JP6144250B2 - 駆動素子の電気的特性の偏差を補償することができる有機発光表示装置 - Google Patents

Description

本発明は、有機発光表示装置に関し、特に、駆動素子の電気的特性の偏差を補償することができる有機発光表示装置に関する。

アクティブマトリクス型の有機発光表示装置は、自ら発光する有機発光ダイオード（Organic Light Emitting Diode：以下、「ＯＬＥＤ」という）を含み、応答速度が速く、発光効率、輝度、及び視野角が大きいという利点がある。

自発光素子であるＯＬＥＤは、アノード電極及びカソード電極と、これらの間に形成された有機化合物層（ＨＩＬ、ＨＴＬ、ＥＭＬ、ＥＴＬ、ＥＩＬ）を含む。有機化合物層は、正孔注入層（Hole Injection layer、ＨＩＬ）、正孔輸送層（Hole transport layer、ＨＴＬ）、発光層（Emission layer、ＥＭＬ）、電子輸送層（Electron transport layer、ＥＴＬ）及び電子注入層（Electron Injection layer、ＥＩＬ）からなる。アノード電極とカソード電極に駆動電圧が印加されると、正孔輸送層（ＨＴＬ）を通過した正孔と電子輸送層（ＥＴＬ）を通過した電子が発光層（ＥＭＬ）に移動して励起子を形成し、その結果、発光層（ＥＭＬ）が可視光を発生する。

有機発光表示装置は、ＯＬＥＤをそれぞれ含む画素をマトリックス形態に配列し、ビデオデータの階調に応じて画素の輝度を調節する。画素それぞれは、自身のゲート電極とソース電極との間にかかる電圧（Ｖｇｓ）に応じて、ＯＬＥＤに流れる駆動電流を制御する駆動素子、すなわち、駆動ＴＦＴ（Thin Film Transistor）を含む。しきい値電圧、移動度などの駆動ＴＦＴの電気的特性は、駆動時間の経過に応じて劣化して、画素ごとに偏差が生じることがある。駆動ＴＦＴの電気的特性が画素ごとに変われば、同じビデオデータに対して画素間の輝度が変化するため、所望する画像実現が難しい。

駆動ＴＦＴの電気的特性の偏差を補償するために、内部補償方式と外部補償方式が知られている。内部補償方式は、駆動ＴＦＴ間のしきい値電圧偏差を画素回路内部で自動的に補償する。内部補償のためにはＯＬＥＤに流れる駆動電流が、駆動ＴＦＴのしきい値電圧に関係なく決定されるようにしなければならないので、画素回路の構成が非常に複雑である。さらに、内部補償方式は、駆動ＴＦＴ間の移動度偏差を補償するには不適合である。

外部補償方式は、駆動ＴＦＴの電気的特性（しきい値電圧、移動度）に対応するセンシング電圧を測定し、このセンシング電圧に基づいて、外部回路でビデオデータを変調することにより、電気的特性の偏差を補償する。最近では、このような外部補償方式の研究が盛んに行われている。

従来の外部補償方式において、データ駆動回路は、センシングラインを介して各画素からセンシング電圧を直接入力し、このセンシング電圧をデジタルセンシング値に変換した後、タイミングコントローラに伝送する。タイミングコントローラは、デジタルセンシング値に基づいて、デジタルビデオデータを変調して、駆動ＴＦＴの電気的特性の偏差を補償する。

駆動ＴＦＴは電流素子であるため、その電気的特性は、一定のゲート‐ソース間電圧（Ｖｇｓ）に応じて、ドレイン‐ソース間に流れる電流（Ｉｄｓ）の大きさに代弁される。ところが、従来の外部補償方式のデータ駆動回路は、駆動ＴＦＴの電気的特性をセンシングするために、駆動ＴＦＴに流れる電流（Ｉｄｓ）を直接センシングするのではなく、その電流（Ｉｄｓ）に対応する電圧値をセンシングする。

例えば、本願出願人により出願された出願番号第１０−２０１３−０１３４２５６号、第１０−２０１３−０１４９３９５号などにより提案された外部補償方式では、駆動ＴＦＴをソースフォロワー（Source Follower）方式で動作させた後、センシングラインのキャパシター（寄生キャパシター）に貯蔵される電圧（駆動ＴＦＴのソース電圧）をデータ駆動回路でセンシングする。この外部補償方式は、駆動ＴＦＴのしきい値電圧偏差を補償するために、ソースフォロワー（Source Follower）方式で動作される駆動ＴＦＴ（ＤＴ）のソース電極電位がセチュレーション（saturation state）されるとき、（つまり、駆動ＴＦＴ（ＤＴ）の電流（Ｉｄｓ）がゼロになる時）のソース電圧をセンシングする。そして、この外部補償方式は、駆動ＴＦＴの移動度の偏差を補償するために、ソースフォロワー（Source Follower）方式で動作される駆動ＴＦＴ（ＤＴ）のソース電極電位がセチュレーション状態に到達する前の線形状態の値をセンシングする。

このような従来の外部補償方式には、以下のような問題がある。

第一に、従来の外部補償方式は、駆動ＴＦＴに流れる電流をセンシングラインの寄生キャパシターを用いて、ソース電圧に変更して記憶した後、このソース電圧をセンシングする。このとき、センシングラインの寄生容量は相対的に大きく、さらに表示パネルの表示負荷に応じて、寄生容量の大きさが変動することがある。このように電流が蓄積される寄生容量の大きさがセンシングラインの間に変わると、正確なセンシング値の獲得が難しい。

第二に、従来の外部補償方式は、電圧センシング方式をとるので、駆動ＴＦＴのソース電圧がセチュレーションされるまでに多くの時間がかかるなど、センシング値取得にかかる時間が非常に長い。特に、センシングラインの寄生容量が大きい場合は、センシング可能な電圧レベルに電流を流すために多くの時間がかかり、このような問題は、低階調センシングにおいてさらに悪化する。

したがって、本発明の目的は、駆動素子の電気的特性の偏差をセンシングするにあたり、センシング時間を削減し、センシングの精度を向上させる、有機発光表示装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明の実施の形態に係る有機発光表示装置は、ＯＬＥＤ、当該ＯＬＥＤの発光量を制御する駆動ＴＦＴをそれぞれ含み、データラインのいずれか一つと、ゲートラインのいずれか一つ、及びセンシングラインのいずれか一つに、それぞれ接続された複数の画素が形成された表示パネルと、センシング駆動時、１ラインセンシングオンタイムに対応するセンシング用ゲートパルスを生成した後、行順次方式で、前記ゲートラインに順次供給するゲート駆動回路と、前記センシング駆動時、前記１ラインセンシングオンタイム内で、センシング用データ電圧を生成して、前記データラインに供給する複数のＤＡＣと、前記センシングラインを介して入力される、前記画素のそれぞれの駆動ＴＦＴのソースードレイン間の電流を積分する複数の電流積分器と、前記電流積分器の出力を順次デジタル処理して、デジタルセンシング値を出力するＡＤＣを含むデータ駆動回路と、前記ゲート駆動回路と前記データ駆動回路の動作を制御して、前記１ラインセンシングオンタイム内で、第１レベルの前記センシング用データ電圧による第１ソース−ドレイン電流値を積分した後、第２レベルの前記センシング用データ電圧による第２ソース‐ドレイン電流値を積分するタイミングコントローラを備える。

前記第１レベルは、全体の階調区間で所定範囲の低階調電流値と所定範囲の高階調電流値のいずれか１つに対応する電圧の大きさで入力され、前記第２レベルは、前記すべての階調区間で前記所定範囲の低階調電流値と前記所定範囲の高階調電流値の残りの一つに対応する電圧の大きさで入力される。

前記タイミングコントローラは、前記ゲート駆動回路の動作を制御して、前記センシング用ゲートパルスのオンパルス区間が、前記１ラインセンシングオンタイム内に２つ以上含まれるように、前記センシング用ゲートパルスをマルチパルスの形で生成する。
前記タイミングコントローラは、前記センシング用データ電圧の大きさに応じて、前記第１及び第２センシング＆サンプリング期間でのセンシング期間を互いに異なるように制御し、前記センシング期間は、前記センシング用データ電圧の大きさに反比例するように調整される。

前記電流積分器に含まれた積分キャパシターの静電容量（capacitance）を調整するための静電容量制御部をさらに含み、前記積分キャパシターは、アンプの反転入力端に並列接続された複数のキャパシターを含み、前記キャパシターのそれぞれの他端は、互いに異なる容量調整用スイッチを介して前記アンプの出力端子に接続され、前記タイミングコントローラは、前記ＡＤＣから入力される前記デジタルセンシング値に対する分析結果に基づいて、前記静電容量制御部の動作を制御して、前記静電容量調整用スイッチをオン/オフさせるためのスイッチング制御信号を生成する。

前記ＡＤＣの入力電圧範囲を決定する、ＡＤＣの基準電圧を調整するためのプログラマブル電圧調整ＩＣをさらに含み、前記タイミングコントローラは、前記デジタルセンシング値に対する分析結果に基づいて、前記プログラマブル電圧調整ＩＣの動作を制御して、前記ＡＤＣの基準電圧を調整する。

本発明は、駆動素子の電気的特性の偏差をセンシングするにあたり、電流積分器を用いた電流センシング方式を介して、低電流及び高速センシングを実現して、センシング時間を大幅に減らすことができる。さらに、本発明は、１ラインセンシングオンタイム内で、画素のそれぞれについて、 マルチタイムセンシングを実行して、センシングの精度を大幅に向上させることができる。

本発明の実施の形態に係る有機発光表示装置を示す図である。 図１の表示パネルに形成された画素アレイと、電流センシング方式を実現するためのデータドライバＩＣの構成を示す図である。 本発明の電流センシング方式が適用される画素とセンシングユニットの接続構造、及びセンシング原理を示す図である。 本発明の電流センシング方式が適用される画素とセンシングユニットの接続構造、及びセンシング原理を示す図である。 センシング性能向上のために、本発明で提案するマルチタイム電流センシング方式の一駆動波形及び駆動手順を示す図である。 センシング性能向上のために、本発明で提案するマルチタイム電流センシング方式の一駆動波形及び駆動手順を示す図である。 本発明において提案するマルチタイム電流センシング方式の他の駆動波形を示す図である。 パワーオン時の補償フローを示す図である。 リアルタイム駆動時の補償フローを示す図である。 パワーオン時の所定の初期非表示期間、有効表示期間、垂直ブランク期間などを示す図である。 パワーオン時の所定の初期非表示期間、有効表示期間、垂直ブランク期間などを示す図である。 本発明のマルチタイム電流センシング方式において表示されることができるＡＤＣのオーバーレンジ（over range）の状況を示す図である。 ＡＤＣのオーバーレンジ（over range）現象を防止することができる方法を示す図である。 ＡＤＣのオーバーレンジ（over range）現象を防止することができる他の方法を示す図である。 ＡＤＣのオーバーレンジ（over range）現象を防止することができる他の方法を示す図である。 ＡＤＣのオーバーレンジ（over range）現象を防止することができる他の方法を示す図である。 ルックアップテーブルを用いた補償方式の一例を示す図である。

以下、図１〜図１６を参照して本発明の好適な実施の形態について説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係る有機発光表示装置を示し、図２は図１の表示パネルに形成された画素アレイを示す。

図１及び図２を参照すると、本発明の実施の形態に係る有機発光表示装置は、表示パネル１０、タイミングコントローラ１１、データ駆動回路１２、ゲート駆動回路１３、及びメモリ１６を備える。

表示パネル１０には、複数のデータラインとセンシングライン（１４Ａ、１４Ｂ）と、複数のゲートライン１５が交差され、この交差領域ごとに画素（Ｐ）がマトリックス形態に配置される。

各画素（Ｐ）は、データライン１４Ａのいずれか１つ、センシングラインの１４Ｂのいずれか１つ、そしてゲートライン１５のいずれか１つ、に接続される。各画素（Ｐ）は、ゲートライン１５を介して入力されるゲートパルスに応答して、データ電圧供給ライン１４Ａと電気的に接続され、データ電圧供給ライン１４Ａからデータ電圧の入力を受け、センシングライン１４Ｂを介してセンシング信号を出力する。

画素（Ｐ）のそれぞれは、図示しない電源生成部から、高電位駆動電圧（ＥＶＤＤ）と低電位駆動電圧（ＥＶＳＳ）の供給を受ける。本発明の画素（Ｐ）は、外部補償のためにＯＬＥＤ、駆動ＴＦＴ、第１及び第２スイッチＴＦＴ、及びストレージキャパシタを含むことができる。画素（Ｐ）を構成するＴＦＴはｐ型で実現される、または、ｎ型で実現されることができる。また、画素（Ｐ）を構成するＴＦＴの半導体層は、アモルファスシリコンまたは、ポリシリコンまたは、酸化物を含むことができる。

画素（Ｐ）のそれぞれは、画像を実現するためのノーマル駆動時と、センシング値獲得のためのセンシング駆動時に、互いに異なるように動作することができる。センシング駆動はノーマル駆動に先立って、所定時間の間実行される、または、ノーマル駆動中の垂直ブランク期間において実行されることができる。

ノーマル駆動は、タイミングコントローラ１１の制御下で、データ駆動回路１２と、ゲート駆動回路１３のノーマル動作から行うことができる。センシング駆動は、タイミングコントローラ１１の制御下で、データ駆動回路１２と、ゲート駆動回路１３のセンシング動作からなることができる。そして、センシング結果に基づいて、偏差補償のための補償データを導出する動作と、補償データを用いて、デジタルビデオデータを変調する動作は、タイミングコントローラ１１で実行される。

データ駆動回路１２は、少なくとも一つ以上のデータドライバＩＣ（Intergrated Circuit）（ＳＤＩＣ）を含む。データドライバＩＣ（ＳＤＩＣ）には、各データライン１４Ａに接続された複数のデジタル‐アナログコンバータ（以下、ＤＡＣ）と、各センシングライン１４Ｂに接続された複数のセンシングユニットと、センシングユニットの出力端に共通に接続されたＡＤＣが含まれている。

データドライバＩＣ（ＳＤＩＣ）のＤＡＣは、ノーマル駆動時のタイミングコントローラ１１から印加されるデータタイミング制御信号（ＤＤＣ）に基づいて、デジタルビデオデータ（ＲＧＢ）を画像実現用のデータ電圧に変換してデータライン１４Ａに供給する。一方、データドライバＩＣ（ＳＤＩＣ）のＤＡＣは、センシング駆動時のタイミングコントローラ１１から印加されるデータタイミング制御信号（ＤＤＣ）に基づいて、センシング用のデータ電圧を生成してデータライン１４Ａに供給する。

データドライバＩＣ（ＳＤＩＣ）の各センシングユニットは、センシングライン１４Ｂを介して入力される画素（Ｐ）のセンシング信号、すなわち、駆動ＴＦＴのソース‐ドレイン間の電流を積分する電流積分器（ＣＩ）と、電流積分器（ＣＩ）の出力をサンプリング及びホールディングするサンプリング部（ＳＨ）を含む。データドライバＩＣ（ＳＤＩＣ）のＡＤＣは、サンプリング部（ＳＨ）の出力を順次にデジタル処理してタイミングコントローラ１１に伝送する。

ゲート駆動回路１３は、ノーマル駆動時、ゲート制御信号（ＧＤＣ）に基づいて画像表示用のゲートパルスを生成した後、行順次方式（Ｌ＃１、Ｌ＃２、...）でゲートライン１５に順次供給する。 ゲート駆動回路１３は、センシング駆動時、ゲート制御信号（ＧＤＣ）に基づいて、センシング用ゲートパルスを生成した後、行順次方式（Ｌ＃１、Ｌ＃２、...）にゲートラインに１５に順次供給する。センシング用ゲートパルスは、画像表示用のゲートパルスに比べてオンパルス区間が広いことがある。センシング用ゲートパルスのオンパルス区間は１ラインセンシングオンタイム内に、一個（図６参照）、または複数（図７参照）含めることができる。ここで、１ラインセンシングオンタイムとは、１行の画素ライン（Ｌ＃１、Ｌ＃２、...）の画素を同時にセンシングするために割くスキャン時間を意味する。

タイミングコントローラ１１は、垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）、水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）、ドットクロック信号（ＤＣＬＫ）と、データイネーブル信号（ＤＥ）などのタイミング信号に基づいて、データ駆動回路１２の動作タイミングを制御するためのデータ制御信号（ＤＤＣ）と、ゲート駆動回路１３の動作タイミングを制御するためのゲート制御信号（ＧＤＣ）を生成する。タイミングコントローラ１１は、所定の参照信号（駆動電源イネーブル信号、垂直同期信号、データイネーブル信号）に基づいて、ノーマル駆動とセンシング駆動を区別し、それぞれの駆動に合わせて、データ制御信号（ＤＤＣ）とゲート制御信号（ＧＤＣ）を生成する。さらに、タイミングコントローラ１１は、センシング駆動に必要な追加の制御信号（図３のＲＳＴ、ＳＡＭ、ＨＯＬＤなど）を生成することができる。

タイミングコントローラ１１は、センシング駆動時、センシング用データ電圧に対応するデジタルデータをデータ駆動回路１２に伝送することができる。タイミングコントローラ１１は、センシング駆動時、データ駆動回路１２から伝送されるデジタルセンシング値（ＳＤ）を、あらかじめ記憶された補償アルゴリズムに適用して、しきい値電圧偏差（△Ｖｔｈ）と移動度偏差（△Ｋ）を導出した後、その偏差を補償することができる補償データをメモリ１６に記憶する。

タイミングコントローラ１１は、ノーマル駆動時の、メモリ１６に記憶された補償データを参照して、画像を実現するためのデジタルビデオデータ（ＲＧＢ）を変調した後、データ駆動回路１２に伝送する。

図３及び図４は、本発明の電流センシング方式が適用される、画素（Ｐ）とセンシングユニットの接続構造、及びセンシング原理を示す。

図３及び図４は、電流センシング方式の駆動理解を助けるための一例に過ぎない。本発明の電流センシングが適用される画素構造及びその駆動タイミングは、さまざまな変形が可能であるため、本発明の技術的思想は、この実施の形態に限定されない。

図３を参照すると、本発明の画素（ＰＩＸ）は、ＯＬＥＤ、駆動ＴＦＴ（Thin Film Transistor）（ＤＴ）、ストレージキャパシタ（Ｃｓｔ）、第１スイッチＴＦＴ（ＳＴ１）、及び第２スイッチＴＦＴ（ＳＴ２）を備えることができる。

ＯＬＥＤは、第２ノード（Ｎ２）に接続されたアノード電極と、低電位駆動電圧（ＥＶＳＳ）の入力端に接続されたカソード電極と、アノード電極とカソード電極との間に位置する有機化合物層を含む。駆動ＴＦＴ（ＤＴ）は、ゲート−ソース間電圧（Ｖｇｓ）に応じて、ＯＬＥＤに入力される電流量を制御する。駆動ＴＦＴ（ＤＴ）は、第１ノード（Ｎ１）に接続されたゲート電極、高電位駆動電圧（ＥＶＤＤ）の入力端に接続されたドレイン電極、及び第２ノード（Ｎ２）に接続されたソース電極とを備える。ストレージキャパシタ（Ｃｓｔ）は、第１ノード（Ｎ１）と第２ノード（Ｎ２）との間に接続される。第１スイッチＴＦＴ（ＳＴ１）は、ゲートパルス（ＳＣＡＮ）に応答してデータ電圧供給ライン１４Ａ上のデータ電圧（Ｖｄａｔａ）を第１ノード（Ｎ１）に印加する。第１スイッチＴＦＴ（ＳＴ１）は、ゲートライン１５に接続されたゲート電極、データ電圧供給ライン１４Ａに接続されたドレイン電極、及び第１ノード（Ｎ１）に接続されたソース電極とを備える。第２スイッチＴＦＴ（ＳＴ２）は、ゲートパルス（ＳＣＡＮ）に応答して、第２ノード（Ｎ２）とセンシングライン（１４Ｂ）との間の電流の流れをスイッチングする。第２スイッチＴＦＴ（ＳＴ２）は、第２ゲートライン（１５Ｄ）に接続されたゲート電極、センシングライン（１４Ｂ）に接続されたドレイン電極、及び第２ノード（Ｎ２）に接続されたソース電極とを備える。

本発明のセンシングユニットに属する電流積分器（ＣＩ）は、センシングライン（１４Ｂ）に接続されて、センシングライン（１４Ｂ）から駆動ＴＦＴのソース−ドレイン間電流（Ｉｄｓ）の入力を受ける反転入力端子（−）、基準電圧（Ｖｐｒｅ）の入力を受ける非反転入力端子（＋）、積分値(Ｖｓｅｎ)を出力する出力端子を含むアンプ（ＡＭＰ）と、アンプ（ＡＭＰ）の反転入力端子（−）と出力端子との間に接続された積分キャパシター（Ｃｆｂ）と、積分キャパシター（Ｃｆｂ）の両端に接続された第１スイッチ（ＳＷ１）を含む。

そして、本発明のセンシングユニットに属するサンプリング部（ＳＨ）は、サンプリング信号（ＳＡＭ）の信号に応じてスイッチングされる第２スイッチ（ＳＷ２）、ホールディング信号（ＨＯＬＤ）信号に応じてスイッチングされる第３スイッチ（ＳＷ３）、及び第２スイッチ（ＳＷ２）と第３スイッチ（ＳＷ３）との間に一端が接続され、他端が基底電圧源（ＧＮＤ）に接続されたホールディングキャパシター（Ｃｈ）を含む。

図４には、同じ行に配置された画素をセンシングするために、センシング用ゲートパルス（ＳＣＡＮ）のオンパルス区間で定義される１ラインセンシングオンタイム内で、画素のそれぞれに１回センシング波形が示されている。図４を参照すると、センシング駆動は、初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）、センシング期間（Ｔｓｅｎ）、及びサンプリング期間（Ｔｓａｍ）を含む。

初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）において、第１スイッチ（ＳＷ１）のターンオンにより、アンプ（ＡＭＰ）は、利得が１であるユニットゲインバッファとして動作する。初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）において、アンプ（ＡＭＰ）の入力端子（＋、−）と出力端子、センシングライン（１４Ｂ）、及び第２ノード（Ｎ２）は、すべて基準電圧（Ｖｐｒｅ）に初期化される。

初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）中に、データドライバＩＣ（ＳＤＩＣ）のＤＡＣを介してセンシング用データ電圧（Ｖｄａｔａ−ＳＥＮ）が第１ノード（Ｎ１）に印加される。それに応じて、駆動ＴＦＴ（ＤＴ）には、第１ノード（Ｎ１）と第２ノード（Ｎ２）の電位差｛（Vdata−SEN−Vpre｝に対応するソース−ドレイン間電流（Ｉｄｓ）が流れて安定化される。しかし、初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）中にアンプ（ＡＭＰ）は、継続してユニットゲインバッファとして動作するので、出力端子の電位は基準電圧（Ｖｐｒｅ）に維持される。

センシング期間（Ｔｓｅｎ）において、第１スイッチ（ＳＷ１）のターンオフにより、アンプ（ＡＭＰ）は、電流積分器（ＣＩ）で動作して、駆動ＴＦＴ（ＤＴ）に流れるソース−ドレイン間電流（Ｉｄｓ）を積分する。センシング期間（Ｔｓｅｎ）において、アンプ（ＡＭＰ）の反転入力端子（−）に流入される電流（Ｉｄｓ）によって積分キャパシター（Ｃｆｂ）の両端の電位差は、センシング時間が経過すればするほど、つまり蓄積される電流値（Ｉｄｓ）が増加するほど大きくなる。ところが、アンプ（ＡＭＰ）の特性上、反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）は、仮想接地（Virtual Ground）を介してショートされ、互いに電位差が０なので、センシング期間（Ｔｓｅｎ）で、反転入力端子（−）の電位は、積分キャパシター（Ｃｆｂ）の電位差の増加にかかわらず、基準電圧（Ｖｐｒｅ）に維持される。その代わりに、積分キャパシター（Ｃｆｂ）の両端の電位差に対応してアンプ（ＡＭＰ）の出力端子の電位が低くなる。このような原理で、センシング期間（Ｔｓｅｎ）で、センシングライン（１４Ｂ）を介して流される電流（Ｉｄｓ）は、積分キャパシター（Ｃｆｂ）を介して電圧値の積分値(Ｖｓｅｎ)に生成される。電流積分器出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きは、センシングライン（１４Ｂ）を介して流される電流量（Ｉｄｓ）が大きいほど増加するので、積分値(Ｖｓｅｎ)の大きさは、前記電流量（Ｉｄｓ）が大きいほど、むしろ小さくなる。センシング期間（Ｔｓｅｎ）において、積分値(Ｖｓｅｎ)は、第２スイッチ（ＳＷ２）を経由してホールディングキャパシター（Ｃｈ）に貯蔵される。

サンプリング期間（Ｔｓａｍ）において、第３スイッチ（ＳＷ３）がターンオンされると、ホールディングキャパシタ（Ｃｈ）に貯蔵された積分値(Ｖｓｅｎ)が、第３スイッチ（ＳＷ３）を経由して、ＡＤＣに入力される。積分値(Ｖｓｅｎ)は、ＡＤＣからのデジタルセンシング値（ＳＤ）に変換された後、タイミングコントローラ１１に伝送される。デジタルセンシング値（ＳＤ）は、タイミングコントローラ１１で駆動ＴＦＴのしきい値電圧偏差（△Ｖｔｈ）と移動度偏差（△Ｋ）を導出するために使用される。タイミングコントローラ１１には、積分キャパシター（Ｃｆｂ）の静電容量、基準電圧値（Ｖｐｒｅ）、センシング時間値（Ｔｓｅｎ）が予めデジタルコードで記憶されている。したがって、タイミングコントローラ１１は、積分値(Ｖｓｅｎ)のデジタルコードのデジタルセンシング値（ＳＤ）から駆動ＴＦＴ（ＤＴ）に流れるソース−ドレイン間の電流（Ｉｄｓ＝ Ｃｆｂ＊△Ｖ/△ｔ、ここで、 △Ｖ＝ Ｖｐｒｅ−Ｖｓｅｎ、△ｔ＝ Ｔｓｅｎ）を計算することができる。
タイミングコントローラ１１は、駆動ＴＦＴ（ＤＴ）に流れるソース−ドレイン間電流（Ｉｄｓ）を補償アルゴリズムに適用して、偏差値（しきい値電圧偏差（△Ｖｔｈ）と移動度偏差（△Ｋ））と偏差補償のための補償データ（Ｖｔｈ＋△Ｖｔｈ、Ｋ＋△Ｋ）を導出する。補償アルゴリズムは、ルックアップテーブルまたは、計算ロジックで実現することができる

このような本発明の電流積分器（ＣＩ）に含まれる積分キャパシター（Ｃｆｂ）の静電容量は、センシングラインに存在する寄生容量に比べて数百分の１ほどと小さく、本発明の電流センシング方式は、センシング可能な積分値(Ｖｓｅｎ)まで電流（Ｉｄｓ）を流すためにかかる時間が、従来の電圧センシング方式に比べて大幅に短くなる。さらに、従来の電圧センシング方式では、しきい値電圧センシング時の駆動ＴＦＴのソース電圧がセチュレーションされた後に、その電圧をセンシング電圧でサンプリングしたため、センシング時間が非常に長くなったが、本発明の電流センシング方式では、しきい値電圧及び移動度センシング時の電流センシングを介して短い時間内に駆動ＴＦＴのソース−ドレイン電流を積分し、その積分値をサンプリングすることができ、センシング時間を大幅に短縮することができる。

また、本発明の電流積分器（ＣＩ）に含まれる積分キャパシター（Ｃｆｂ）は、センシングラインの寄生キャパシターとは異なり、表示負荷に応じて貯蔵値が変動せず、キャリブレーションが容易で、正確なセンシング値の獲得が可能である。

このように、本発明の電流センシング方式は、従来の電圧センシング方式に比べて、低電流センシングが可能であり、また、高速センシングが可能という利点がある。低電流及び高速センシングが可能であるため、本発明の電流センシング方式は、センシング性能を向上するために、１ラインセンシングオンタイム内で、画素のそれぞれについて、複数回センシングすることも可能である。
図５及び図６は、センシング性能向上のために、本発明で提案するマルチタイム電流センシング方式の一駆動波形と駆動手順を示す。図７は、本発明で提案するマルチタイム電流センシング方式の他の駆動波形を示す。図５〜図７において、本発明のマルチタイム電流センシングは、２回の電流センシングが例示されているが、本発明の技術的思想は、３回以上の電流センシングにも適用することができる。

図５及び図６を参照すると、センシング用ゲートパルス（ＳＣＡＮ）のオンパルス区間の１つに対応する１ラインセンシングオンタイム内で、同じ画素を対象に、センシング及びサンプリング動作を、２回行うことができる。このため、タイミングコントローラ１１は、駆動回路１２、１３の動作を制御して、１ラインセンシングオンタイム内に、第１レベル（ＬＶ１）のセンシング用データ電圧（Ｖｄａｔａ−ＳＥＮ）による第１ソース−ドレイン電流値（Ｉｄｓ１）を積分する、第１センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ１）と、第２レベル（ＬＶ２）のセンシング用データ電圧（Ｖｄａｔａ−ＳＥＮ）による第２ソース‐ドレイン電流値（Ｉｄｓ２）を積分する、第２センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ２）を含むことができる。そして、タイミングコントローラ１１は、第１及び第２センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ１、Ｓ＆Ｓ２）の前に、それぞれ初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）を設けることができる。

第１レベル（ＬＶ１）と第２レベル（ＬＶ２）のセンシング用データ電圧（Ｖｄａｔａ−ＳＥＮ）は、互いに同じ電圧とすることができるが、異なる電圧とすることが、センシング性能を向上させるために好適である。第１レベル（ＬＶ１）は、全体の階調区間で所定範囲の低階調電流値（Ｉｄｓ１）に対応する電圧であり、第２レベル（ＬＶ２）は、前記全体階調区間で所定範囲の高階調電流値（Ｉｄｓ２）に対応する電圧とすることができ、これと反対とすることもできる。
すなわち、前記第１レベル（ＬＶ１）は、全体の階調区間で所定範囲の低階調電流値と所定範囲の高階調電流値の内いずれか１つに対応する電圧の大きさとすることができ、前記第第２レベル（ＬＶ２）は、前記全体階調区間で、前記所定範囲の低階調電流値と前記所定範囲の高階調電流値の内、残りの一つに対応する電圧とすることができる。

１次初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）において、図４の初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）と同じ動作、つまり初期化動作及びソース−ドレイン間の電流（Ｉｄｓ）安定化動作が、１回実行される。

第１センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ１）では、図４のセンシング期間（Ｔｓｅｎ）とサンプリング期間（Ｔｓａｍ）のような動作、第１ソース−ドレイン電流値（Ｉｄｓ１）をセンシングして、１次積分し、１次積分値（Ｖｓｅｎ１）をサンプリングして、１回ＡＤＣ処理した後、第１デジタルセンシング値を内部ラッチに記憶する。

２次初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）は、図４の初期化期間（Ｔｉｎｉｔ）と同じ動作、つまり初期化動作及びソース−ドレイン間の電流（Ｉｄｓ）の安定化動作が２回実行される。

第２センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ２）では、図４のセンシング期間（Ｔｓｅｎ）とサンプリング期間（Ｔｓａｍ）のような動作、第２ソース‐ドレイン電流値（Ｉｄｓ２）をセンシングして、２次積分し、２次積分値（Ｖｓｅｎ２）をサンプリングして、２次ＡＤＣ処理した後、第２デジタルセンシング値を内部ラッチに記憶する。

ここで、第１及び第２センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ１、Ｓ＆Ｓ２）にそれぞれ含まれるセンシング期間（Ｔｓｅｎ）の長さは、互いに同一である。

タイミングコントローラ１１は、第１及び第２デジタルセンシング値に基づいて、第１及び第２ソース‐ドレイン電流値（Ｉｄｓ１、Ｉｄｓ２）を計算し、計算ロジックまたはルックアップテーブルを用いて、所望する偏差値（△Ｖｔｈ、△Ｋ）を導出することができる。

計算ロジックを用いる時、タイミングコントローラ１１は、計算された第１及び第２ソース‐ドレイン電流値（Ｉｄｓ１、Ｉｄｓ２）を、それぞれＯＬＥＤ電流を数式（Ｉｄｓ＝ Ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）２）に適用して、２つの電流の数式（Ｉｄｓ１＝ Ｋ（Ｖｇｓ１−Ｖｔｈ）２、Ｉｄｓ２＝ Ｋ（Ｖｇｓ２−Ｖｔｈ）２）を得、この数式を演算して、当該画素のしきい値電圧（Ｖｔｈ）を先に計算した後、その値を前記ＯＬＥＤ電流の数式のいずれか１つに代入して、移動度（Ｋ）を計算することができる。そして、計算されたしきい値電圧（Ｖｔｈ）と移動度（Ｋ）を、あらかじめ記憶された基準値と比較して、所望する偏差値（△Ｖｔｈ、△Ｋ）を導出することができる。

ルックアップテーブルを用いる時、タイミングコントローラ１１は、計算された第１及び第２ソース‐ドレイン電流値（Ｉｄｓ１、Ｉｄｓ２）を、予め記憶された基準電流値と比較して、第１及び第２電流偏差値を計算し、第１及び第２電流偏差値をそれぞれリードアドレスにして、しきい値電圧の偏差値（△Ｖｔｈ）と移動度偏差値（△Ｋ）を導出することができる。通常、駆動ＴＦＴのソース−ドレイン電流が低階調区間では、しきい値電圧の変化に多く影響を受け、高階調区間では、移動度の変化に多く影響を受けることが知られている。したがって、タイミングコントローラ１１は、図１６に示すように、相対的に小さな第１ソース−ドレイン電流値（Ｉｄｓ１）に基づいて、しきい値電圧の偏差値（△Ｖｔｈ）を導出することができ、相対的に大きな第２ソース‐ドレイン電流値（Ｉｄｓ２）に基づいて移動度の偏差値（△Ｋ）を導出することができる。

一方、タイミングコントローラ１１は、第１及び第２センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ１、Ｓ＆Ｓ２）に対し、同じ安定化条件を付与するために、ゲート駆動回路１３の動作を制御し、図７のように、センシング用ゲートパルス（ＳＣＡＮ）のオンパルス区間が、１ラインセンシングオンタイム内に２つ以上含まれるように、センシング用ゲートパルス（ＳＣＡＮ）をマルチパルスの形で生成することができる。前記安定化条件には、ゲート遅延、データの充電ディレイなどを含むことができる。

図８は、パワーオン時の補償フローを示し、図９は、リアルタイム駆動時の補償フローを示す。図１０Ａ及び図１０Ｂは、パワーオン時の所定の初期非表示期間、有効表示期間、垂直ブランク期間などを示す。

図８の補償フローは、ノーマル駆動に先立つ、所定の初期非表示期間（Ｘ１）中のすべての画素に対して実行されるセンシング駆動を含む。図９の補償フローは、ノーマル駆動中の垂直ブランク期間（ＢＰ）において、１画素の行に対して実行されるセンシング駆動を含む。

ここで、初期の非表示期間（Ｘ１）は、図１０Ａに示すように、駆動電源イネーブル信号（ＰＯＮ）の印加時点から数十〜数百フレーム経過するまでの非表示期間として定義することができる。そして、垂直ブランク期間（ＢＰ）は、図１０Ａ及び図１０Ｂに示すように、画像が表示される有効表示期間（ＡＰ）との間の非表示期間として定義することができる。初期非表示期間（Ｘ１）と垂直ブランク期間（ＢＰ）においては、データイネーブル信号（ＤＥ）が発生されず、それに応じて、画像表示用のデータ電圧は垂直ブランク期間（ＢＰ）から画素に供給されない。

図８を参照して、初期非表示期間（Ｘ１）中の補償フローを再度概略的に説明すると、本発明は、パワーオン時に、以前の補償時記憶されたしきい値電圧（Ｖｔｈ）と移動度（Ｋ）をメモリから読み出す。続いて、本発明は、各画素の行に対して、行順次方式の前述したマルチタイムの電流センシング方式を適用して、複数のデジタルセンシング値を獲得し、このデジタルセンシング値にもとづいて、現在のしきい値電圧（Ｖｔｈ）と移動度（Ｋ）を導出する。続いて、本発明は、導出された現在のしきい値電圧（Ｖｔｈ）と移動度（Ｋ）を、メモリから読み出されるしきい値電圧（Ｖｔｈ）及び移動度（Ｋ）とそれぞれ比較して、しきい値電圧偏差値（△Ｖｔｈ）と移動度偏差値（△Ｋ）を導出した後、偏差値を補償することができる補償データ（Ｖｔｈ＋△Ｖｔｈ、Ｋ＋△Ｋ）をメモリに記憶する。

図９を参照して、ノーマル駆動中の垂直ブランク期間（ＢＰ）において、１画素行ずつ実行される補償フローを再度概略的に説明すると、本発明は、垂直ブランク期間（ＢＰ）から、直前の補償時に記憶されたしきい値電圧（Ｖｔｈ（ｎ−１））と移動度（Ｋ（ｎ−１））をメモリから読み出す。続いて、本発明は、各画素の行に対して、行順次方式の前述したマルチタイム電流センシング方式を適用して、複数のデジタルセンシング値を獲得し、このデジタルセンシング値に基づいて、現在のしきい値電圧（Ｖｔｈ）と移動度（Ｋ）を導出する。続いて、本発明は、導出された現在のしきい値電圧（Ｖｔｈ）と移動度（Ｋ）を、メモリから読み出されるしきい値電圧（Ｖｔｈ（ｎ−１））と移動度（Ｋ（ｎ−１））とそれぞれ比較して、しきい値電圧偏差値（△Ｖｔｈ）と移動度偏差値（△Ｋ）を導出した後、偏差値を補償することができる補償データ（Ｖｔｈ＋△Ｖｔｈ、Ｋ＋△Ｋ）をメモリに記憶する。

図１１は、本発明のマルチタイム電流センシング方式で表示されることができるＡＤＣのオーバーレンジ（over range）の状況を示す。

ＡＤＣは、アナログ信号をデジタル信号形式のデータに変換する特殊な符号器である。ＡＤＣはその入力電圧範囲、すなわち、センシングレンジが決まっている。 ＡＤＣの電圧範囲は、ＡＤ変換の分解能に応じて異なるが、通常、Ｅｖｒｅｆ（ＡＤＣ基準電圧）〜Ｅｖｒｅｆ＋３Ｖに設定することができる。ここで、ＡＤ変換の分解能とは、アナログ入力電圧をデジタル値に変換することができるビットの値を指示する。ＡＤＣに入力されるアナログ信号がＡＤＣの入力範囲を超える場合、ＡＤＣの出力値は、入力電圧範囲の下限値にアンダーフロー（underflow）したり、または、入力電圧範囲の上限値にオーバーフロー（overflow）したりすることがある。

本発明は、マルチタイム電流センシング方式に基づいて、各画素ごとに少なくとも２回以上のセンシング過程を介して、互いに異なる大きさのアナログ積分値（Ｖｓｅｎ）を生成する。前述したように、電流積分器（ＣＩ）に流される電流値（Ｉｄｓ）が大きい場合には、出力される積分値(Ｖｓｅｎ)の大きさは小さくなり、逆に電流積分器（ＣＩ）に流される電流値（Ｉｄｓ）が小さい場合には、出力される積分値(Ｖｓｅｎ)の大きさは大きくなる。したがって、さまざまな大きさの積分値の（Ｖｓｅｎ）の中の一部がＡＤＣの入力範囲を超えることがある。

図１１を用いてさらに説明すると、ＡＤＣの入力範囲が２Ｖ〜５Ｖのとき、第１電流値（Ｉｄｓ１）による１次積分値（Ｖｓｅｎ１）が４Ｖ、第１電流値（Ｉｄｓ１）より大きい第２電流値（Ｉｄｓ２）に基づく２次積分値（Ｖｓｅｎ２）が１．５Ｖである場合を仮定する。

１次積分値（Ｖｓｅｎ１）である４Ｖは、ＡＤＣの入力範囲（２Ｖ〜５Ｖ）に属するので、正常に出力することができるのに対し、２次積分値（Ｖｓｅｎ２）である１．５ＶはＡＤＣの入力範囲（２Ｖ〜５Ｖ）外となるので、それに近い入力電圧範囲（２Ｖ〜５Ｖ）の下限値（２Ｖ）にアンダーフローされて出力される。

このようにＡＤＣのオーバーレンジ（over range）現象が発生する場合、センシングの精度が落ちる。したがって、ＡＤＣのオーバーレンジ（over range）現象を防止する追加の方法が要求される。

図１２は、ＡＤＣのオーバーレンジ（over range）現象を防止する一方法を示している。

本発明は、マルチタイム電流センシング方式において、図１２に示すように、電流積分器（ＣＩ）出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きが相対的に大きい第１センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ１）では、電流積分器（ＣＩ）出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きが相対的に小さい第２センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ２）に比べ、１次積分値（Ｖｓｅｎ１）がアンダーフローする可能性が高い。

この場合、本発明は、第１センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ１）でのセンシング期間（Ｔｓｅｎ１）を、第２センシング＆サンプリング期間（Ｓ＆Ｓ２）でのセンシング期間（Ｔｓｅｎ２）に比べて減らすことで、１次積分値（Ｖｓｅｎ１）を２Ｖから３．５Ｖへと上向きに調整して、１次積分値（Ｖｓｅｎ１）がＡＤＣの入力電圧範囲（２Ｖ〜５Ｖ）を満足するように補正することができる。

図１３〜図１５は、ＡＤＣのオーバーレンジ（over range）現象を防止する他の方法を示す。

図１３を参照すると、本発明は、タイミングコントローラ１１の制御下で、電流積分器（ＣＩ）に含まれる積分キャパシター（Ｃｆｂ）の静電容量を調整するための容量制御部２２をさらに含む。積分キャパシター（Ｃｆｂ）は、アンプ（ＡＭＰ）の反転入力端子（−）に並列接続された複数のキャパシター（Ｃｆｂ１、Ｃｆｂ２、Ｃｆｂ３）を含むが、キャパシター（Ｃｆｂ１、Ｃｆｂ２、Ｃｆｂ３）それぞれの他端は、互いに異なる容量調整用スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を介して、アンプ（ＡＭＰ）の出力端に接続することができる。積分キャパシター（Ｃｆｂ）の合成静電容量は、オンされる静電容量調整用スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）の数に応じて決定される。

タイミングコントローラ１１は、デジタルセンシング値（ＳＤ）を分析して、ＡＤＣの下限値及び上限値と同じデジタルセンシング値（ＳＤ）の比率に応じて、静電容量制御部２２の動作を制御して適切なスイッチング制御信号を生成する。静電容量調整用スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）は、静電容量制御部２２から入力されるスイッチング制御信号に応じてオン/オフされる。積分キャパシター（Ｃｆｂ）の合成静電容量が大きいほど、電流積分器ユニット（ＣＩ）の出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きは小さくなり、逆に、積分キャパシター（Ｃｆｂ）の合成静電容量が小さいほど、電流積分器ユニット（ＣＩ）の出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きは大きくなる。

したがって、タイミングコントローラ１１は、静電容量制御部２２を介して、ターン・オンされる静電容量調整用スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）の数を制御することにより、ＡＤＣの出力値が入力電圧範囲の下限値でアンダーフロー（underflow）する場合には、積分キャパシター（Ｃｆｂ）の合成静電容量を増加させ、逆にＡＤＣの出力値が入力電圧範囲の上限値でオーバーフロー（overflow）する場合には、積分キャパシター（Ｃｆｂ）の合成静電容量を減少させることができる。

積分キャパシター（Ｃｆｂ）の合成静電容量を制御することにより、ＡＤＣのオーバーレンジ状況が防止される一例が図１４に示されている。本発明のマルチタイム電流センシング方式において、図１４に示すように、電流積分器（ＣＩ）の出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きが相対的に大きい第２センシング＆サンプリング期間では、電流積分器（ＣＩ）の出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きが相対的に小さい第１センシング＆サンプリング期間に比べて、２次積分値（Ｖｓｅｎ２）がアンダーフローする可能性が高い。

この場合、本発明は、第２センシング＆サンプリング期間中に動作する積分キャパシター（Ｃｆｂ）の合成静電容量（３ｐＦ）を、第１センシング＆サンプリング期間中に動作する積分キャパシター（Ｃｆｂ）の合成静電容量（１．５ｐＦ）に比べて２倍増やすことで、１次積分値（Ｖｓｅｎ１）を２Ｖから４Ｖに上向きに調整し、２次積分値（Ｖｓｅｎ２）がＡＤＣの入力電圧範囲（２Ｖ〜５Ｖ）を満足するように補正することができる。

一方、図１３を参照すると、本発明は、タイミングコントローラ１１の制御下に、ＡＤＣ基準電圧（Ｅｖｒｅｆ）を調整するためのプログラマブル電圧調整ＩＣ２４をさらに含むことができる。

タイミングコントローラ１１は、デジタルセンシング値（ＳＤ）を分析して、ＡＤＣの下限値及び上限値と同じデジタルセンシング値（ＳＤ）の比率に応じて、プログラマブル電圧調整ＩＣ２４の動作を制御して、ＡＤＣ基準電圧（Ｅｖｒｅｆ）を調整することができる。

ＡＤＣ基準電圧（Ｅｖｒｅｆ）を調整することにより、ＡＤＣのオーバーレンジ状況が防止される一例が、図１５に示されている。本発明のマルチタイム電流センシング方式において、図１５に示すように、電流積分器（ＣＩ）の出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きが相対的に大きい第２センシング＆サンプリング期間では、電流積分器（ＣＩ）の出力値（Ｖｏｕｔ）の立ち下がりの傾きが相対的に小さい第１センシング＆サンプリング期間に比べて、２次積分値（Ｖｓｅｎ２）がアンダーフローする可能性が高い。

この場合、本発明は、１次積分値（Ｖｓｅｎ１）である４Ｖをデジタル処理する際のＡＤＣ基準電圧（Ｅｖｒｅｆ）は、元の２Ｖを保持し、２次積分値（Ｖｓｅｎ２）である２Ｖをデジタル処理する際のＡＤＣ基準電圧（Ｅｖｒｅｆ）は、元の２Ｖから０Ｖに下向きに調整する。このような下向き調整により、２次積分値（Ｖｓｅｎ２）２ＶはＡＤＣの入力電圧範囲（０Ｖ〜３Ｖ）を十分に満足することになる。

前述したように、本発明は、駆動素子の電気的特性の偏差をセンシングするにあたり、電流積分器を用いた電流センシング方式を介して、低電流及び高速センシングを実現して、センシング時間を大幅に減らすことができる。さらに、本発明は、１ラインセンシングオンタイム内で、画素のそれぞれについて、マルチタイムセンシングを実行して、センシングの精度を大幅に向上させることができる。

以上説明した内容を介して、当業者であれば、本発明の技術思想を逸脱しない範囲で、多様な変更及び修正が可能であることを分かるであろう。したがって、本発明の技術的範囲は、明細書の詳細な説明に記載された内容に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載によって定められるべきである。

Claims (5)

1. ＯＬＥＤ、当該ＯＬＥＤの発光量を制御する駆動ＴＦＴ、をそれぞれ含み、
   データラインの内のいずれか一つ、ゲートラインの内のいずれか一つ、及びセンシングラインの内のいずれか一つ、にそれぞれ接続された複数の画素が形成された表示パネルと、
   センシング駆動時、１ラインセンシングオンタイムに対応するセンシング用ゲートパルスを生成した後、行順次方式で前記ゲートラインに順次供給するゲート駆動回路と、
   前記センシング駆動時、前記１ラインセンシングオンタイム内で、センシング用のデータ電圧を生成して、前記データラインに供給する複数のＤＡＣと、前記センシングラインを介して入力される前記画素のそれぞれの駆動ＴＦＴのソース‐ドレイン間の電流を積分する複数の電流積分器と、前記電流積分器の出力を順次デジタル処理してデジタルセンシング値を出力するＡＤＣを含むデータ駆動回路と、
   前記ゲート駆動回路と、前記データ駆動回路の動作を制御して、前記１ラインセンシングオンタイム内で、第１レベルのセンシング用データ電圧による第１ソース‐ドレイン電流値を積分した後、第２レベルの前記センシング用データ電圧による第２ソース‐ドレイン電流値を積分するタイミングコントローラを備え、
   前記１ラインセンシングオンタイム内の、前記第１レベルのセンシング用データ電圧と、前記第２レベルのセンシング用データ電圧とは、その大きさが異なり、
   前記タイミングコントローラは、前記センシング用データ電圧の大きさに応じて、前記１ラインセンシングオンタイム内に生成される第１及び第２センシング＆サンプリング期間でのセンシング期間の長さを互いに異なるように制御する、すなわち前記センシング期間の長さは、前記センシング用データ電圧の大きさに反比例するように調整されることを特徴とする有機発光表示装置。
2. 前記第１レベルは、全体の階調区間において、所定範囲の低階調電流値と所定範囲の高階調電流値のいずれか１つに対応する電圧の大きさで入力され、
   前記第２レベルは、前記全体の階調区間において、前記所定範囲の低階調電流値と前記所定範囲の高階調電流値の残りの一つに対応する電圧の大きさで入力されることを特徴とする、請求項１に記載の有機発光表示装置。
3. 前記タイミングコントローラは、前記ゲート駆動回路の動作を制御して、前記センシング用ゲートパルスのオンパルス区間が、前記１ラインセンシングオンタイム内に２つ以上含まれるように、前記センシング用ゲートパルスをマルチパルスの形で生成することを特徴とする、請求項１に記載の有機発光表示装置。
4. 前記電流積分器に含まれる積分キャパシターの静電容量を調整するための静電容量制御部をさらに含み、
   前記積分キャパシターは、アンプの反転入力端に並列接続された複数のキャパシターを含み、前記キャパシターのそれぞれの他端は、互いに異なる静電容量調整用スイッチを介して、前記アンプの出力端に接続され、
   前記タイミングコントローラは、前記ＡＤＣから入力されるデジタルセンシング値を分析して、前記静電容量制御部の動作を制御して、ＡＤＣの下限値及び上限値に対応するデジタルセンシング値に応じて、前記静電容量調整用スイッチをオン/オフさせるためのスイッチング制御信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の有機発光表示装置。
5. 前記ＡＤＣの入力電圧範囲を決定する、ＡＤＣの基準電圧を調整するためのプログラマブル電圧調整ＩＣをさらに含み、
   前記タイミングコントローラは、デジタルセンシング値を分析して、前記プログラマブル電圧調整ＩＣの動作を制御して、ＡＤＣの下限値及び上限値に対応するデジタルセンシング値に応じて、前記ＡＤＣの基準電圧を調整できることを特徴とする、請求項１に記載の有機発光表示装置。

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