JP5960137B2 - 等比的に抵抗値が変わる可変抵抗及びこれを利用した可変利得増幅器と可変遮断周波数フィルタ - Google Patents

Description

本発明は、アナログ信号を増幅するためのアナログ増幅器及びアナログフィルタに関し、特に利得及び遮断周波数を変化させることができる可変利得増幅器と可変周波数フィルタにおいて利得及び遮断周波数を指数的に簡単に制御することができる方法に関する。

一般的に、アナログ増幅器またはアナログフィルタに利用されるデジタル可変抵抗は、１つ以上の抵抗セグメントを含み、それぞれの抵抗セグメントは、スイッチに連結され、デジタル制御信号によってスイッチの連結状態が変わって、可変抵抗の全体抵抗値がプログラムされる。

図１は、従来のデジタル制御信号によってプログラムされるバイナリー（二進）可変抵抗を説明する図である。図１を参照すれば、バイナリー可変抵抗１００は、複数の抵抗セグメント１０１と、抵抗セグメント１０１の間の連結状態を変化させる複数のスイッチ１０２とで構成されている。Ｎビットの制御信号ｂ_０〜ｂ_Ｎ−１によって各抵抗セグメント１０１間のスイッチ１０２の連結状態が制御される。抵抗セグメント１０１のうち最も小さい単位抵抗の抵抗値がＲである場合、バイナリー可変抵抗の各抵抗セグメント１０１の抵抗値は、Ｒ、２Ｒ、２^２Ｒ、…・２^Ｎ−１Ｒに設定される。Ｎビットの制御信号によってスイッチ１０２の連結状態が変わって、全体バイナリー可変抵抗１００の抵抗値が変わる。

図１に例示されたバイナリー可変抵抗１００の場合、Ｎビットの制御信号ｂ_０〜ｂ_Ｎ−１の組合で生成される整数ｋに比例して全体バイナリー可変抵抗１００の抵抗値が決定され
る。この際、ｋは、

を満たす。このようなバイナリー可変抵抗１００を演算増幅器（図示せず）の入力抵抗またはフィードバック抵抗に適用する場合、利得値は、入力抵抗とフィードバック抵抗の比率によって決定されるので、整数ｋに比例または反比例する利得値を得ることができる。

図２は、図１の可変抵抗１００と演算増幅器を利用して形成された可変利得（ｖａｒｉａｂｌｅ ｇａｉｎ）増幅器の電圧利得値及び電圧利得値のデシベル（ｄＢ）値と制御信号ｋの関係を示すグラフである。Ｎビットの制御信号の組合で生成される整数ｋが１である場合の利得値がＧである場合、ｋが増加するにつれて可変利得増幅器の全体利得値は線形的に増加する。（Ｇ、２Ｇ、３Ｇ、…・）

図３は、遮断周波数を説明するために一般的な低域通過フィルタの周波数による利得値のデシベル値と周波数の関係を示すグラフである。電波、音、光など自然界に存在する大部分の信号の大きさは、指数的に増加するので、一般的にアナログ回路で利得値及び遮断周波数値をログスケールで表現することが、後続の信号処理過程で容易な場合が多い。利得値をログスケールで表現する場合、利得値にログを取った後、２０を乗算した（電力の場合、１０を乗算した）、デシベル（ｄＢ）を単位で利用することが一般的である。一般的なフィルタ（ｆｉｌｔｅｒ）は、周波数値が増加するにつれて入力に対する出力利得値が変化し、通過帯域（ｐａｓｓ ｂａｎｄ）と遮断帯域（ｓｔｏｐ ｂａｎｄ）が存在する。遮断周波数（ｃｕｔ−ｏｆｆｆ ｒｅｑｕｅｎｃｙ、ｆ_ｃ）というのは、通過帯域と遮断帯域の境界周波数を意味する。低域通過フィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）の場合、通過帯域のうち直流または低周波での利得値に比べて３デシベル低い利得値を有する周波数を遮断周波数ｆ_ｃとして定義する。図３に示されたように、直流での利得値は、Ａ_ｄｃ（ｄＢ）であり、遮断周波数ｆ_ｃでの利得値は、Ａ_ｄｃ−３（ｄＢ）であって、直流での利得値に比べて３デシベル低いことが分かる。

図４は、図１の可変抵抗を私用した増幅器の一例を示す回路図である。
図４を参照すれば、増幅器１５０は、可変抵抗１６０、１７０の抵抗値を変更し、利得値及び遮断周波数を変化させることができる。図４に示された増幅器の直流での利得値及び遮断周波数の値は、次の通りである。Ｒ_ａは、入力可変抵抗１６０の値であり、Ｒ_ｂは、フィードバック可変抵抗１７０の値であり、Ｃは、フィードバックキャパシタ１８０の容量である。

この際、一定の利得値下で遮断周波数をログスケール上で線形的に（ｌｉｎｅａｒ ｉｎ ｄＢ）変化させるために次の過程が必要である。

所望の遮断周波数値を有するようにするフィードバック可変抵抗１７０の理想的抵抗値を計算し、フィードバック可変抵抗１７０が有することができる値のうち理想的抵抗値に近い値を演算し、Ｒ_ｂに設定する；

利得値を一定に維持するようにする入力可変抵抗１６０の理想的抵抗値を計算し、入力可変抵抗１６０が有することができる値のうち理想的抵抗値に最も近い値を演算し、Ｒ_ａに設定する；

図１、図２及び図４を参照して説明すれば、可変抵抗１００、１６０、１７０の抵抗値は、線形的に変わり、遮断周波数は、抵抗値の逆数に比例する。可変抵抗１００、１６０、１７０の抵抗値をログスケールで示した図２を参照すれば、低いｋ値では、可変抵抗１００、１６０、１７０の抵抗値が（ログスケールで）速く変化する一方で、高いｋ値では、可変抵抗１００、１６０、１７０の抵抗値が（ログスケールで）遅く変化する。
遮断周波数を高めるためにフィードバック可変抵抗１７０の抵抗値Ｒ_ｂが低くなる場合、正確な遮断周波数を作るための値を設定しない場合が発生することができる。すなわち、遮断周波数をログスケール上で線形的に変わるようにするために、フィードバック可変抵抗１７０を変化させても、正確度の限界があるので、理想的な抵抗値を探すことが難しくて、近似値を取るしかない。これは、一定の利得値を具現するために、フィードバック可変抵抗１７０と同一の比率で変わることが理想的な入力可変抵抗１６０に対しても同様であり、理論的な計算値ではなく、近似した値を取るので、遮断周波数ｆ_ｃ及び利得値が変わる問題点がある。すなわち、量子化エラーが激しく発生する。

また、遮断周波数の帯域幅に対しても問題がある。フィードバック可変抵抗１７０が有する抵抗値によって遮断周波数が変わるが、低周波帯域では、全体抵抗値が高いので、単位抵抗変化に対する遮断周波数変化が細密になり、理想的な抵抗値に近い近似値を得ることができる一方で、高周波帯域では、全体抵抗値が低いので、理想的な抵抗値に近い近似値を得にくいという短所がある。

図５は、図４の増幅器を使用した場合、周波数による利得値の変化を示すグラフである。上記で説明した理由に起因して、遮断周波数がログスケールで見たとき、その変化量が一定であることが必要であるにもかかわらず、間隔に差異があり、一定に維持されなければならない利得値も変わることが分かる。

このような理由で、従来のバイナリー可変抵抗を利用する可変利得増幅器またはフィルタを制御することが容易ではなく、高周波帯域で遮断周波数を精密に制御することができ、量子化エラーを低減することができる新しい構造の可変抵抗の必要性が増大されている。

本発明は、前述したような従来技術の問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、周波数帯域に関係なく、可変利得増幅器の利得の量子化によるエラーを最小化することができる可変抵抗回路を提供することにある。

これにより、本発明は、制御コードを利用してユーザが直観的に把握することが容易となるように可変利得を設定することができる可変抵抗回路及び、可変利得増幅器回路を提供することを目的にする。

本発明の他の目的は、複数の可変抵抗を利用して可変利得増幅器を具現する場合、可変抵抗それぞれの制御コードの差異によって簡単に利得が定義される可変抵抗及び可変利得増幅器を提供することにある。

また、本発明のさらに他の目的は、可変遮断周波数フィルタの遮断周波数を使用頻度が高い高周波帯域でも精密に定義することができる可変抵抗及び可変遮断周波数フィルタ回路を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、可変利得をデシベル（ｄＢ）単位で処理するか、遮断周波数のログ値を処理するに慣れ親しんでいるユーザに直観的に理解されるのに容易なアナログ回路を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、制御コードが増加するにつれて抵抗値が指数関数的に増加する可変抵抗回路を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の一実施例による可変抵抗は、内部に複数の抵抗セグメントを含み、抵抗セグメントの連結状態を制御するスイッチを含む。
スイッチは、Ｎビットの制御信号の各ビット（ｂ_０、ｂ_１、…・、ｂ_Ｎ−１）または各ビットの組合（ｂ_０ｂ_１、ｂ_０ｂ_２、ｂ_１ｂ_２、…・、ｂ_０ｂ_２ｂ_３…・ｂ_Ｎ−３ｂ_Ｎ−２ｂ_Ｎ−１、ｅｔｃ．）に応答して閉まるか、開くことによって、各抵抗セグメントの連結状態を制御する。

それぞれの抵抗セグメントの抵抗値は、所定の規則によって決定される。それぞれの抵抗セグメントの抵抗値は、対応するスイッチを制御する各ビット（ｂ_０、ｂ_１、…、ｂ_Ｎ−１）または各ビットの組合（ｂ_０ｂ_１、ｂ_０ｂ_２、ｂ_１ｂ_２、…、ｂ_０ｂ_２…・ｂ_Ｎ−２ｂ_Ｎ−１、ｅｔｃ．）の近似化係数によって決定される。

各ビット（ｂ_０、ｂ_１、…、ｂ_Ｎ−１）または各ビットの組合（ｂ_０ｂ_１、ｂ_０ｂ_２、ｂ_１ｂ_２、…、ｂ_０ｂ_１…ｂ_Ｎ−２ｂ_Ｎ−１、ｅｔｃ．）の近似化係数は、Ｎビットの制御信号の指数関数に対するテイラー近似化（Ｔａｙｌｏｒ ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ）によって近似化される。この際、指数関数は、Ｎビットの制御信号の組合で得られる整数ｋに対する指数関数であり、整数ｋは、下記数式によって示される。

可変利得フィルタは、Ｎビットの制御信号の組合で得られる整数ｋに対して指数的にその抵抗値が変わる可変抵抗を使用する。遮断周波数の周波数値がログスケールで一定に変わるようにしようとする場合、可変抵抗の整数ｋを一定に変化させれば、抵抗値が指数的に変わるので、直観的に遮断周波数の周波数値をログスケールで一定に変化させることができる

また、可変利得フィルタは、Ｎビットの制御信号の組合で得られる整数ｋに対して指数的に抵抗値が変わる複数の可変抵抗を使用する。遮断周波数の周波数値をログスケールで一定に変わるようにしながら、利得を一定に維持させようとする場合、遮断周波数の周波数値及び利得値を決定する可変抵抗Ｒ_ａの整数ｋ_ａ及び利得値を決定する可変抵抗Ｒ_ｂの整数ｋ_ｂをそれぞれ同一のサイズで一定に変化させれば、抵抗値が指数的に変わるので、遮断周波数の周波数値をログスケールで一定に変化させながら利得値を一定に維持することができる。

本発明によれば、周波数帯域に関係なく、可変利得増幅器の利得の量子化によるエラーを最小化することができる可変抵抗回路を提供することを目的とする。

これにより、本発明は、制御コードを利用してユーザが直観的に把握することが容易となるように可変利得を設定することができる可変抵抗回路及び、可変利得増幅器回路を提供する効果がある。

本発明は、複数の可変抵抗を利用して可変利得増幅器を具現する場合、可変抵抗それぞれの制御コードの差異によって簡単に利得が定義される可変抵抗及び可変利得増幅器を提供する効果がある。

これにより、本発明は、既存のバイナリー可変抵抗で近似値を求めるために使用する複雑な論理回路が省略され、デジタル制御部が簡単になり、これは、全体回路面積を減少させて、回路コストを低減し、デジタル論理回路で発生するノイズを顕著に低減し、増幅器の性能を増加させる効果がある。

また、本発明は、可変遮断周波数フィルタの遮断周波数を使用頻度が高い高周波帯域でも精密に定義することができる可変抵抗及び可変遮断周波数フィルタ回路を提供する効果がある。

本発明は、可変利得をデシベル（ｄＢ）単位で処理するか、遮断周波数のログ値を処理するに 慣れ親しんでいるユーザに直観的に理解されるのに容易なアナログ回路を提供する効果がある。

このために、本発明は、制御コードが増加するにつれて抵抗値が指数関数的に増加する可変抵抗回路を提供する効果がある。

図１は、従来のバイナリー可変抵抗を示す回路図である。 図２は、図１のバイナリー可変抵抗を利用して形成された可変利得増幅器の利得値及び利得値のデシベル値と制御信号を組み合わせて生成される整数ｋの関係を示すグラフである。 図３は、遮断周波数を説明するために一般的な低域通過フィルタの周波数による利得値のデシベル値と周波数の関係を示すグラフである。 図４は、図１の可変抵抗を使用した増幅器の一例を示す回路図である。 図５は、図４の増幅器を使用した場合、周波数による利得値の変化を示すグラフである。 図６は、本発明の一実施例による可変抵抗を示す回路図である。 図７は、本発明の他の一実施例による可変抵抗を示す回路図である。 図８は、本発明のさらに他の一実施例による可変抵抗を示す回路図である。 図９は、本発明のさらに他の一実施例による可変抵抗を示すブロック図である。 図１０は、図９の可変抵抗の動作の実施例を示すブロック図である。 図１１は、図６〜図１０の可変抵抗を利用して形成された可変利得増幅器の一例を示す回路図である。 図１２は、図６〜図１０の可変抵抗を利用して形成された可変利得増幅器の利得値及び利得値のデシベル値と制御信号を組み合わせて生成される整数ｋの関係を示すグラフである。 図１３は、図６〜図１０の可変抵抗を利用して形成された可変利得増幅器を使用した場合、周波数による利得値の変化を示すグラフである。

以下、本発明の実施例を添付の図面を参照して詳細に説明する。しかし、本発明が実施例によって制限されるかまたは限定されるものではない。各図面に提示された同一の参照符号は、同一の部材を示す。

以下の図面は、本発明の特徴を強調して示すために簡略化され、多少誇張されるように示されており、以下の図面の寸法は、実際本発明の製品の寸法と正確に一致するものではない。

当業者なら、以下の図面の記載から各構成要素の長さ、周り、厚さなど寸法を容易に変形し、実際製品に適用することができ、このような変形は、本発明の権利範囲に属するものであることは、当業者に自明である。

図６は、本発明の一実施例による可変抵抗を示す回路図である。
図６を参照すれば、前記可変抵抗は、第１抵抗セグメント２１０と第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３が直列で連結されており、第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３のそれぞれには、第１スイッチ２２１、２２２、２２３が並列連結され、第２スイッチ２３１、２３２、２３３が直列連結されている。

図６の可変抵抗２００は、２ビットの制御信号（ｂ_０、ｂ_１）によってその抵抗値が制御されるが、制御信号のビット数は、本発明の権利範囲を制限しない。可変抵抗２００は、第１抵抗セグメント２１０、複数の第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３、各第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３と並列連結され、前記２ビットの制御信号によって第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３のうち少なくとも１つの連結状態を変更させる第１スイッチ２２１、２２２、２２３及び各第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３のそれぞれと直列で連結される第２スイッチ２３１、２３２、２３３を含む。第１スイッチ２２１、２２２、２２３に印加される制御信号と第２スイッチ２３１、２３２、２３３に印加される制御信号は、互いに相補的（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ）な関係にある。したがって、制御信号によってＲ_２ ２１１に対して第１スイッチ２２１または第２スイッチ２３１のうちいずれか一方は、閉まり（ｃｌｏｓｅ）、他方は、開く（ｏｐｅｎ）。

可変抵抗２００の抵抗値は、２ビットの制御信号で組合される整数（制御コード）

に対して指数関数で表現することができる。例えば、下記数式１のような関係式で表現が可能である。

この際、制御コードｋが増加するにつれて、可変抵抗の全体抵抗値Ｒは指数的に増加し、その基準抵抗値はＲ_ｌｓｂである。

図６の回路では、制御コードｋが増加するにつれて可変抵抗の全体抵抗値Ｒが指数的に増加するように設計されたが、スイッチ及び論理回路の構成によっては、制御コードｋが減少するにつれて可変抵抗の全体抵抗値Ｒが指数的に増加するように設計されることもでき、このような変形は、本発明の技術的思想の範囲内に含まれることは、当該分野の専門家（ｓｋｉｌｌｅｄ ｐｅｒｓｏｎ）に自明である。

前記数式１を満たす第１抵抗セグメント２１０及び複数の第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３それぞれの値は、制御信号の各ビットを含む線形関係式の係数として与えられ、これを求めるために、指数関数のテイラー近似化を利用することができる。例示的な実施例において、各ビット（ｂ_０、ｂ_１、…、ｂ_Ｎ−１）または各ビットの組合（ｂ_０ｂ_１、ｂ_０ｂ_２、ｂ_１ｂ_２、…、ｂ_０ｂ_１…ｂ_Ｎ−２ｂ_Ｎ−１、ｅｔｃ．）の近似化係数は、Ｎビットの制御信号の指数関数に対するテイラー近似化（Ｔａｙｌｏｒ ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ）によって近似化される。この際、指数関数は、Ｎビットの制御信号の組合で得られる整数ｋに対する指数関数であり、整数ｋは、下記数式２によって示される。

前記数式１の指数関数をテイラー近似化すれば、次の数式３を得ることができる。

制御信号が２ビットの場合、

であり、前記数式３は、下記数式４のように表現されることができる。

指数関数に対してテイラー近似化をする場合、その真値と近似値との間の誤差が収束するので、所望の範囲、例えば１８次項まで計算し、近似化させることができる。

前記数式４は、２個のビット（ｂ_０、ｂ_１）及び異なる２個のビットの積を含む項（ｂ_０ｂ_１）まですべて含んでいる。図６の第１抵抗セグメント２１０及び複数の第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３であるＲ_１、Ｒ_２、Ｒ_３、Ｒ_４の抵抗値を前記数式のｃ_０、ｃ_１、ｃ_２、ｃ_３に対応させれば、２ビットの制御信号（ｂ_０、ｂ_１）によって表現される制御コードｋが増加するにつれて可変抵抗２００の抵抗値が指数的に増加する。また、可変抵抗２００の抵抗値に基準となる基準抵抗値Ｒ_ｌｓｂは、第１抵抗セグメント２１０の抵抗値に対応する。図６に示された回路図は、第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３及びこれを迂回（ｂｙｐａｓｓ）する部分全体に第１スイッチ２２１、２２２、２２３及び第２スイッチ２３１、２３２、２３３が連結されている。

一般的にスイッチが閉まった場合、理想的には、その寄生抵抗値（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）が０でなければならないが、実際には、０ではない抵抗値を有する。したがって、実際回路において２ビット可変抵抗を具現する場合、スイッチが閉まった場合の寄生抵抗値を考慮して、第１抵抗セグメント２１０及び複数の第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３の値を調節する場合がある。
図６を参照して、スイッチ２２１、２２２、２２３、２３１、２３２、２３３の寄生抵抗値を考慮した抵抗セグメント２１０、２１１、２１２、２１３の抵抗値調整過程の一例を説明する。

図６を参照すれば、第１抵抗セグメント２１０と第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３が直列で連結されており、第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３それぞれには、第１スイッチ２２１、２２２、２２３が並列連結され、第２スイッチ２３１、２３２、２３３が直列連結されている。

各第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３に対して第１スイッチ２２１、２２２、２２３またはスイッチ２３１、２３２、２３３のうちいずれか１つだけが閉まるので、制御コードｋに関係なく、可変抵抗２００の両端の間に連結されるスイッチの個数は、３個であって、一定である。例えば、ｋ＝０なら、３個のスイッチ２２１、２２２、２２３が閉まり、ｋ＝１なら、３個のスイッチ２３１、２２２、２２３が閉まり、ｋ＝２なら、３個のスイッチ２２１、２３２、２２３が閉まり、ｋ＝３なら、３個のスイッチ２３１、２３２、２３３が閉まる。したがって、図６の回路では、第１スイッチ２２１、２２２、２２３及び第２スイッチ２３１、２３２、２３３が閉まった場合の寄生抵抗値（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）の影響を最小化することができる。

可変抵抗２００が有することができる最も小さい基準抵抗値Ｒ_ｌｓｂは、第１抵抗セグメント２１０ Ｒ_１の値と第１スイッチ２２１、２２２、２２３または第２スイッチ２３１、２３２、２３３が閉まった場合の寄生抵抗値を合算した値で表現されることができる。したがって、可変抵抗２００の基準抵抗値Ｒ_ｌｓｂから寄生抵抗値を差し引いた値を第１抵抗セグメント２１０ Ｒ_１の抵抗値に調整することができる。

一方、寄生抵抗値が基準抵抗値に比べて無視できるほど小さい場合には、上記抵抗値調整過程は省略されることができる。

図７は、本発明のさらに他の一実施例による可変抵抗を示す回路図である。図７の回路は、図６の回路と論理的に等価的（ｌｏｇｉｃａｌｌｙ ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ）である。

図７を参照すれば、可変抵抗３００は、第１抵抗セグメント３１０と直列で連結される複数の第２抵抗セグメント３１１、３１２、３１３を含む。また、可変抵抗３００は、各第２抵抗セグメント３１１、３１２、３１３と並列的に連結され、制御信号によって第２抵抗セグメント３１１、３１２、３１３のうち少なくとも１つの連結状態を変更させるスイッチ３２１、３２２、３２３を含む。図６に示された回路図とは異なって、図７の回路では、第２抵抗セグメント３１１、３１２、３１３に直列でスイッチが連結されない。
図７に示された可変抵抗３００も、図６の可変抵抗２００と同様に、２ビットの制御信号（ｂ_０、ｂ_１）で表現される制御コードｋが増加するにつれて、可変抵抗３００の抵抗値が指数的に増加し、可変抵抗３００の抵抗値と制御コードｋは、前記数式４を満たす。

図７の可変抵抗３００は、図６の可変抵抗２００と論理的に等価的なので、制御コードｋによって具現される基本的な制御動作は類似している。
一方、図７の可変抵抗３００は、図６の可変抵抗２００に比べて必要なスイッチの数を半分に低減することができ、制御信号（ｂ_０、ｂ_１）が含まれる論理回路を単純化することができるという長所がある。このような長所は、コストを節減するのに役に立つ。

一方、図７の可変抵抗３００は、図６の可変抵抗２００とは異なって、可変抵抗３００の両端の間に連結される全体スイッチの個数が制御コードｋによって０個〜３個となるように変化し、一定でない。例えば、ｋ＝０なら、３個のスイッチ３２１、３２２、３２３がすべて閉まるが、ｋ＝１なら、２個のスイッチ３２２、３２３が閉まり、ｋ＝２なら、２個のスイッチ３２１、３２３が閉まり、ｋ＝３なら、３個のスイッチ３２１、３２２、３２３がすべて開放されるので、閉まるスイッチの数は０である。したがって、各スイッチ３２１、３２２、３２３の開放／短絡状態による寄生抵抗値の影響を考慮して各抵抗セグメント３１０、３１１、３１２、３１３の抵抗値が決定される。

例えば、制御コードｋが０であるときには、すべてのスイッチ３２１、３２２、３２３が閉まるので、可変抵抗３００の両端の間の抵抗は、第１抵抗セグメント３１０ Ｒ_５の抵抗値と、抵抗セグメントＲ_６とスイッチ３２１の寄生抵抗値の並列等価抵抗値と、抵抗セグメントＲ７とスイッチ３２２の寄生抵抗値の並列等価抵抗値と、抵抗セグメントＲ_８とスイッチ３２３の寄生抵抗値の並列等価抵抗値を合算した値で示される。

したがって、第１抵抗セグメント３１０ Ｒ_５の抵抗値は、基準抵抗値Ｒ_ｌｓｂから前記並列等価抵抗値を差し引いた値として決定される。

本発明のさらに他の実施例によれば、本発明の可変抵抗は、４ビットの制御信号（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）によってその抵抗値が制御されることができる。可変抵抗の抵抗値Ｒは、整数

が増加するにつれて指数的に増加し、可変抵抗の抵抗値Ｒは、下記の数式５によって示される。

前記数式５は、基本項、４個の異なるビット（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）及び異なる２個〜４個のビットの積（ｂ_０ｂ_１ｂ_２ｂ_３）を含む項まですべて含み、数式５をＮビットに対して一般化すれば、下記数式６のように示すことができる。

前記数式６は、基本項、Ｎ個の異なるビット（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３、…、ｂ_Ｎ−１）及び異なる２個〜Ｎ個のビットの積（ｂ_０ｂ_１ｂ_２ｂ_３…ｂ_Ｎ−１）を含む項まですべて含む。前記数式６を満たすように回路を構成する場合、可変抵抗の抵抗値は、制御コードｋが増加するにつれて指数的に増加し、その基準抵抗値がＲ_ｌｓｂとなるように設計することができる。

図８は、可変抵抗の一実施例４００を示す回路図である。
図８において可変抵抗４００は、第１抵抗セグメント４１０と、第１抵抗セグメント４１０と直列で連結される複数の第２抵抗セグメント４１２〜４２６とを含む。可変抵抗４００は、また、第２抵抗セグメント４１２〜４２６のそれぞれに並列連結され、制御信号によって各第２抵抗セグメント４１２〜４２６のうちいずれか１つの連結状態を変更させる第１スイッチ４３２〜４４６と、各第２抵抗セグメント４１２〜４２６と直列連結される第２スイッチ４５２〜４６６とをさらに含む。

図６の実施例と同様に、第１スイッチ４３２〜４４６に印加される制御信号と第２スイッチ４５２〜４６６に印加される制御信号は、相補的な関係にある。

図８の第１抵抗セグメント４１０及び複数の第２抵抗セグメント４１２〜４２６であるＲ_１０１〜Ｒ_１１６の値を前記数式５のｃ_０〜ｃ_１５に対応させれば、４ビットの制御信号（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）が増加するにつれて可変抵抗４００の抵抗値がｋに対して指数的に増加する。また、可変抵抗４００の抵抗値に基準となる基準抵抗値Ｒ_ｌｓｂは、第１抵抗セグメント４１０の抵抗値に対応する。

図９は、前記数式５を満たす可変抵抗５００のさらに他の実施例を示す回路図である。図９を参照すれば、可変抵抗５００は、複数の可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０及び制御信号（ｂ_２、ｂ_３）によって可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０のうち少なくとも１つの連結状態を変更させるスイッチ５５０、５６０、５７０を含む。図９に示された回路も、やはり下記の数式５を満たすように設計された。

前記数式５に関する説明は、既に前述したので省略する。

可変抵抗５００は、制御信号（ｂ_０、ｂ_１）によって内部連結状態が変わる複数の可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０及び制御信号（ｂ_２、ｂ_３）によって制御され、可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の連結状態を変化させて、可変抵抗５００の全体抵抗値を変更させるスイッチ５５０、５６０、５７０で構成される。

４ビットの制御信号（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）のうちｂ_０、ｂ_１は、可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の内部連結状態を制御し、可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の抵抗値を制御し、ｂ_２、ｂ_３は、各可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の連結状態を制御する。この際、図９に示された可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の内部回路は、図６または図７の可変抵抗２００、３００が利用されることができる。

図９において、可変抵抗単位ブロック５１０〜５４０がそれぞれ内部に直列連結される４個の抵抗セグメントで構成され、前記可変抵抗単位ブロック５１０〜５４０の内部構成は、図６または図７のように構成されることができる。この場合、可変抵抗５００を構成する全体抵抗セグメントの数は、１６個になることができ、これら各抵抗セグメントの抵抗値は、等比的に増加（または減少）する抵抗値を有することができる。前記等比的に変わる抵抗値は、等比数列または等比数列近似値を含むことができる。

また、可変抵抗単位ブロック５１０〜５４０は、それぞれ並列接続されるスイッチ５５０〜５７０を備え、前記スイッチ５５０〜５７０は、それぞれ対応する４の倍数で増加する制御信号（ｂ_２（４：０１００）、ｂ_３（８：１０００）、ｂ_２ｂ_３（１２：１１００）によってスイチング制御され、各可変抵抗単位ブロック５１０〜５４０の内部スイッチ（図６の場合、２２１〜２２３及び２３１〜２３３、図７の３２１〜３２３）は、ｂ_０及び／またはｂ_１の制御信号によってスイチング制御される。ここで、前記ｂ_０及び／またはｂ_１は、当該可変抵抗単位ブロックの抵抗セグメントを選択する第２制御信号となり、前記ｂ_２及び／またはｂ_３は、各可変抵抗単位ブロックを選択するための第１制御信号となる。

したがって、前記可変抵抗単位ブロックがＮ個の抵抗セグメント（図６及び図７の場合、Ｎ＝４）で構成され、可変抵抗単位ブロックがＭ（図９の場合、Ｍ＝４）個で構成された場合、図９のような構成で可変抵抗を構成すれば、可変抵抗単位ブロックは、それぞれ対応するスイッチと並列連結され、前記各可変抵抗単位ブロックに並列連結されるスイッチは、Ｎ倍で増加するそれぞれ対応するＭ個の第１制御信号によってスイチング制御され、可変抵抗単位ブロックの内部スイッチは、Ｎ個の第２制御信号によってそれぞれ対応するスイッチがオン／オフ制御される。この際、前記可変抵抗の全体抵抗セグメント数は、Ｍ＊Ｎ個になることができ、これらの抵抗セグメントは、前述したように、等比的に増加（または減少）する抵抗値を有することができる。

図１０は、図９の可変抵抗の連結状態及び動作の実施例を示す図である。
図１０を参照すれば、単位ブロック５１０に含まれた抵抗セグメント５１１ Ｒ_１０１は、数式５のｃ_０の値に対応し、抵抗セグメントＲ_１０２ ５１２、Ｒ_１０３ ５１３、Ｒ_１０４ ５１４は、数式５のｃ_１〜ｃ_３の値に対応することができる。また、単位ブロック５２０に含まれた抵抗セグメントＲ_１０５ ５２１、Ｒ_１０６、Ｒ_１０７、Ｒ_１０８は、数式５のｃ_５、ｃ_６、ｃ_７、ｃ_８に対応することができる。

さらに図９を参照すれば、２ビットの可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の抵抗値と各可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の連結状態を調節し、４ビット可変抵抗を具現する場合、図８に示されたように、すべてのビット間の積を別々に制御し、４ビット可変抵抗で具現する場合に比べて、寄生抵抗値を減少させることができる長所がある。例えば、ｂ_２＝０であり、ｂ_３＝１である場合、図９の可変抵抗において可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０のうち一部の可変抵抗単位ブロック５２０は、スイッチの動作に起因して短絡（ｓｈｏｒｔ）される。この際、本発明の実施例による場合には、ｂ_２ビットに起因して短絡される部分にただ１つのスイッチだけが存在する。したがって、実際抵抗値は、スイッチの寄生抵抗、例えば６０オーム程度の値を有する。図８のように、全体可変抵抗４００のうちすべてのビット間の積を別々に制御し、４ビット可変抵抗で具現する場合、４個の抵抗４１５、４１６、４１７、４１８の代わりに、いずれもスイッチ４３５、４３６、４３７、４３８が連結されるので、全体寄生抵抗値は、１つのスイッチの寄生抵抗値の４倍、例えば２４０オーム程度の値を有する。したがって、図９のように、階層的に可変抵抗を作る場合、スイッチによる寄生抵抗の影響を減少させることができるという長所がある。

また、図９の可変抵抗５００では、制御信号の上位ビット（ｂ_２、ｂ_３）と下位ビット（ｂ_０、ｂ_１）の論理経路（ｌｏｇｉｃａｌ ｐａｔｈ）が区分されるので、論理回路の具現を単純化することができる。

図９のように、可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０に対する階層的（ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）スイッチ構成を利用すれば、４ビット以上の可変抵抗の具現も単純化することができる。

例えば、６ビットの可変抵抗（図示せず）を具現する場合、図９の可変抵抗５００と類似の構成の（各抵抗セグメントの抵抗値は異なる）可変抵抗モジュールを４個使用する構成が可能である。下位ビット（ｂ_０、ｂ_１）は、可変抵抗単位ブロックの内部スイッチの連結状態を制御し、中間ビット（ｂ_２、ｂ_３）は、可変抵抗モジュール内の可変抵抗単位ブロックの連結状態を制御し、上位ビット（ｂ_４、ｂ_５）は、可変抵抗モジュールと並列連結されるスイッチの連結状態を制御することができる。この際、前記６ビットの可変抵抗は、等価的に前記数式６を満たす。

図９に示された複数の可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０が図６または図７の構成を取る場合、第１スイッチ２２１、２２２、２２３、３２１、３２２、３２３及び第２スイッチ２３１、２３２、２３３の寄生抵抗値を考慮して第１抵抗セグメント２１０、３１０及び第２抵抗セグメント２１１、２１２、２１３、３１１、３１２、３１３の値を調節する過程が可能であり、その方法は、既に前述したので省略する。

さらに図１０を参照して、図９の可変抵抗５００の動作を説明する。
可変抵抗５００は、複数の可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０を含み、各可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０は、複数の抵抗セグメントＲ_１０１〜Ｒ_１１６、例えば、Ｒ_１０９ ５３１、Ｒ_１１１ ５３３、Ｒ_１１３ ５４１、Ｒ_１１４ ５４２、Ｒ_１１５ ５４３、Ｒ_１１６ ５４４などを含む。可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の抵抗値は、前記可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０に含まれる抵抗セグメントＲ_１０１〜Ｒ_１１６の連結可否または開放／短絡状態によって変わり、可変抵抗５００の抵抗値は、可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の抵抗値や可変抵抗単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０の連結可否あるいは短絡可否によって変更される。

図１０の（ａ）は、（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）＝（０、０、０、０）、すなわちｋ＝０であるときを示し、Ｒ_１０１だけが抵抗値として反映され、残りの抵抗セグメントＲ_１０２〜Ｒ_１１６は、短絡された状態を示す。図１０の（ｂ）は、（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）＝（０、１、０、０）、すなわちｋ＝２であるときを示し、Ｒ_１０１及びＲ_１０３が抵抗値として反映され、残りの抵抗セグメントＲ_１０２、Ｒ_１０４〜Ｒ_１１６は、短絡された状態を示す。図１０の（ｃ）は、（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）＝（０、０、０、１）、すなわちｋ＝８であるときを示し、Ｒ_１０１及びＲ_１０９が抵抗値として反映される状態を示す。図１０の（ｄ）は、（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）＝（０、１、０、１）、すなわちｋ＝１０であるときを示し、Ｒ_１０１、Ｒ_１０３、Ｒ_１０９、及びＲ_１１１が連結された状態を示す。図１０に示された可変抵抗５００の抵抗値がｋ値が増加するにつれてログスケール上で線形的に（ｌｉｎｅａｒ ｉｎ ｄＢ）増加するので、ｋ＝０であるときの抵抗値とｋ＝２であるときの抵抗値の比は、ｋ＝８であるときの抵抗値とｋ＝１０であるときの抵抗値の比と同一である。すなわち、Ｒ_１０１と（Ｒ_１０１＋Ｒ_１０３）の比率と、（Ｒ_１０１＋Ｒ_１０９）と（Ｒ_１０１＋Ｒ_１０３＋Ｒ_１０９＋Ｒ_１１１）の比率が同一である。関係式を変形すれば、Ｒ_１０３／Ｒ_１０１＝Ｒ_１１１／Ｒ_１０９の関係式が成立する。

このような関係を拡張すれば、単位ブロック５１０は、ログスケール上で線形的に増加する可変抵抗であり、単位ブロック５３０も、ログスケール上で線形的に増加する。同様に、単位ブロック５１０、５２０、５３０、５４０それぞれは、ログスケール上で線形的に増加する可変抵抗である。

図１１は、図６〜図１０の可変抵抗を利用して形成された可変利得増幅器の一例を示す回路図である。
図１１に示された増幅器６００は、可変抵抗６１０、６２０と、可変抵抗６２０と並列連結され、高周波出力電圧を減少させるキャパシタ６３０と、可変抵抗６１０、６２０及びキャパシター６３０に連結される演算増幅器６４０を含む。

図４と比較して可変抵抗の構成は変わったが、可変抵抗６１０、６２０、キャパシタ６３０及び演算増幅器６４０間の関係は、図４での関係と同一であり、利得値及び遮断周波数も同一である。

図１１で示された増幅器６００は、可変抵抗６１０、６２０の抵抗値を変更し、利得値及び遮断周波数を変更することができる。図６〜図１０に示された可変抵抗を使用するので、可変抵抗６２０を制御する制御コードｋ_ｂを線形的に増加させれば、可変抵抗６２０の抵抗値Ｒ_ｂが指数的に増加する。したがって、フィルタの場合、可変抵抗６２０の値を変更し、遮断周波数をログスケールで線形的に変化させることが容易である。

可変抵抗６１０を制御する制御コードｋ_ａを、ｋ_ｂとｋ_ａとの差異を一定に維持するように変化させれば、利得値をログスケールで線形的に変化させることができる。すなわち、図１１に示された増幅器においてその利得値は、制御コードｋ_ａと制御コードｋ_ｂとの差異によって決定される。

増幅器６００においてｋ_ｂとｋ_ａとの差異を一定に維持しながらｋ_ｂを線形的に変化させれば、増幅器６００の遮断周波数をログスケールで線形的に変化させながら、増幅器６００の利得値を一定に維持させることができる。

図１２は、図６〜図１０の可変抵抗を利用して形成された可変利得増幅器の利得値及び利得値のデシベル値と制御信号を組み合わせて生成される整数ｋの関係を示すグラフである。

可変抵抗６２０の抵抗値Ｒ_ｂが制御コードｋが増加するにつれて指数的に増加するように関数を作った後、前記関数を線形的に近似させたので、Ｎビットの制御信号の組合で生成される整数ｋが増加するにつれて可変利得増幅器の全体利得値は指数的に増加する。また、ｋに対して可変抵抗６２０の全体抵抗値が指数的に変わるので、ｋが増加するにつれて利得値のデシベル値は線形的に増加する。

図１３は、図６〜図１０の可変抵抗を利用して形成された可変利得増幅器を使用した場合、周波数による利得値の変化を示すグラフである。

図５とは異なって、前述した理由によって、遮断周波数がログスケールで見たとき、線形的に変化し、遮断周波数が変わっても、一定に維持されなければならない直流での利得値の誤差も、図５に比べて非常に減少したことが分かる。

本発明の実施例による可変抵抗、可変利得増幅器、可変遮断周波数フィルタを制御する方法は、多様なコンピュータ手段を通じて行われることができるプログラム命令形態で具現され、コンピュータ読み取り可能な媒体に記録されることができる。

また、前記方法は、可変抵抗、可変利得増幅器、可変遮断周波数フィルタの制御信号を発生するコントローラのメモリにあらかじめプログラムされるソフトウェア／ファームウエアの形態で提供されることもでき、プログラムされた手順によって順次に行われることができる。

前記コンピュータ読み取り可能な媒体は、プログラム命令、データファイル、データ構造などを単独でまたは組み合わせて含むことができる。前記媒体に記録されるプログラム命令は、本発明のために特別に設計され構成されたものであってもよく、コンピュータソフトウェア当業者に公知されて使用可能なものであってもよい。コンピュータ読み取り可能な記録媒体の例としては、ハードディスク、フロッピィー（登録商標）ディスク及び磁気テープのような磁気媒体（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｍｅｄｉａ）、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤのような光記録媒体（ｏｐｔｉｃａｌ ｍｅｄｉａ）、フロップチカルディスク（ｆｌｏｐｔｉｃａｌ ｄｉｓｋ）のような磁気−光媒体（ｍａｇｎｅｔｏ−ｏｐｔｉｃａｌ ｍｅｄｉａ）、及びＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ、フラッシュメモリなどのようなプログラム命令を格納し実行するように特別に構成されたハードウェア装置が含まれる。プログラム命令の例には、コンパイラーによって作われるもののような機械語コードだけでなく、インタプリターなどを使用してコンピュータによって実行され得る高級言語コードを含む。上記ハードウェア装置は、本発明の動作を行うために１つ以上のソフトウェアモジュールとして作動するように構成されることができ、その逆も同様である。

以上のように、本発明では、具体的な構成要素などのような特定事項と限定された実施例及び図面によって説明されたが、これは、本発明のさらに全般的な理解を助けるために提供されるものに過ぎず、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、本発明の属する分野における通常的な知識を有する者ならこのような記載から多様な修正及び変形が可能である。

したがって、本発明の思想は、説明された実施例に限定されて定められてはならないし、後述する特許請求範囲だけでなく、この特許請求範囲と均等または等価の変形があるすべてのものは、本発明の思想の範疇に属すると言える。

２００ 可変抵抗
２１０ 第１抵抗セグメント
２１１，２１２，２１３、 第２抵抗セグメント
２２１，２２２，２２３ 第１スイッチ
２３１，２３２，２３３ 第２スイッチ
３００ 可変抵抗
３２１．３２２，３２３ スイッチ
３１０，３１１，３１２，３１３ 抵抗セグメント
４００ 可変抵抗
４１０ 第１抵抗
４１２〜４２６ 第２抵抗セグメント
４３２〜４４６ 第１スイッチ
４５２〜４６６ 第２スイッチ
５００ 可変抵抗
５１０，５２０，５３０，５４０ 可変抵抗単位ブロック
５１１ 抵抗セグメント
５５０，５６０，５７０ スイッチ
６００ 増幅器
６１０，６２０ 可変抵抗
６３０ キャパシター
６４０ 演算増幅器

Claims (18)

1. 可変抵抗において、
   複数の抵抗セグメントを含み、
   前記複数の抵抗セグメントの組み合わせによって、前記可変抵抗が有することができる複数の抵抗値候補をサイズ順に整列する場合、前記複数の抵抗値候補が等比的な抵抗値を有し、
   前記可変抵抗が有する抵抗値Ｒは、
   Ｎビットの制御信号のそれぞれのビット値ｂ _０ 〜ｂ _Ｎ−１ の組合で生成される整数ｋ及び前記可変抵抗が有することができる複数の抵抗値候補のうち最も低い値である単位抵抗値Ｒ _ｌｓｂ によって表現される下記の第１数式を近似的に満たし、
   前記複数の抵抗セグメントの抵抗値は、前記第１数式を前記Ｎビットの制御信号のうちそれぞれのビット値ｂ _０ 〜ｂ _Ｎ−１ に対して線形的に近似した下記の第２数式の定数ｃ _０ 〜ｃ _ｐ に対応してその値が決定される
   ことを特徴とする可変抵抗。
2. 前記等比的な抵抗値は、等比数列を有する抵抗値であることを特徴とする請求項１に記載の可変抵抗。
3. 前記等比的な抵抗値は、等比数列の近似値を有する抵抗値であることを特徴とする請求項１に記載の可変抵抗。
4. 前記複数の抵抗値候補は、２^Ｎ個以下の抵抗セグメントが直列連結される構成を有し、
   前記可変抵抗が有する抵抗値は、
   Ｎビットの制御信号によって前記複数の抵抗セグメントのうち１つ以上の連結状態が変更されることによって、前記複数の抵抗値候補のうち１つとして決定され、指数的に変わることを特徴とする請求項１に記載の可変抵抗。
5. 前記第２数式及び定数ｃ_０〜ｃ_ｐは、前記第１数式をテイラー展開して線形的に近似化することによって得られる
   ことを特徴とする請求項１に記載の可変抵抗。
6. 複数の抵抗セグメントを含み、
   前記複数の抵抗セグメントの組み合わせによって、可変抵抗が有することができる複数の抵抗値候補をサイズ順に整列する場合、前記複数の抵抗値候補が等比的な抵抗値を有する請求項１に記載の可変抵抗と；
   前記可変抵抗と連結される負荷抵抗と；
   前記可変抵抗及び前記負荷抵抗と連結される演算増幅器と；を含み、
   前記可変抵抗と前記負荷抵抗の比率によって全体利得が決定され、
   前記全体利得が取ることができる複数の利得値候補をサイズ順に整列する場合、前記複数の利得値候補が等比的に変更されるアナログ信号増幅器。
7. 前記負荷抵抗及び前記可変抵抗を取り、
   前記可変抵抗内部の複数の第１抵抗セグメントは、第１制御コードによって制御され、
   前記可変抵抗内部の複数の第２抵抗セグメントは、第２制御コードによって制御され、
   前記全体利得値は、前記第１制御コードと前記第２制御コードとの差異によって決定されることを特徴とする請求項６に記載のアナログ信号増幅器。
8. 複数の抵抗セグメントを含み、
   前記複数の抵抗セグメントの組み合わせによって、可変抵抗が有することができる複数の抵抗値候補をサイズ順に整列する場合、前記複数の抵抗値候補が等比的な抵抗値を有する請求項１に記載の可変抵抗と；
   前記可変抵抗と連結されるキャパシターと；
   前記可変抵抗及び前記キャパシターと連結される演算増幅器と；を含み、
   前記可変抵抗及び前記キャパシターによって遮断周波数が決定され、
   前記遮断周波数が取ることができる複数の周波数値候補をサイズ順に整列する場合、前記複数の周波数値候補が等比的に変更されるアナログフィルタ。
9. 可変抵抗において、複数の可変抵抗単位ブロック；を含み、
   前記複数の可変抵抗単位ブロックは、直列で連結され、
   前記複数の可変抵抗単位ブロックそれぞれの両端間の連結状態は、第１制御信号によって変化し、
   前記可変抵抗は、前記複数の可変抵抗単位ブロックそれぞれの連結状態によって、複数の抵抗値候補のうち１つとして決定され、
   前記可変抵抗が有することができる複数の抵抗値候補をサイズ順に整列する場合、前記複数の抵抗値候補が等比的な抵抗値を有する請求項１に記載の可変抵抗。
10. 前記複数の可変抵抗単位ブロックそれぞれは、第２制御信号によって連結状態が変化する複数の抵抗セグメント；を含む
    ことを特徴とする請求項９に記載の可変抵抗。
11. 前記第１制御信号が前記第２制御信号の上位ビットよりなる
    ことを特徴とする請求項１０に記載の可変抵抗。
12. 前記第１制御信号が前記第２制御信号の下位ビットよりなる
    ことを特徴とする請求項１０に記載の可変抵抗。
13. 所定の制御信号によって全体抵抗値が決定される可変抵抗において、
    前記可変抵抗は、
    第１抵抗セグメントと；
    前記第１抵抗セグメントと直列で連結された複数の第２抵抗セグメントと；
    前記複数の第２抵抗セグメントそれぞれの両端の間に連結され、前記所定の制御信号によって制御される第１スイッチと；を含み、
    前記所定の制御信号によって決定される全体抵抗値の複数の抵抗値候補をサイズ順に整列すれば、前記第１抵抗セグメントの抵抗値に対応する基準抵抗値から始まる等比的に変更される抵抗値を有する請求項１に記載の可変抵抗。
14. 前記複数の第２抵抗セグメントそれぞれと直列で連結され、前記所定の制御信号の反転信号によって制御される複数の第２スイッチ；をさらに含み、
    前記複数の第２スイッチは、前記第１スイッチの寄生抵抗値と同一の寄生抵抗値を有する
    ことを特徴とする請求項１３に記載の可変抵抗。
15. 前記第１抵抗セグメント及び前記複数の第２抵抗セグメントの抵抗値は、前記第１スイッチの寄生抵抗値を考慮して決定され、前記基準抵抗値は、前記第１抵抗セグメントの抵抗値及び前記第１スイッチの寄生抵抗値を合算した値に設計される
    ことを特徴とする請求項１３に記載の可変抵抗。
16. 可変抵抗の制御方法において、
    内部に複数の抵抗セグメントを含む可変抵抗に制御信号を印加する過程と、
    前記制御信号によって前記複数の抵抗セグメントのうち１つ以上の連結状態が変更されることによって、前記可変抵抗が前記複数の抵抗値候補のうち１つとして決定する過程を備え、
    前記可変抵抗が有することができる複数の抵抗値候補をサイズ順に整列する場合、前記複数の抵抗値候補が等比的な抵抗値を有し、
    前記可変抵抗が有する抵抗値Ｒは、
    Ｎビットの制御信号のそれぞれのビット値ｂ _０ 〜ｂ _Ｎ−１ の組合で生成される整数ｋ及び前記可変抵抗が有することができる複数の抵抗値候補のうち最も低い値である単位抵抗値Ｒ _ｌｓｂ によって表現される下記の第３数式を近似的に満たし、
    前記複数の抵抗セグメントの抵抗値は、前記第３数式を前記Ｎビットの制御信号のうちそれぞれのビット値ｂ _０ 〜ｂ _Ｎ−１ に対して線形的に近似した下記の第４数式の定数ｃ _０ 〜ｃ _ｐ に対応してその値が決定される
    方法。
17. 前記第４数式及び定数ｃ_０〜ｃ_ｐは、前記第３数式をテイラー展開して線形的に近似化することによって得られる
    ことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
18. 請求項１に記載の可変抵抗の制御方法において、
    前記可変抵抗は、複数の可変抵抗単位ブロックを含み、前記複数の可変抵抗単位ブロックは、直列で連結される可変抵抗において可変抵抗単位ブロックを選択する第１制御信号及び前記可変抵抗単位ブロック内の抵抗セグメントを選択する第２制御信号を出力する過程と、
    前記第１制御信号によって前記複数の可変抵抗単位ブロックが選択され、前記第２制御信号によって可変抵抗単位ブロックの内部抵抗セグメントが選択され、前記可変抵抗を複数の抵抗値候補のうち一つとして決定し、
    前記可変抵抗が有することができる複数の抵抗値候補をサイズ順に整列する場合、前記複数の抵抗値候補が等比的な抵抗値を有する方法。