JP2004056871A

JP2004056871A - 薄型ダイレクトドライブモータ

Info

Publication number: JP2004056871A
Application number: JP2002208525A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Kamei; 亀井　　健; Yuichi Kizaki; 木崎　雄一; Kazuaki Nagaki; 永木　一昭; Yasuhiro Miyamoto; 宮本　恭裕
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2002-07-17
Filing date: 2002-07-17
Publication date: 2004-02-19

Abstract

【課題】軸方向に薄型構造で、低騒音・低振動で、コストダウンとなるダイレクトドライブ型モータを提供する。
【解決手段】磁石２を備えた回転子１と、コイル４をラジアルギャップ１１内に備えた固定子１０とから成るダイレクトドライブモータにおいて、磁石２を回転子１の鉄芯内に埋め込み、コイル４を固定子１０の１つのティース７に巻きつけ、コアはオープニング形状の一体製造コアであり、かつオープニング距離はスロットピッチ幅からティース幅を差し引いた距離を有し、ティース７内に空隙６を設けた。
【選択図】　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ギアを介さない低速のダイレクトドライブであって、しかも軸方向に十分なスペースがなく、かつ振動や騒音が規制されるような場所に適用可能なモータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の省スペースダイレクトドライブモータとして、エレベータ装置用に使用されるモータを例に考えることとする。公知のこの種のモータとしては、特開平８−４０６７６号公報記載のダイレクトドライブモータがある。これは、アクシャルギャップ型を採用し、そのコイルエンドを軸方向に垂直な方向にした構造とし、軸方向の制約寸法を固定子のスロット高さとヨーク幅で決定して、省スペースを実現している。
しかし、アクシャルギャップ型モータには次のような欠点があった。すなわち、エレベータのような数ｋＷクラスの大型モータでは、固定子鉄芯と回転子の永久磁石とのギャップ間に数トンもの強い吸引力が働くため、アキシャルギャップ型では、軸方向のスラスト力を抑える強固な支持構造が必要になる。しかし、回転子と固定子の間は可動部であり、ベアリング等で結合されているため、支持構造も複雑で、強固にすることは難しい。支持構造が十分強固でなければ、モータのギャップがギャップ面によって異なったり、最悪の場合、固定子と回転子が接触してしまい、磁石がはがれるなどの心配もある。このため、アキシャルギャップ型のモータは製作，補修，点検に手間や時間がかかり、エレベータのように特に安全性が要求され、かつ、頻繁に保守点検が必要な装置に適応するのは難しく、実現できてもコストが高い欠点があった。
【０００３】
そこで、上記モータの欠点を解決するものとして、特開平１０−３０４６４１公報記載のダイレクトドライブモータが開発された。これは、前記のようなアクシャルギャップ型ではなくてラジアルギャップ型を採用し、回転子をインナーロータとアウターロータ構造とし、固定子を集中巻き構造としているものである。更に、コギングトルクの振動数とトラクションシーブの周長、およびかごの停止位置の関係および定格効率最大運転の観点から、極数を３０極〜５０極の間に選びスロット数を極数よりも少なくした数を選び、高効率でコギングトルクの脈動周期を高次数へもっていく工夫をしている。これによって前記ダイレクトドライブモータが持たない特徴のある省スペースダイレクトドライブモータとなっている。
更に、このモータではこのモータの固定子の円弧をいくつかに分割し、ユニット毎に製作し、後から一体に組み合わせるようにした製作上の工夫をして、これにより、電気装荷を大きくし生産性をあげることを可能としている。
一方、それの制御面を考えると、永久磁石モータドライブのため高分解能のエンコーダがそれ自身に具備されており、信号形態でアブソリュートエンコーダとインクリメンタルエンコーダの２種類がある。
ところが、アブソリュートエンコーダは電源供給の有無に関係なくポール位置が把握できるという長所があるが、逆にコスト面で大きな問題があり、通常、インクリメンタルエンコーダが使用されている。その内訳は位置、速度センサ、原点センサおよびポールセンサの信号で構成されている。したがって、仮にラインドライバ方式で考えると、電源仕様を考慮すると１４本もの多数の信号線が必要となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このように、前記特開平１０−３０４６４１号公報に記載のラジアルギャップ型モータの特徴は、エレベータシステムに対しその振動要因であるトルクリップル中でコギングトルクのみに対する低減策に対し、スロットコンビネーションの適切な選択法を提案しているものの、振動や騒音に起因するのはコギングトルクのみではない。他にも、通電中のギャップ波形の空間高調波成分に起因する比較的低周波のインバータ出力周波数の６倍トルクリップル成分も大きく影響しているので、これも同時に除去する適切なスロットコンビネーション選択を行う必要がある。ところがこの点についての記載はそこにはなされておらず、示唆もない。
また、生産性重視で固定子を分割コアにすることで、極数とスロット数の最小公倍振動数である理論的なコギングトルクの他に、ギャップ不平衡によるインバータ出力周波数の２倍のコギングトルクが発生することが、報告されている。（電学論ＲＭ−００−１４４　”分割コアモータのコギングトルク発生要因分析”を参照。）
そしてこの要因としては、ギャップ形状に起因し、ギャップ真円度およびギャップ偏芯度にあること、特に真円度に大きく起因することが判明した。
また、エンコーダ仕様は高分解なポールセンサを具備することが一般的であるが、それ自身が高価である。また、最大１４本もの信号線が必要であり、配線ミスなどの問題が考えられる。
さらに、モータのＮ極とポールセンサ信号を同期させるため、モータ組み立てに細心の注意を払うか、出荷時ポールセンサの位置合わせを行うなどの問題がある。
本発明はこれらの課題を解決するもので、通電中のギャップ波形の空間高調波成分に起因した６倍のトルクリップルや真円度に起因するコギングトルクの発生レベルが少ない、更にポールセンサや多数の信号線を必要としない、モータ組み立てに細心の注意を払う必要のないダイレクトドライブであって、しかも軸方向に十分なスペースがなく、かつ振動や騒音が規制されるような場所に適用可能なモータを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の問題を解決するため、本願の請求項１記載の薄型ダイレクトドライブモータの発明は、磁石を備えた回転子と、コイルをラジアルギャップ内に備えた固定子とから成るダイレクトドライブモータにおいて、前記磁石を前記回転子の鉄芯内に埋め込んだ内磁型回転子としたことを特徴とする。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の薄型ダイレクトドライブモータにおいて、前記モータに対し前記コイルを前記固定子の１つのティースに巻きつけたことを特徴とする。
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の薄型ダイレクトドライブモータにおいて、前記固定子を構成するコアがオープニング形状の一体製造コアであり、かつ該オープニング距離はスロットピッチ幅からティース幅を差し引いた距離を有することにより真円度を限りなく０に近づけることが可能となることを特徴とする。
以上のように、トルクリップル中のコギングトルクに対し、理論上発生するコギングトルクはロータあるいはステータに最適スキューを施し、真円度のばらつきによる製作上発生するコギングトルクに対してはモータの鉄芯抜きをワンスタンプで一体構造で抜き真円度のばらつきを限りなく０に近づけることで解決する。
【０００６】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項記載の薄型ダイレクトドライブモータにおいて、前記固定子ティース内に空隙を設けたことを特徴とする。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項記載の薄型ダイレクトドライブモータにおいて、前記モータの極数とスロット数との関係が固定子スロットピッチの電気角が１２０°〜２４０°となる組み合わせからなることを特徴とする。
請求項６記載の発明は、請求項５記載の薄型ダイレクトドライブモータにおいて、前記モータの極数とスロット数との前記組み合わせがスロット数をＺ、極数をＰ（ただし、Ｐは１０極以上とする。）とするとき、前記式１を満たすことを特徴とする。
請求項７記載の発明は、請求項５記載の薄型ダイレクトドライブモータにおいて、前記モータの極数とスロット数との前記組み合わせがスロット数をＺ、極数をＰ（ただし、Ｐは１４極以上とする。）とするとき、前記式２を満たすことを特徴とする。
以上のように、比較的低周期のモータの空間高調波に起因したトルクリップルはロータ形状の工夫およびスロットコンビネーションをインバータ出力周波数の６倍が消去する最適な組み合わせにより解決する。
【０００７】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項記載の薄型ダイレクトドライブモータにおいて、前記内磁型回転子の磁気特性である各相インダクタンスの交番性を利用することにより電源投入時のポール位置検出を行うことを特徴とする。
以上のように、電源投入時のポール位置検出に対してはエンコーダに信号を付加することなくモータを内磁型モータ（ＩＰＭ）にすることでその磁気特性、言い換えれば各相インダクタンスの交番性を利用することで解決する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明は以下の３つの実施の形態で構成されている。
１）発明の実施の形態１は、真円度のばらつきによるコギングトルク比較とワンスタンプモータのコギングトルクに対する有用性に基づくものである。
２）発明の実施の形態２は、インバータ出力周波数６倍トルクリップルのモータ構造による低減法に基づくものである。
３）発明の実施の形態３は、高トルク定数とポールセンサレスの両面を満たすモータ構造に基づくものである。
以下、それぞれの実施の形態について詳細に説明する。
【０００９】
（発明の実施の形態１）
まず、本発明の実施の形態１について説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係るモータで、４０極、４８スロットモータの５極、６スロット分を表している。図２は図１の部分拡大図である。図１および図２において、１は回転子部、２はマグネット部、３は固定子コア部、４はコイル、５はシャフト部、６は空隙部、７はティース部、１０は固定子部、１１はラジアルギャップ、１３は回転子鉄芯（コア）である。なお、図２の８はウェッジ挿入部、９はロータ外径部である。
図において、固定子１０はコイル４をそのラジアルギャップ１１内に収納しており、また回転子１０はマグネット（永久磁石）２をその鉄芯１３内に埋め込んで、内磁型のダイレクトドライブモータを構成している。このモータに対してコイル４は固定子１０の１つのティース７に集中巻きとしている。
また、固定子コア３はその内周側に完全オープニング（ラジアルギャップ）１１を複数個備えて一体に製造されており、かつそのオープニングの距離Ｔｏ（図２）はスロットピッチ幅Ｔ１からティース幅Ｔ２を差し引いた距離としている。このように、固定子側のオープニングはセミクローズ構造（オープニングがスロットピッチとティースピッチとの差より小さい構造。）でなく完全オープン構造（オープニングがスロットピッチとティースピッチとの差に等しい構造。）となっているので、固定子を円弧に分割し製作しなくてもコイルを挿入するに十分なスペースが確保できることとなる。言い換えれば、完全オープン構造の固定子コアはワンスタンプ抜きにより又はノッチングにより製作できるので、真円度を限りなく０に近づけることが可能となることを意味する。
【００１０】
このように真円度を限りなく０に近づけるように製作することの有用性をコギングトルク特性について考えてみる。
コギングトルクは有限要素解析により真円度が０（％）のステータと真円度が０．６２５（％）（２５０μｍ突出）のステータのモデルで解析した。ここで用いている真円度とは、その円の基準半径とその基準半径から最も偏りのある実半径との差を基準半径で割った値×１００（％）のことを言う。
解析モデルは図３と図４に示されている。図３は真円度が０（％）のステータの一部で、図４は真円度が０．６２５（％）のステータの一部の形状である。図４においては、固定子鉄心がギャップ側に２５０μｍ突出している部分があるため真円度が０．６２５（％）のステータとなっている。定格トルク２９（Ｎ−ｍ）、極数８、スロット数１２、ギャップ０．８ｍｍ（ギャップダイヤ８０ｍｍ）の表面磁石モータで固定子スロットはセミクローズの分割コア形状である。
【００１１】
図５はその時のコギングトルク波形を示す図である。
縦軸はコギングトルク（Ｎｍ）、横軸は電気角である。黒丸が図３の真円度が０（％）のコギングトルク波形、白丸は図４の真円度が０．６２５（％）のコギングトルク波形を示す線図である。図から分かるように、真円度が０（％）のコギングトルク波形の時と真円度が０．６２５（％）のコギングトルク波形では相対比較で真円度がずれた場合のコギングトルクの波高値が真円度が０（％）のコギングトルク波形に対して約４倍にもなる。
なお、理論上のコギングトルクの周期はインバータ出力周波数の６倍（極数とスロット数の最少公倍数を極対数で除算する。）となるが、真円度ずれにより２倍の周期が発生しており、振動周波数がより低周期となっていることが問題である。
分割コアを複数個繋ぎ合わせて真円度がゼロのステータを作ることは、分割コアどうしの接続部分のクリアランスがあるためとても困難である。ところが１枚板を打ち抜いて作る一体コアであれば真円度が限りなくゼロ（％）のステータを作ることは簡単である。したがって真円度が限りなくゼロ（％）のステータであれば組みたて時のバラツキによるコギングトルクが図５のように現れることはないから、分割コアでなく一体コアで形成することが有用であることが分かる。
そして一体コアの場合、その形状がセミクローズのコアであっても完全オープンのコアであっても真円度が限りなくゼロ（％）に作れるのでコギングトルク上は問題ないのであるが、実際の製作上の観点からセミクローズのコアよりも完全オープンのコアのほうが有用である。なぜなら、セミクローズのコアに集中巻きのコイル巻きを施すとき、セミクローズの狭いオープニングからコイルを入れてティースに巻回することは困難であり、これに対して、完全オープンコアへの集中巻きを施す場合は、広いオープニングが利用できるからコイルをティースに密着して巻くことは簡単にできるからである。したがって、分割コアではなくて完全オープンスロット一体コアをダイレクトドライブ型の永久磁石モータとすることの有用性が確認できる。
【００１２】
（発明の実施の形態２）
次に、発明の実施の形態２に係るインバータ出力周波数６倍トルクリップルのモータ構造による低減法について説明する。
図６はロータ形状の違いによる起磁力ギャップ空間高調波形状を示すもので、（ａ）は図２の凸極円弧形状のロータ、（ｂ）は同芯形状のロータを示している。
図において、１は回転子部、２はマグネット部、３は固定子コア部、４はコイル、５はシャフト部、７はティース部、１０は固定子部、Ｇは回転子１と固定子１０の間のエアギャップ、Ｈは起磁力ギャップ空間高調波形状をしている。
（ａ）から分かるように、凸極円弧形状のロータによって生じる起磁力ギャップ空間高調波はほぼ正弦波形状で推移しているのに対して、（ｂ）の同芯形状ロータの場合は台形状であり、きわめて多くの高調波を含むことになる。したがって、図２のような凸極円弧形状にすると、起磁力ギャップ空間高調波は同芯形状のロータよりもより少なくなる。
【００１３】
高次高調波成分によるトルクＴは、電流基本波と高次高調波のトルク定数の瞬時値の積による次式で表される。
Ｔ＝Φｕ・Ｉｕ＋Φｖ・Ｉｖ＋Φｗ・Ｉｗ
ここで、Ｉｕ（θ）＝ＩｐｃｏｓＰθ
Ｉｖ（θ）＝Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−２π／３）
Ｉｗ（θ）＝Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−４π／３）
Φｕ（θ）＝ΦｐｃｏｓＰθ
Φｖ（θ）＝Φｐｃｏｓ（Ｐθ−２π／３）
Φｗ（θ）＝Φｐｃｏｓ（Ｐθ−４π／３）
まず、３次高調波によるトルクリップルＴ_３を求めると、
Ｔ_３＝Φｕ・Ｉｕ＋Φｖ・Ｉｖ＋Φｗ・Ｉｗ
＝Φ_ｐ３×ｃｏｓ３Ｐθ・ＩｐｃｏｓＰθ
＋Φ_ｐ３×ｃｏｓ３（Ｐθ−２π／３）・Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−２π／３）
＋Φ_ｐ３×ｃｏｓ３（Ｐθ−４π／３）・Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−４π／３）
＝０
次に、５次高調波によるトルクリップルＴ_５を求めると、
Ｔ_５＝Φｕ・Ｉｕ＋Φｖ・Ｉｖ＋Φｗ・Ｉｗ
＝Φ_ｐ５×ｃｏｓ５Ｐθ・ＩｐｃｏｓＰθ
＋Φ_ｐ５×ｃｏｓ５（Ｐθ−２π／３）・Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−２π／３）
＋Φ_ｐ５×ｃｏｓ５（Ｐθ−４π／３）・Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−４π／３）
＝３／２×Φ_ｐ５×Ｉ_ｐ×ｃｏｓ６_Ｐθ
さらに、７次高調波によるトルクリップルＴ_７を求めると、
Ｔ_７＝Φｕ・Ｉｕ＋Φｖ・Ｉｖ＋Φｗ・Ｉｗ
＝Φ_ｐ７×ｃｏｓ７Ｐθ・ＩｐｃｏｓＰθ
＋Φ_ｐ７×ｃｏｓ７（Ｐθ−２π／３）・Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−２π／３）
＋Φ_ｐ７×ｃｏｓ７（Ｐθ−４π／３）・Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−４π／３）
＝３／２×Φ_ｐ７×Ｉ_ｐ×ｃｏｓ６_Ｐθ
さらに、９次高調波によるトルクリップルＴ_９を求めると、
Ｔ_９＝Φｕ・Ｉｕ＋Φｖ・Ｉｖ＋Φｗ・Ｉｗ
＝Φ_ｐ９×ｃｏｓ９Ｐθ・ＩｐｃｏｓＰθ
＋Φ_ｐ９×ｃｏｓ９（Ｐθ−２π／３）・Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−２π／３）
＋Φ_ｐ９×ｃｏｓ９（Ｐθ−４π／３）・Ｉｐｃｏｓ（Ｐθ−４π／３）
＝０
上記式からわかるように、３の奇数次調波のトルクリップルは０になるが、５次高調波と７次高調波のトルクリップルは６倍のトルクリップルで表現される。
したがって、６次のトルクリップルは５次高調波と１次電流の積および７次高調波と１次電流の積の和で表現できる。そして、一般に５次高調波成分値は７次高調波成分値よりも図６（ａ）から大きいため、５次高調波を減衰させることが重要である。
なお、１次電流はインバータによるＰＷＭ制御で電流波形ひずみの影響が考えられるがここでは理想的な正弦波電流と考えている。
【００１４】
図７〜図９の表は極数とスロット数のコンビネーションによる５次の短節係数値表を示している。短節係数値とは、磁極ピッチ１８０度に対して、巻線ピッチを例えば１５０度とした時、
β＝１５０／１８０＝０．８３３
として、次式より計算される値を示す。
Ｋｐν＝ｓｉｎ（νβπ／２）
ただし、νは高調波の次数を表し、１，３，５，・・・で奇数調波。
図７の表において、左欄の数値はスロット数で、最上より２行目はスロット数９であり、以下下方に行くに従い３スロットづつ増え、最下行はスロット数８７となっている。一方、最上行は極数を示し、左の８極から右へ行くに従い２極づつ増え、図７の表では右の２４極で終っている。
図８の表はスロット数（行）は図７と同じで、極数（列）が図７の極数の続きを示している。すなわち、左の２６極から右へ行くに従い２極づつ増え右の４２極で終っている。
図９の表はスロット数（行）は図７、図８と同じで、極数（列）が図８の極数の続きを示し、４４極から右の６０極で終っている。
また、行と列も交差部は左右２つの欄で構成され、左欄の数値は１スロットピッチ当たりの電気角、右欄の数値は５次の短節係数値を示している。
したがって、図７〜図９の表はモータの誘起電圧波形の高次の空間高調波のうち先に問題となった５次成分を格段と減衰させる極数とスロット数の組み合わせを選ぶため、それらの全ての組み合わせをまとめて示したものである。
【００１５】
図７〜図９および図１０〜図１２において、上下の太枠で囲まれた内部はスロットピッチが１２０°〜２４０°のいわゆる集中巻き構造部分を示している。
ここで基本波の短節係数βを９０°、１２０°、２４０°、２７０°について求めると、
（１）　９０°のβ：β＝　９０／１８０＝０．５
→　ｓｉｎ（１×０．５×π／２）＝０．７
（２）１２０°のβ：β＝１２０／１８０＝０．６６６
→　ｓｉｎ（１×０．６６６×π／２）＝０．８６６
（３）２４０°のβ：β＝２４０／１８０＝１．３３３
→　ｓｉｎ（１×１．３３３×π／２）＝０．８６６
（４）２７０°のβ：β＝２７０／１８０＝１．５
→　ｓｉｎ（１×１．５×π／２）＝０．７
以上の計算結果から、短節係数βが９０°〜２７０°の範囲を選ぶと、基本波の短節係数が０．７となり、基本波のトルク定数が３０％も減少する。しかし短節係数βを１２０°〜２４０°の範囲を選ぶと、基本波の短節係数が０．８６となり、基本波のトルク定数が１４％に留めることが可能で、設計的に許容範囲である。したがってこの表では、スロットピッチが１２０°〜２４０°の集中巻きを選ぶこととしている。
【００１６】
モータの極数とスロット数との組み合わせはスロット数をＺ、極数をＰ（ただし、Ｐは１０極以上とする。）とするとき、式（１）を満たすようにするのがよい。
【数３】

式（１）は、図７〜図９の中で、二重カッコで囲んだ部分を５つ毎のグループに分けて考えて、Ｚ＝ｆ（Ｐ）の関数で表したものである。
例えば、図７において、｛極数１０でスロット数１２、極数１２でスロット数１５、極数１４でスロット数１８、極数１６でスロット数２１、極数１８でスロット数２４｝で１グループ、｛極数２０でスロット数２４、極数２２でスロット数２７、極数２４でスロット数３０、極数２６でスロット数３３、極数２８でスロット数３６｝で１グループ、｛極数３０でスロット数３６、極数３２でスロット数３９、極数３４でスロット数４２、極数３６でスロット数４５、極数３８でスロット数４８｝で１グループ、｛極数４０でスロット数４８、極数４２でスロット数５１、極数４４でスロット数５４、極数４６でスロット数５７、極数４８でスロット数６０｝で１グループ、・・・。このように５つ毎のグループに分けている。
【００１７】
さらに、生産面も考慮する時、スロット数がより少ない方が有利であるので、その面でモータの極数とスロット数との前記組み合わせはスロット数をＺ、極数をＰ（ただし、Ｐは１４極以上とする。）とするとき、式（２）を満たすようにするのが式（１）よりもより有利となる。
【数４】

式（２）は、図７〜図９の中で、点線で囲んだ部分を４つ毎のグループに分けて考えて、Ｚ＝ｆ（Ｐ）の関数で表したものである。そのとき、極数を１４で除算した商の値を奇数、偶数で分けて表現することとした。例えば、図７において、｛極数１４でスロット数１２、極数１８でスロット数１５、極数２２でスロット数１８、極数２６でスロット数２１｝で奇数グループ、｛極数２８でスロット数２４、極数３２でスロット数２７、極数３０でスロット数３０、極数４０でスロット数３３｝で偶数グループ、｛極数４２でスロット数３６、極数４６でスロット数３９、極数５０でスロット数４２、極数５４でスロット数４５｝で奇数グループ、｛極数５６でスロット数４８、極数６０でスロット数５１、極数６４でスロット数５４、極数６８でスロット数５７｝で偶数グループ。このように４つ毎のグループに分けている。
【００１８】
以上のように、図７〜図９において、本発明の実施の形態２に係る範囲（式１）は二重枠で、また実施の形態２の変形例に係る範囲（式２）は点線枠で示している。二重枠部分はスロットピッチの電気角が１４０°〜１５０°となる極数とスロット数の関係であり、点線枠はスロットピッチの電気角が２１０°〜２２０°となるような極数とスロット数の関係である。本発明の実施の形態２およびその変形例の範囲であれば、いずれも磁極ピッチ１８０°に対してその前段３０°〜４０°の間のスロットピッチが５次の高調波を減衰させる効果がある。
なお、式１と式２の違いは、式１がＰ＜Ｚで極数がスロット数より少なく、式２がＰ＞Ｚで極数がスロット数より多くなっている。式２の方が生産性の向上、巻線工数の低減で有利である。
このように、この範囲内のスロットコンビネーションを選ぶことで、５倍の空間高調波短節係数を０．３以下に抑えることが可能であり、６倍の低トルクリップル化が実現できる。
【００１９】
また、図１０〜図１２の表は、極数とスロット数のコンビネーションで１スロットピッチの電気角と、このコンビネーションでのコギングトルクの出力次数を示している。
図１０の表において、左欄の数値はスロット数で、最上より２行目はスロット数９であり、以下下方に行くに従い３スロットづつ増え、最下行はスロット数８７となっている。一方、最上行は極数を示し、左の８極から右へ行くに従い２極づつ増え、図１０の表では右の２４極で終っている。
図１１の表はスロット数（行）は図１０と同じで、極数（列）が図１０の極数の続きを示している。すなわち、左の２６極から右へ行くに従い２極づつ増え右の４２極で終っている。
図１２の表はスロット数（行）は図１０、図１２と同じで、極数（列）が図１１の極数の続きを示し、４４極から右の６０極で終っている。
また、行と列も交差部は左右２つの欄で構成され、左欄の数値は１スロットピッチ当たりの電気角、右欄の数値はコギングトルクの出力次数を示している。
したがって、図１０〜図１２の表は、スロット数と極数のコンビネーションで理論的なコギングトルクの出力次数を示しており、出力次数が高ければ高いほどよいことになる。
【００２０】
図７〜図９および図１０〜図１２の表から、例えば（１）４０極の４８スロットと、（２）３２極の３９スロットを比較した場合、５倍の空間高調波の低減率はほぼ同等であるが（（１）の４０極の４８スロットで０．２５８、（２）の３２極の３９スロットで０．１６）、理論的なコギングトルクの周波数は前者が１２倍であるのに対し後者は７８倍と非常に高次数へ持っていくことが可能である。例えば、インバータ出力周波数が１Ｈｚのとき、（１）は１２Ｈｚでコギングトルクの影響を受け、（２）は７８Ｈｚでコギングトルクの影響を受けることとなり、低い周波数でないことがメリットとなるので、後者が低コギングトルク化も同時に満たす好ましいスロットコンビネーションである。
【００２１】
（発明の実施の形態３）
最後に、発明の実施の形態３である高トルク定数とポールセンサレスの両面を満たすモータ構造について説明する。
図１の空隙部の効果は固定子部のギャップ面を減少させることなく、ｄ軸（直軸）、ｑ軸（横軸）インダクタンスの飽和特性を積極的に活用するためのものである。一般的に、内磁型モータのインダクタンスは回転子と固定子の相対位置が変化すれば交番特性をもって変化するため、これを利用してポール位置を検出する技術は確立されつつある。
しかし、飽和させることは固定子のティース幅を狭くすることにより容易に実現できるが、集中巻き構造のモータは巻線に鎖交する磁束量がそのままティース幅の面積に依存することから、ギャップ面のティース幅をむやみに狭くすることはトルク定数の低下を招き、飽和特性とトルク定数アップの間にトレードオフの関係が成り立ち、何らかの工夫により両面を満たす構造を考える必要がある。
ティース幅とトルク定数の関係は以下の式により表現される。
巻線への鎖交磁束は式（３）で表現される。
Φ（θ）　＝　Φｍａｘ　　ｃｏｓθ　・・・・（３）
誘起電圧は式（４）で表現される。
【数５】

ここで式（３）、式（４）中のΦｍａｘは式（５）で表現される。
Φｍａｘ　　＝２^１／２×Ｂｒｏｏｔ−ｍｅａｎ×Ｓ×ｎ　・・・・（５）
ただし、Ｂｒｏｏｔ−ｍｅａｎはギャップ表面の磁束密度の実効値で、ｎは巻数である。Ｓは巻線を巻いたティースのギャップ側表面積である。
この面積が大きいほどΦｍａｘが大きくなり誘起電圧が大きくなる。このことはスロットピッチをポールピッチに近づける設計を行う必要がある。しかし、ティース部の磁気飽和もポールセンサーレスに欠かせないためギャップ表面でなく奥の方へ図１に示す空隙を設け等価的にティースを細くしポールセンサーレス構造とトルク定数アップの両面特性を考慮する発明である。
【００２２】
図１３は、ティース部の空隙の有無によるインダクタンス分布を示す線図で、基準軸はＵ相巻線軸（あるいは磁石軸）を０°として、そこを基準にして電気角対インダクタンス値を示している。図１に示すモータに対してｄｑ軸インダクタンスの有限要素解析結果である。図１３において、０°、１８０°はＵ相巻線軸と磁石の極が一致していることを示し、１８０°は磁石がＮ極であり、言い換えれば減磁方向へ電流を流した場合を示し、逆に０°は磁石がＳ極であり、言い換えれば増磁方向へ電流を流した場合である。１８０°の方がティース部の磁気抵抗が下がり、磁束が透過しやすく、インダクダンスが０°の時よりも大きくなる。
図１３の電気角はＵ相巻線軸と回転子のマグネット軸が一致したところを基準軸として０°とし、そこからｉｒ−ｒｅｆステップ指令を与えるようにする。
図１４は発明の実施の形態３を実現する具体的な構成回路である。
図１４において、電流指令ｉｒ−ｒｅｆ　　が与えられると、電圧指令Ｖｒ−ｒｅｆ　　に変換され、この電圧指令Ｖｒ−ｒｅｆ　がｉｐｍモータに与えられる。
ｉｐｍモータでは、
Ｖｒ−ｒｅｆ　　　＝　Ｒ・ｉｒ＋Ｌ・ｄｉｒ　　／ｄｔ
なる式を満足する電流ｉｒが流れる。
インダクタンスＬは位相（マグネットの位置）によって変化するから、位相を例えば１０°毎に変化させて、ｉｒの応答が最も速いところがインダクタンスが最も小さいところなので、そこがマグネット位置であることが分かる。
このように発明の実施の形態３によれば、ポールセンサーを取りはずしても各相インダクタンスの交番性を利用してインダクタンスが最も小さいところを求めることで電源投入時のポール位置検出を行うことができることとなる。
【００２３】
【発明の効果】
以上のように本発明は大きく分けて３つの実施の形態から成っている。
１）発明の実施の形態１は、真円度のばらつきによるコギングトルク比較とワンスタンプモータのコギングトルクに対する有用性に基づくもので、一体コアかつ完全オープンスロットの固定子の構造を提案して、製作上増加するインバータ周波数の２倍周期のコギングトルクを増加させないようにしている。
２）発明の実施の形態２は、インバータ出力周波数６倍トルクリップルのモータ構造による低減法に基づくもので、極数とスロット数の組合わせを最適に選択することにより、５次の空間高調波起磁力によるインバータ周波数の６倍のトルクリップルを減衰させ、かつコギングトルクを高次数へもっていくコンビネーションを提案した。
３）発明の実施の形態３は、高トルク定数とポールセンサレス両面を満たすもので、磁石モータの宿命であるポールセンサ実装に対し回転子側は磁石を鉄に埋め込む内磁型構造とし、固定子側は磁極ピッチにスロットピッチを近づけ、鎖交磁束を増やす工夫をし、ティースに空隙を設けることでインダクタンスの交番性と飽和性を利用してポールセンサのＵ，Ｖ，Ｗ相の信号を省くものである。これにより、ラインドライバ方式では６本もの信号を省くことができる。
このように構造上、軸方向にスペースがなく薄型構造が余儀なくされ低騒音、低振動も同時に満たすモータであって、その固定子側を集中巻きかつ回転子を内磁型で構成して、かつ、その工夫により駆動インターフェースであるエンコーダのコストダウンを実現する実用性の高いモータが得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ（４０極、４８スロット）を示す図である。
【図２】図１の拡大図である。
【図３】真円度０（％）のコギングトルク解析モデルを示す図である。
【図４】真円度２５０（％）のコギングトルク解析モデルを示す図である。
【図５】真円度の違いによるコギングトルクの比較線図である。
【図６】ロータ形状の違いによる起磁力ギャップ空間高調波形状を示すもので、（ａ）は図２の凸極円弧形状のロータ、（ｂ）は同芯形状のロータを示している。
【図７】スロットコンビネーションによる５次の短節係数値表（その１）である。
【図８】図７に５次の続く短節係数値表（その２）である。
【図９】図８に続く５次の短節係数値表（その３）である。
【図１０】スロットコンビネーションにコギングトルク次数値表（その１）である。
【図１１】図１０に続くコギングトルク次数値表（その２）である。
【図１２】図１０に続くコギングトルク次数値表（その３）である。
【図１３】図１のティース部の空隙の有無によるインダクタンス分布磁界解析結果を示す線図である。
【図１４】発明の実施の形態３を実現する具体的な構成回路である。
【符号の説明】
１　回転子部
２　マグネット部
３　固定子コア部
４　コイル部
５　シャフト部
６　空隙部
７　ティース部
８　ウェッジ挿入部
９　ロータ外径部
１０　固定子部
１１　オープニング（ラジアルギャップ）
１３　回転子鉄芯（コア）
Ｔｏ　オープニング距離
Ｔ１　スロットピッチ
Ｔ２　ティース幅

Claims

磁石を備えた回転子と、コイルをラジアルギャップ内に備えた固定子とから成るダイレクトドライブモータにおいて、前記磁石を前記回転子の鉄芯内に埋め込んだ内磁型回転子としたことを特徴とする薄型ダイレクトドライブモータ。
前記モータに対し前記コイルを前記固定子の１つのティースに巻きつけたことを特徴とする請求項１記載の薄型ダイレクトドライブモータ。
前記固定子を構成するコアはオープニング形状の一体製造コアであり、かつ該オープニング距離はスロットピッチ幅からティース幅を差し引いた距離を有することにより真円度を限りなく０に近づけることが可能となることを特徴とする請求項１又は２記載の薄型ダイレクトドライブモータ。
前記固定子ティース内に空隙を設けたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の薄型ダイレクトドライブモータ。
前記モータの極数とスロット数との関係は固定子スロットピッチの電気角が１２０°〜２４０°となる組み合わせからなることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載の薄型ダイレクトドライブモータ。
前記モータの極数とスロット数との前記組み合わせはスロット数をＺ、極数をＰ（ただし、Ｐは１０極以上とする。）とするとき、式１を満たすことを特徴とする請求項５記載の薄型ダイレクトドライブモータ。
前記モータの極数とスロット数との前記組み合わせはスロット数をＺ、極数をＰ（ただし、Ｐは１４極以上とする。）とするとき、式２を満たすことを特徴とする請求項５記載の薄型ダイレクトドライブモータ。
前記内磁型回転子の磁気特性である各相インダクタンスの交番性を利用することにより電源投入時のポール位置検出を行うことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項記載の薄型ダイレクトドライブモータ。