间，一个N型磁极部20BN的中心（q轴穿过该中心）位于V相与W相之间的中部，并且一个永磁体21的中心（d轴穿过该中心）与U相的中央位置一致（同样适用于稍后将描述的图7A至图11B）。而且，在三相AC马达中，施加了在U、V及W相各相之间具有120度相位差的AC电流，但是图5示出了在U相瞬时电流值为零并且瞬时电流从V相流向W相的状态下的磁通分布。

以下将利用图5的状态下的磁通分布描述本实施方式的原理。如图5中所示，其中1相线圈的磁通为最大值的定子2与转子3的布置关系每12°机械角（每60°电气角）出现一次，但是本实施方式的原理可同样适用于定子2与转子3之间的位置关系。为了使说明便于理解，将利用图5的状态下的磁通分布。

首先，如果在定子2侧使绕与各相对应的同一组的两个齿18缠绕的线圈绕组7所对应的相中的AC电流流动，那么会产生沿穿过该组的两个齿18及轭15的路径循环的交变磁场（参见图中的虚线箭头）。然而，在本实施方式的实施例中，如上所述，相邻的扩宽部18b的远端在周向上相互分离。因此，由交变磁场产生的交变磁通沿近似径向穿过转子3侧的磁极部20B循环。

另一方面，从转子3侧的每个磁极部20BN及20BS的外周侧的远端沿径向产生的恒定磁通（参见图中的粗实箭头）在径向上穿过相互面对的各齿18循环。来自每个磁极部20BN及20BS的恒定磁通穿过每个齿18主要沿两条通路。第一条通路是穿过两个相邻的齿18的主体部18a及轭15循环的主体部通路。第二条通路是仅穿过其中一个齿18的扩宽部18b循环而泄露的扩宽部通路。

因此，由如上所述的流过每个线圈绕组7的AC电流产生的交变磁通与沿径向从相互面对的磁极部20BN及20BS流入的恒定磁通组合而获得的磁通穿过定子2侧的每个齿18。在此，如果由AC电流产生的交变磁通与由永磁体21产生的恒定磁通的方向一致，那么齿18的磁饱和增强。如果交变磁通与恒定磁通的方向彼此相反，那么齿18的磁饱和减弱。

另一方面，在与瞬时电流值为零的U相对应的一组齿18中不产生交变磁通，并且仅来自于与U相的中央位置一致的永磁体21的两侧上的两个磁极部20BN及20BS的恒定磁通穿过齿主体部18a的内部。因为该永磁体21的周向位置位于相邻的扩宽部18b的远端之间，所以极少有穿过扩宽部通路的泄漏磁通，从而恒定磁通穿过的路径仅是主体部通路。如上所述，穿过与U相的中央位置一致的永磁体21布置的d轴，即在与瞬时电流值为零的相所一致的d轴方向上的齿主体部18a与其它齿18相比能最容易磁饱和。

另一方面，来自位于V相与W相之间的中间部的N型磁极部20BN的恒定磁通分支到V相侧与W相侧，并且分别进一步分支到主体部通路与扩宽部通路。在此，就位于邻近该N型磁极部20BN的两侧的两个永磁体21而言，各自的周向位置位于扩宽部18b的大致中心位置。因此，在分别分支到V相侧及W相侧的恒定磁通中，与主体部通路相比，磁通会更容易集中在扩宽部通路上（成为泄漏磁的比率更大）。即，在穿过V相与W相布置的q轴周围，在整个齿18的内周侧的扩宽部18b中的磁通密度较高，而主体部18a中的磁通密度较低。

而且，因为穿过V相侧的主体部通路的恒定磁通具有与在V相中产生的交变磁通一致的行进方向，所以倾向于增强齿主体部18a中的磁饱和。然而，因为穿过V相侧的扩宽部通路的恒定磁通（即，向V相侧泄漏的磁通）的行进方向与V相中产生的交变磁通的行进方向相反，所以倾向于减弱齿18的扩宽部18b的远端处的磁饱和。

而且，因为穿过W相侧的主体部通路的恒定磁通的行进方向与W相中产生的交变磁通的行进方向相反，所以倾向于减弱齿主体部18a中的磁饱和。然而，因为穿过W相侧的扩宽部通路的恒定磁通（即，向W相侧泄漏的磁通）的行进方向与W相中产生的交变磁通的行进方向一致，所以倾向于增强齿18的扩宽部18b的远端的磁饱和。

在V相与W相两者各自的齿扩宽部18b中，也具有恒定磁通与交变磁通的方向彼此一致从而磁通增强的部位18b1以及磁通减弱的部位18b2。在磁通减弱的部位18b2，随着负载电流变大，磁饱和缓和，该部位成为磁通能容易穿过的区域。

总之，在d轴方向上的齿中，主体部18a实质磁饱和，而在穿过V相与W相布置的q轴附近即在穿过瞬时电流流过的两个相的q轴方向附近的齿18中，扩宽部18b磁饱和。而且，当负载电流被施加至q轴时，产生磁通增强的部位18b1和磁通减弱的部位18b2。

<本实施方式的特征>

假设转子3的磁凸极比是ρ，q轴的电感是Lq，并且d轴的电感是Ld，则以下关系式成立：

ρ=Lq/Ld （1）

如上所述，在无传感器控制中为了以高精度检测旋转电机1的磁极位置θ，需要转子3的磁凸极比ρ要高。

在此，在公式（2）中电感L由磁通Φ与电流i限定，并且针对电流产生的磁通越大，电感越大。

Φ=Li （2）

而且，由于公式（3）表示的电压v、电流i以及电感L之间的关系，针对AC电压的AC电流越大，电感越小。

v=dΦ/dt=Ldi/dt （3）

通过利用电感的性质，在无传感器控制中，从矩形波电压发生器325输出的矩形波电压（高频电压信号）叠加在两相电压指令值ΔVsd*及ΔVsq*上，并且基于由d轴与q轴之间的电感偏差而产生的两相电流值isα及isβ之间的幅值偏差来估计磁极位置θ。

在本实施方式的实施例中，d轴与q轴分别布置在转子3上的五个部位，各自的电感根据与齿18及交变磁通之间的布置关系而异。这之中，与瞬时电流值为零的相（U相）一致的d轴方向上的齿18最容易磁饱和，即，成为电感最小的d轴。而且，在横跨瞬时电流值流过的两相（V相与W相）布置的q轴方向上的齿18最不容易磁饱和，成为电感最大的q轴。在整个转子3中d轴电感Ld（公式（1）的分母）与q轴电感Lq（公式（1）的分子）分别是12个线圈的d轴电感的总量与12个线圈的q轴电感的总量。

为了向转子3施加旋转扭矩，仅需施加q轴分量的负载电流（d轴分量不影响扭矩）。然而，如果q轴分量的负载电流大幅增加，那么转子芯的磁饱和增加，从而由转子芯的形状导致的磁凸极比ρ减小。即，旋转电机1的磁极位置θ的检测精度变差。

另一方面，通过利用齿18的磁饱和来增大旋转电机1的磁凸极比ρ，能够增大磁凸极比ρ。即，仅需要进一步减小与瞬时电流值为零的相（U相）一致的d轴的电感，并且进一步增大横跨瞬时电流值流过的两相（V相与W相）布置的q轴的电感。

在本实施方式中，在定子2的每个线圈绕组7未通电的状态（下文视情况也称作“空载状态”）下，每个齿18构造成使得径向面对磁极部20B的齿18仅借助来自永磁体21的恒定磁通而实质磁饱和。对为了此目的的具体手段而言，将各齿18的周向宽度尺寸设定成使得面对磁极部20B的齿18实质磁饱和。

在此，构成齿18的电磁钢板大致具有由图6中的B-H曲线所示的磁饱和特性。即，当应用至电磁钢板的磁场强度从零开始逐渐增加时，在磁场强度较低时，磁通密度与磁场强度基本成比例地增大。然而，当磁场强度增加到某一程度以上时，磁通密度的上升率下降，并且磁通密度最终不再上升。在本实施方式中，磁通密度达到1.6T（特斯拉）以上的状态也被称作“实质磁饱和”状态。实质磁饱和状态下的磁通密度不限于该值，而是根据构成齿18的材料等适当改变。

而且，齿18与磁极部20B“彼此径向面对”的状态指的是至少齿18的齿主体部18a径向面对磁极部20B的状态。具体地说，指的是主体部18a在周向上位于磁极部20B的角度范围内的状态。

因此，在与瞬时电流值为零的相（U相）一致的d轴上，所面对的齿主体部18a仅借助来自永磁体21的恒定磁通线而实质磁饱和（消除磁通通过的裕度），并且可使电感最小。即，可减小整个转子3中的d轴电感的总量Ld。而且，在横跨瞬时电流值流过的两相（V相与W相）布置的q轴上，可减弱面对的齿主体部18a的磁饱和，并且可增大电感（稍后将在图7A至图11B中详细描述此点）。即，可增大整个转子3的q轴电感的总量Ld。因此，由于可使公式（1）右侧的分母（Ld）变小，并且可使左侧的分子（Lq）变大，所以可增大转子3的磁凸极比ρ。

<改变齿宽度对磁凸极比的具体影响>

如上所述，图7A至图11B详细地示出了改变齿宽度对磁凸极比ρ的影响。图7A、图8A、图9A、图10A及图11A均对应于本实施方式，并且将每个齿主体部18a的周向宽度设为W1。将W1设为这样的值：空载状态下面对磁极部20B的齿18仅借助来自永磁体21的恒定磁通而实质磁饱和。另一方面，图7B、图8B、图9B、图10B及图11B均对应于比较例。将每个齿主体部18a的周向宽度W2设为大于W1。在此比较例中，空载状态下面对磁极部20B的齿18仅借助来自永磁体21的恒定磁通不会实质磁饱和。而且，图7A与图7B示出了AC电流根本未供应至定子2的空载状态下的磁通分布。图8A与图8B示出了以50%额定电流供给q轴分量（扭矩分量）的负载AC电流（对应于负载电流）的状态，图9A与图9B示出了以100%额定电流供给负载AC电流的状态，图10A与图10B示出了以150%额定电流供给负载AC电流的状态，并且图11A与图11B示出了以200%额定电流供给负载AC电流的状态。在每幅图中，类似于图5示出了电感最小的d轴与电感最大的q轴。

如上所述，在比较例中，将每个齿主体部18a的周向宽度W设定得相对较大（参见图7B至图11B）。这样，在与瞬时电流值为零的U相一致的d轴上，面对磁极部20BN与20BS的齿主体部18a还未磁饱和而是仍允许更多的磁通通过。这样，如果负载AC电流增大，那么受其它V相与W相的交变磁通影响，d轴电感波动。即，公式（1）中的整个转子3的d轴电感的总量Ld会容易波动。

另一方面，在如上所述的本实施方式中，将每个齿主体部18a的周向宽度设定为W1（参见图7A至图11A）。这样，在与瞬时电流值为零的U相一致的d轴上，面对磁极部20BN与20BS的齿主体部18a仅借助来自永磁体21的恒定磁通就已经实质磁饱和。即，因为不允许再有磁通通过，所以即便负载AC电流大幅增加，d轴电感仍保持较小（保持大的磁通密度），而不受其它V相与W相中的交变磁通的影响。即，即使负载AC电流增大，公式（1）中的整个转子3的d轴电感的总量Ld也会保持较小。

另一方面，在比较例中，在负载AC电流从0%逐渐增大到200%时，即使V相与W相全体的磁饱和提高，横跨V相与W相布置的q轴的电感总体也会减小。

与之相反，在本实施方式中，在负载AC电流从0%逐渐增大到200%时，横跨瞬时电流值流过的V相与W相布置的q轴电感逐渐增大。这是因为随着负载AC电流增大，由图中的P1、P2及P3示出的齿扩宽部18b的远端处的磁饱和减弱的效果变大。如图5中所示，P1是由于穿过扩宽部通路的恒定磁通（泄漏磁通）的方向与q轴周围的交变磁通的方向相反从而磁饱和减弱的部位。P2是由于穿过W相侧的主体部通路与扩宽部通路的恒定磁通的方向与q轴周围的交变磁通的方向相反从而磁饱和减弱的部位。而且，P3是由于穿过W相侧的主体部通路循环并且返回到磁极部20BS的恒定磁通的方向与交变磁通的方向相反从而磁饱和减弱的部位。如上所述，尽管随负载AC电流增大V相与W相全体的磁饱和增大，但是在部位P1、P2及P3处磁饱和还是大幅减弱，因此，q轴电感总体增大（参见图7A至图11A）。因此，公式（1）中整个转子3的q轴电感的总量Lq可根据负载AC电流的增大而增大。

在比较例中，也发现存在随负载AC电流增大，对应于前述P1、P2及P3的部位处的磁饱和减弱的现象。然而，在本实施方式的情况下，因为将各齿主体部18a的周向宽度W1设定为小于W2，所以齿主体部18a上的磁饱和在d轴方向上增大，并且不容易受到d轴磁通及q轴磁通相互干涉的影响。因此，在比较例中，在负载AC电流增大时磁凸极比ρ会容易减小，但是在本实施方式中即便负载AC电流（马达负载）增大，磁凸极比ρ也会增大。

在比较例中，齿18的宽度尺寸较大，面对磁极部20BN与20BS的齿主体部18a仅借助来自永磁体21的恒定磁通不能实质磁饱和。在此情况下，通过允许对扭矩无贡献的d轴正电流流过定子2的每个线圈绕组7，在d轴方向上的齿18会实质磁饱和，从而可获得类似于本实施方式的磁凸极比。

<本实施方式的效果>

如上所述，在本实施方式的旋转电机1中，定子铁芯5构造成：在线圈绕组7未通电的状态下，径向面对磁极部20B的齿18借助永磁体21而实质磁饱和。因此，d轴电感Ld可保持较小。

另一方面，在q轴方向上的齿18中，仅远端部磁饱和，并且在来自永磁体21的磁通的方向与来自负载AC电流的磁通的方向一致的部位磁饱和增强，而在两种磁通的方向相反的部位（P1、P2及P3）磁饱和减弱。在磁饱和减弱的部位，磁通会更容易流动，从而电感增大。在本实施方式中，通过增大负载AC电流，可缓和在q轴方向上的齿18的远端部分的磁饱和，从而可在高负载状态下增大q轴电感Lq。

如上所述，即便在高负载状态下也能够确保磁凸极比ρ而不会增加旋转电机1的物理尺寸。因此，即便负载扭矩增大，也可进行高精度的位置估测。

图12示出了在本实施方式中，在将负载电流施加至q轴的状态（从V相至W相施加电流的状态）下叠加输入探寻信号时高频电感的模拟结果。附图中的横轴表示在dq轴坐标系中在180°的电气角范围内的叠加电压相位，其中0°对应于d轴，并且90°对应于q轴。而且，在图中的纵轴表示高频电感，并且对应于高频电压信号产生的高频磁通通过的容易程度。

在该图12中，无论以什么样的负载（AC负载电流的强度）操作，d轴的高频电感都以正弦曲线变化，并且其相位基本一致。该正弦波的最大值与最小值之比（最大值/最小值）对应于磁极凸极比ρ。即，正弦波的幅值越大，磁极凸极比ρ越高。在本实施方式的情况下，如所示，即使在空载状态下也能保证足够高的磁极凸极比ρ，而且可知负载越大，磁极凸极比ρ越高。

另一方面，图13是相当于如上所述的比较例的图表。在图13中，磁凸极比ρ在空载状态下较低，即便负载增大，所述比也不会变得像本实施方式中那样高。而且，在该比较例中，负载越大，正弦波的相移越大。这是因为d轴方向上的齿18未充分磁饱和，并且q轴电流的磁通影响d轴的磁通。如上所述，如果d轴电感的正弦曲线的相位波动，那么会很大程度损坏旋转电机1的磁极位置θ的检测精度。如上所述，本实施方式能确保磁极凸极比ρ高于比较例中的磁极凸极比ρ，并且能以较高精度检测旋转电机1的磁极位置θ。

而且，尤其在本实施方式中，齿18具有主体部18a与扩宽部18b。因为齿18具有周向宽度扩展的扩宽部18b，所以定子2面对转子3的面积增大，从而可使定子2与转子3之间的磁通流动顺畅。

而且，尤其在本实施方式中，转子3是永磁体21嵌入转子铁芯20中的IPM型转子。因此，与永磁体21设置在转子铁芯20的表面上的SPM型（表面永磁体）相比，除磁扭矩外，磁阻扭矩也可用作旋转力，因此可实现尺寸小扭矩高的旋转电机。

而且，尤其在本实施方式中，永磁体21在转子铁芯20的磁极部20之间从筒部20A的外周附近至转子铁芯20的外周附近沿径向布置（所谓的I形布置）。通过应用此种布置结构，能够增加永磁体21的输入量，并且使磁通集中于磁极部20B上。

而且，尤其在本实施方式中，线圈绕组7以集中卷绕的方式绕齿18缠绕。通常，如果要增大磁极凸极比ρ，采用分布卷绕，但是在这种情况下旋转电机1的物理尺寸增大。在本实施方式中，通过在d轴方向上的齿18的磁饱和，可确保磁极凸极比ρ，因此线圈绕组7可采用集中卷绕。因此，可减小旋转电机1的尺寸。

而且，尤其在本实施方式中，旋转电机控制器300向d轴供应高频电压信号，并且向q轴供应负载电流。因此，可利用当施加高频电压信号时电感的变化估测旋转电机1的磁极位置θ。因此，即便在高负载状态下，旋转电机1也可确保磁极凸极比ρ。因此，即便旋转电机1的负载扭矩增大，也可实现能执行高精度无传感器控制的旋转电机控制器300。

如果面对磁极部20BN与20BS的齿主体部18a仅通过来自永磁体21的恒定磁通不会实质磁饱和，那么通过允许对扭矩无贡献的d轴正电流流过定子2的每个线圈绕组7，可使d轴方向上的齿18实质磁饱和。因此，可获得类似于本实施方式的磁凸极比ρ，并且可实现执行高精度无传感器控制的旋转电机控制器300。

<变型例>

在不脱离上述本实施方式的宗旨及技术理念的范围内，能够对其做出多种变更。

例如，本实施方式构造成：两个相邻齿18的扩宽部18b的远端在周向上相互分离，但不限于此。例如，如对应于图2的图14中所示，可如此构造：扩宽部118b在相邻的齿118之间相互连接，并且定子铁芯105的轭115及每个扩宽部18b能够以各齿118划分。

如在此变型例中，在齿118的扩宽部118b在相邻的齿118之间相互连接的结构中，如果采用d轴方向上的齿118未磁饱和的构造，那么相邻的齿118之间发生磁通泄漏，从而由于d轴的泄漏电感增加，磁极凸极比ρ变小。从而，需要使扩宽部118b之间的连接断开。

另一方面，如在本实施方式中那样，如果d轴方向上的齿118会磁饱和，那么由于直到齿的远端的磁饱和可减少相邻齿118之间的磁通泄漏。因此，可防止d轴的泄漏电感增加，从而可确保磁极凸极比ρ。因此，如在此变型例中那样，因为可使用构造成使得轭115及扩宽部118b能以各齿118划分的定子铁芯105，所以线圈绕组7能以集中卷绕的方式缠绕而具有高占空比，从而可实现尺寸小扭矩高的旋转电机101。

而且，例如，在本实施方式中，作为实施例说明了10P12S的槽组合构造，但是即便在其它的槽组合构造中，仅改变各U相、V相及W相之间的布置间隔角或者各dq轴坐标的布置间隔角，而不改变各U相、V相及W相之间及各dq轴坐标的布置关系，也可获得类似的效果。

而且，例如在本实施方式中，构造成：通过适当地设定每个齿18的周向宽度而使得空载状态下面对磁极部20B的齿18仅借助来自永磁体21的磁通而实质磁饱和，但不限于此。例如，可采用提高设置在转子3中的永磁体21的磁力或者适当设定齿18的宽度尺寸及永磁体21的磁力二者这样的方法。这些方法相当于使在每个权利要求中所述的定子绕组的未通电状态下径向面对磁极部的齿实质磁饱和的手段。

而且，例如，在本实施方式中，说明了旋转电机1作为旋转马达的实施例，但不限于此。例如，尽管未具体示出，但是本实施方式的方法可适用于转子相对于定子线性运动的线性马达。在此情况下，定子与转子中任一者设置有具有永磁体的磁极部，另一者设置有产生磁场的线圈绕组及齿，但在任何情况下，仅需要构造成使得空载状态下面对磁极部的齿仅借助来自永磁体21的恒定磁通而实质磁饱和。

在以上中，说明了旋转电机1为马达的实施例，但本实施方式也可适用于旋转电机为发电机的情况。

而且，除上述的那些外，前述实施方式及各变型例的方法可适当地组合使用。

尽管未具体例示，但是在不脱离其宗旨的范围内可通过多种变更而将本实施方式及各变型例投入实践。

Claims (8)

1.一种旋转电机，该旋转电机包括：

定子与转子；

转子铁芯，该转子铁芯在周向上包括多个磁极部；

设置在所述转子铁芯上的多个永磁体；以及

定子铁芯，该定子铁芯包括多个齿，定子绕组绕各齿缠绕，

所述齿包括：

从柱形轭向内周侧突出地设置的主体部；以及

扩宽部，所述扩宽部设置在所述主体部的内周侧的远端处，并且所述扩宽部的周向宽度扩大，

设从所述旋转电机的旋转轴线开始沿所述磁极部的中心方向延伸的轴线为d轴，沿从所述中心方向偏移90度电气角的方向延伸的轴线为q轴，

所述定子铁芯构成为：

在所述定子绕组未通电的状态下径向面对所述磁极部的d轴方向的所述齿的所述主体部仅借助来自所述永磁体的恒定磁通而磁饱和，并且，在所述定子绕组通电的状态下q轴方向的所述齿的所述扩宽部中，所述定子绕组的磁通与所述永磁体的磁通的方向相反，磁饱和缓和，

所述旋转电机的槽组合构造成：

相邻的多个齿形成一组，并且对应于相同的电流相，至少一个所述永磁体的中心位于所述电流相的任意一相的相邻的所述齿的中间，并且，至少一个N型的所述磁极部的中心位于其他两相的所述齿的中间。

2.根据权利要求1所述的旋转电机，其中：

所述定子铁芯的所述齿的周向宽度设定成：使面对所述磁极部的齿磁饱和。

3.根据权利要求2所述的旋转电机，其中：

所述扩宽部在相邻的所述齿之间相互连接，并且

所述定子铁芯构造成：使得所述轭及所述扩宽部能以每个所述齿划分。

4.根据权利要求3所述的旋转电机，其中：

所述永磁体嵌入所述转子铁芯中。

5.根据权利要求4所述的旋转电机，其中：

所述转子铁芯固定至轴并且包括在外周侧上布置有所述多个磁极部的筒部，并且

所述永磁体在所述转子铁芯的所述磁极部之间从所述筒部的外周附近至所述转子铁芯的外周附近沿径向布置。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的旋转电机，其中：

所述定子绕组以集中卷绕的方式绕所述齿缠绕。

7.一种旋转电机的控制器，该控制器在不使用位置传感器与速度传感器的情况下执行根据权利要求1至6中任一项所述的旋转电机的扭矩控制、速度控制及位置控制中的至少一者，其中

所述控制器向d轴与q轴至少其一供应高频电压信号，并且向q轴供应负载电流。

8.一种旋转电机的控制方法，该控制方法在不使用位置传感器与速度传感器的情况下执行根据权利要求1至6中任一项所述的旋转电机的扭矩控制、速度控制及位置控制中的至少一者，其中，

所述控制方法包括：

向d轴与q轴至少其一供应高频电压信号，并且

向q轴供应负载电流。