CN103026619B - 具有以几何比变化的电阻的可变电阻器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于放大模拟信号的模拟放大器和模拟滤波器，具体来说提供用于控制能够改变增益和截止频率的可变增益放大器和可变截止频率过滤器的增益和截止频率的设备和方法。可变电阻器包括可变电阻器中的多个电阻器段，而且当可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时，电阻候选形成几何级数。

Description

具有以几何比变化的电阻的可变电阻器及其控制方法

技术领域

本发明涉及用于放大模拟信号的模拟放大器和模拟滤波器。更具体地，本发明涉及一种在能够改变增益和截止频率的可变增益放大器和可变频率滤波器中按指数(exponentially)控制增益和截止频率的方法。

背景技术

通常情况下，在模拟放大器或模拟滤波器中使用的数字可变电阻器包括一段或多段，其中每一段都连接到开关，从而依赖于开关的连接状态，由数字控制信号对可变电阻器的总电阻进行编程。

图1是示出根据相关技术的根据数字控制信号进行编程的二进制可变电阻器的示图。

参照图1，二进制可变电阻器100由多个段101和分别插在多个段101之间的多个开关102组成。电阻器段101之间的开关102的连接状态由N比特控制信号b₀到b_N-1控制。假设电阻器段101的最小单位电阻器的电阻为R，二进制可变电阻器的电阻器段101的电阻被设置为R、2²R、...、2^N-1R。根据N比特控制信号确定开关102的连接状态，以改变整个二进制可变电阻器100的电阻。

在图1中描绘的二进制可变电阻器100的情况下，与通过组合控制信号的N个比特b₀到b_N-1而生成的整数成比例地确定二进制可变电阻器100的总电阻。在这里，k满足(k＝b₀+2¹b₁+2²b₂+…+2^N-1b_N-1，0≤k≤2^N-1)。在将二进制可变电阻器100应用到运算放大器(未示出)作为其输入电阻器或者应用到反馈电阻器的情况下，与输入电阻器或反馈电阻器成比例确定增益值，以便获得与整数k成比例或成反比的增益值。

图2示出根据相关技术的、利用可变电阻器和运算放大器形成的可变增益放大器的电压增益、电压增益的分贝(dB)和控制信号k之间的关系。假设在整数k是通过组合控制信号的N个比特而生成的情况下获得的增益是1，那么可变增益放大器的总增益随着k的增加(G、2G、3G、...)而线性增加。

图3是示出根据相关技术的、根据正常低通滤波器的频率和用于说明截止频率的频率的增益的分贝值之间的关系的曲线图。诸如电波、声音和光的自然中现有的大多数信号的大小按指数增加，因而在模拟电路中以对数尺度(log scale)表示增益和截止频率以供后面的信号处理将是有利的。在以对数尺度表示增益值的情况下，一般使用通过将对数应用于增益并乘以20(在电压的情况下乘以10)所得到的分贝的单位。随着频率值的增大，正常滤波器在输出对输入的增益上发生变化，并存在通带和阻带。截止频率(f_c)表示通带和阻带之间的边界频率。在低通滤波器的情况下，具有比直流电流的增益低3分贝的增益值的频率或者通带的低频被定义为f_c。如图3所示，直流电流的增益值是A_dc(dB)，并且在停止频率f_c处的增益值是A_dc-3(dB)，即，与直流电流的增益值相比低3分贝。

图4是示出根据相关技术的、使用图1的可变电阻器的放大器的电路图。

参照图4，放大器150能够通过调整可变电阻器160和170的电阻来改变增益和截止频率。在直流电流方面，图4的放大器的增益和截止频率如下。

这里，R_a表示输入可变电阻器160的电阻，R_b表示反馈可变电阻器170的电阻，C表示电容器180的电容。

此时，执行以下处理，以便根据预定的增益值在对数尺度上以dB为单位线性地改变截止频率。

计算反馈可变电阻器170的理想电阻，以获得特定截止频率值并将可用于反馈可变电阻器170的电阻值当中最接近该理想电阻的值设置为R_b。

计算输入可变电阻器160的理想电阻，以便规律地保持增益并将可用于输入可变电阻器160的电阻值当中最接近该理想电阻的值设置为R_a。

参照图1、图2和图4所示，可变电阻器100、160和170的电阻线性变化，而且它们的截止频率与电阻成反比。参照其中可变电阻器100、160和170的电阻以对数尺度示出的图2，当k为低值时，可变电阻器100、160和170的电阻值快速变化(在对数尺度上)，而当k为高值时，可变电阻器100、160和170的电阻值缓慢变化(在对数尺度上)。

在降低反馈可变电阻器的电阻R_b以增加截止频率的情况下，可能发生未能配置用于确定精确截止频率的值的情况。也就是说，由于截止频率在对数尺度上线性变化的精度受到反馈可变电阻器170的电阻的变化的限制，因此难以找到理想电阻并因此而采用近似值。输入可变电阻器160的情况是：理想的是该电阻与反馈可变电阻器170的电阻成比例地改变，从而采用近似值而不是逻辑计算值，这将导致截止频率f_c和增益的变化的问题。也就是说，出现显著的量化误差。

此外，在截止频率的带宽方面出现另一个问题。截止频率根据反馈可变电阻器170的电阻而变化，因而虽然由于截止频率的变化对低频带宽中高电阻时的单位电阻变化敏感而容易获得接近理想电阻的近似值，但是缺点是，由于在高频带宽中总电阻很低而难以获得接近理想电阻的近似值。

图5是示出根据相关技术的、在使用图4的放大器的情况下增益随频率的变化的曲线图。由于上述原因，虽然在对数尺度上必须是恒定的，但是截止频率示出了间隔的不同，而且应该保持恒定的增益值也发生了变化。

出于这些原因，很难使用相关技术的二进制可变电阻器来控制可变增益放大器或滤波器，因此需要以新的结构形成的可变电阻器，用于在高频带中精确控制截止频率并减少量化误差。

发明内容

技术问题

本发明的多个方面将解决至少上述问题和/或缺点并提供至少以下描述的优点。因此，本发明的一个方面将提供能够与频带无关地使可变增益放大器的增益的量化所引起的误差最小化的可变电阻器电路。

本发明的另一个方面将提供能够配置可变增益以便用户利用控制码进行直观地检查的可变电阻器电路和可变增益放大器电路。

本发明的另一个方面将提供在利用多个可变电阻器实现可变增益放大器的情况下能够简单地通过可变电阻器的控制码之间的差定义增益的可变电阻器和可变增益放大器。

本发明的另一个方面将提供即使在频繁使用的高频带中也能够定义可变截止频率滤波器的截止频率的可变电阻器和可变截止频率滤波器电路。

本发明的另一个方面将提供模拟电路，其允许熟悉以分贝(dB)为单位表示可变增益或处理截止频率的对数值的用户直观地理解。

本发明的另一个方面将提供电阻随着控制码的增加而按指数增加的可变电阻器。

技术方案

根据本发明的一个方面，提供了可变电阻器。该可变电阻器包括多个电阻器段和控制该电阻器段的连接状态的多个开关。

响应于N比特的控制信号的各个比特(b₀、b₁、...、b_N-1)或者各个比特的组合(b₀b₁、b₀b₂、b₁b₂、...、b₀b₂b₃、....、b_N-3b_N-2b_N-1等)来闭合或断开开关，以便控制电阻器段的连接状态。

根据预定的规则确定各个电阻器段的电阻。根据用于控制相应开关的各个比特(b₀、b₁、...、b_N-1)或者比特组合(b₀b₁、b₀b₂、b₁b₂、...、b₀b₂、....、b_N-2b_N-1等)的近似系数来确定各个电阻器段的电阻。各个比特(b₀、b₁、...、b_N-1)或者比特组合(b₀b₁、b₀b₂、b₁b₂、...、b₀b₂、....、b_N-2b_N-1等)的近似系数通过N比特控制信号的对数函数的泰勒近似来近似。此时，对数函数是通过组合N比特控制信号所得到的整数k的对数函数，而且整数k由以下等式表示：

(k＝b₀+2¹b₁+2²b₂+…+2^N-1b_N-1，0≤k≤2^N-1)

可变增益滤波器使用电阻随着通过组合N比特控制信号得到的整数k按指数变化的可变电阻器。在期望以对数尺度均匀地改变截止频率的值的情况下，需要均匀地改变可变电阻器的整数k以便按指数改变电阻，从而截止频率的值直观地以对数尺度均匀地改变。

此外，可变增益滤波器使用电阻随着通过组合N比特控制信号得到的整数k按指数变化的多个可变电阻器。在意欲在均匀地改变截止频率的值的同时保持增益不变的情况下，需要以相同大小改变截止频率的值、确定增益值的可变电阻器R_a的整数k_a、确定增益值的可变电阻器R_b的整数k_b，以便按指数改变电阻，从而能够在以对数尺度均匀地改变截止频率的值的同时保持增益值不变。

从结合附图公开了本发明的示例性实施例的以下详细描述中，本发明的其他方面、优点和显著特征对本领域技术人员来说将变得显而易见。

技术效果

如上所述，本发明的示例性实施例提供了有效的可变电阻器电路，其能够与频带无关地使可变增益放大器的增益的量化所引起的误差最小化。

此外，本发明的示例性实施例提供有效的可变电阻器电路和可变增益放大电路，其能够配置可变增益以便用户利用控制码直观地进行检查。

此外，本发明的示例性实施例提供有效的可变电阻器及可变增益放大器，其能够在利用多个可变电阻器实现可变增益放大器的情况下简单地通过可变电阻器的控制码之间的差来定义增益。

因此，本发明的示例性实施例取消了常规的二进制可变电阻器中用于计算近似值的复杂的逻辑电路，从而简化了数字控制器，由于电路尺寸减小而降低了制造成本，并且减小了数字逻辑电路的噪声，从而改善了放大器性能。

此外，本发明的示例性实施例提供即使在频繁使用的高频带中也能够定义可变截止频率滤波器的截止频率的高效的可变电阻器和可变截止频率滤波器电路。

此外，本发明的示例性实施例提供有效的模拟电路，其允许熟悉以分贝(dB)为单位表示的可变增益或处理截止频率的对数值的用户直观地理解。

附图说明

从结合附图的以下描述中，本发明的一些示例性实施例的以上和其他方面、特征和优点将更加清楚，在附图中：

图1是示出根据相关技术的根据数字控制信号进行编程的二进制可变电阻器的示图；

图2示出根据相关技术的利用可变电阻器和运算放大器形成的可变增益放大器的电压增益、电压增益的分贝(dB)和控制信号k之间的关系；

图3是示出根据相关技术的、根据正常低通滤波器的频率和用于说明截止频率的频率的增益的分贝值之间的关系的曲线图；

图4是示出使用根据相关技术的图1的可变电阻器的放大器的电路图；

图5是示出在使用根据相关技术的图4的放大器的情况下增益随频率的变化的曲线图；

图6是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图；

图7是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图；

图8是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的配置的电路图；

图9是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图；

图10是示出根据本发明的示例性实施例的、图9的可变电阻器的连接状态和操作的示图；

图11是示出根据本发明的示例性实施例的、使用图6至图10之一的可变电阻器实现的可变增益放大器的配置的电路图；

图12示出了根据本发明的示例性实施例的、利用图6至图10的可变电阻器之一实现的可变增益放大器的增益与通过组合增益的分贝值和控制信号所生成的整数k之间的关系；以及

图13是示出根据本发明的示例性实施例的、利用图6至图10的可变电阻器之一实现的可变增益放大器的增益的变化的曲线图。

贯穿附图，应该注意的是，相同的参考标记被用于描绘相同或相似的元件、特征和结构。

具体实施方式

提供下列参考附图的描述以有助于对由权利要求及其等效物定义的本发明的示例性实施例的全面理解。本描述包括各种具体细节以有助于理解，但是这些具体细节应当仅仅被视为是示范性的。因此，本领域普通技术人员将认识到，能够对这里描述的实施例进行各种改变和修改而不脱离本发明的范围与精神。此外，为了清楚和简明起见，可能略去了对公知功能与结构的描述。

在下面的描述和权利要求中使用的术语和措词不局限于它们的文献意义，发明人使用它们仅仅为了使得人们能够清楚和一致地理解本发明。因此，对本领域技术人员来说应当清楚的是，提供以下对本发明的示范性实施例的描述仅仅为了说明而非限制如所附权利要求及其等效物所定义的本发明。

应该理解，单数形式“一”、“一个”和“该”包括复数所指物，除非上下文另有清楚地规定。因此，例如，对“组件表面”的引用包括对一个或多个这样的表面的引用。

附图中描绘的组件的长度、周长和厚度测量值可以被修改以便被用于实际的产品，而且对本领域技术人员显而易见的是，这样的修改处于本发明的范围中。

图6是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图。

参照图6，可变电阻器由第一电阻器段210、串联连接到第一段210的第二段211、212和213、并联连接到相应的第二电阻器段211、212和213的第一开关221、222和223、以及串联连接的第二开关231、232和233。

虽然在图6中通过2比特(b₀、b₁)的控制信号控制可变电阻器200的电阻，但是控制信号的比特数不限于此。可变电阻器200包括第一电阻器段210、第二电阻器段211、212和213、并联连接到第二电阻器段211、212和213并且其连接状态根据2比特控制信号选择性地改变的第一开关211、222和223、以及串联连接到第二电阻器段211、212和213的第二开关231、232和233。施加到第一开关211、222和223的控制信号和施加到第二开关231、232和233的控制信号是互补关系。因此，在电阻器R₂ 211的第一开关221和第二开关231之一闭合时，另一个断开。

可变电阻器200的电阻可以被表示为作为控制信号的两个比特的组合的整数(控制码)k(＝b₀+2b₁)的指数函数。例如，该电阻可以由等式(1)表示，等式(1)如下所示：

在这里，随着控制码k的增加，可变电阻器的总电阻R按指数增加，而且基准电阻是R_lsb。

虽然图6的电路被设计为使得可变电阻器的总电阻R随着控制码k的增加而按指数增加，但是可以将该电路设计为使得可变电阻器的总电阻R根据开关和逻辑电路的配置随着码字k的减小而按指数增加，而且对本领域技术人员显而易见的是，这样的修改包括在本发明的范围内。

满足等式(1)的第一电阻器段210和多个第二电阻器段211、212和213的值被作为线性关系表达式的系数而给出，并且可以使用指数函数的泰勒(Taylor)近似来获得。在示例性实现方案中，各个比特(b₀、b₁、...、b_N-1)或比特组合(b₀b₁、b₀b₂、b₁b₂、...、b₀b₂、....、b_N-2b_N-1等)的近似系数通过N比特控制信号的对数函数的Taylor近似来近似。此时，该对数函数是通过组合N比特控制信号所得到整数k的对数函数，而且整数k由等式(2)表示，等式(2)如下所示：

(k＝b₀+2¹b₁+2²b₂+…+2^N-1b_N-1，0≤k≤2^N-1) (2)。

等式(3)是通过将Taylor近似应用到等式(1)的指数函数而导出的，等式(3)如下所示：

如果控制信号是2比特，则k(＝b₀+2b₁)并因此等式(3)可以由等式(4)表示，等式(4)如下所示：

如果将泰勒近似应用于该指数函数，则真值和近似值收敛，从而在目标范围内近似，例如通过计算多达18项。

等式(4)包括两个比特(b₀、b₁)和两个不同比特的相乘项(b₀b₁)。

如果用第一电阻器段210和第二电阻器段211、212和213的构成电阻R1、R2、R3和R4代换c₀、c₁、c₂和c₃，则由控制信号的两个比特(b₀、b₁)表示的控制码k增加，并且作为结果，可变电阻器200的电阻按指数增加。作为可变电阻器200的电阻的基准的基准电阻R_lsb对应于第一电阻器段210的电阻。在图6中所描绘的电路中，第一开关221、222和223以及第二开关231、232和233被连接到第二电阻器段211、212和213以及旁路部件二者。

在开关闭合的情况下，寄生电阻应该为0，但在现实世界实现方案中，寄生电阻将是0以外的值。因此，在将2比特可变电阻器实现为真实电路的情况下，可以考虑开关闭合状态下的寄生电阻来调整第一电阻器段210和第二电阻器段211、212和213的电阻。

对所述考虑开关221、222、223、231、232和233的寄生电阻器调整电阻器段210、211、212和213的电阻的过程进行描述。

在图6中，第一电阻器段210和第二电阻器段211、212和213被串联连接，第一开关221、222和223被并联连接到相应的第二电阻器段211、212和213，而且第二开关231、232和233串联连接。

由于第一开关211、222和223以及第二开关231、232和233的之一闭合第二段211、212和213，因此连接可变电阻器200的两端的开关的数目为3，而与控制码k无关。例如，如果k＝0，则三个开关221、222和223被闭合，如果k＝1，则三个开关231、222和223被闭合；如果k＝2，则三个开关221、232和223被闭合；如果k＝3，则三个开关221、232和223被闭合。因此，当第一开关221、222和223以及第二开关231、232和233被闭合时，图6的电路能够最小化寄生电阻的影响。

当第一开关221、222和223以及第二开关231、232和233闭合时，可用于可变电阻器200的最小电阻R_lsb可以被表示为第一电阻器段210的电阻R₁和寄生电阻的总和。因此，通过从可变电阻器200的基准电阻R_lsb减去寄生电阻获得的值可以被调整为第一电阻器段210的电阻R₁。

同时，如果寄生电阻非常小并因此与基准电阻相比可忽略不计，则电阻调整过程可以省略。

图7是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图。图7的电路在逻辑上等效于图6的电路。

参照图7，可变电阻器300包括第一电阻器段310和串联连接到第一电阻器段310的多个第二电阻器段311、312和313。可变电阻器300还包括并联连接到相应的第二电阻器段311、312和313的多个开关321、322和323，以便分别改变第二电阻器段311、312和313的连接状态。

与图6的可变电阻器200类似，图7的可变电阻器300的电阻随着由控制信号的2个比特(b₀、b₁)所表示的控制码k的增加而呈指数增加，而且可变电阻器300的电阻和控制码k满足等式(4)：

图7的可变电阻器300在逻辑上等效于图6的可变电阻器200，因此由控制码k执行的基本控制操作彼此相似。

同时，与图6的可变电阻器200相比，图7的可变电阻器300能够减少开关的数目，因此有利的是它简化了包括控制信号(b₀、b₁)的逻辑电路。由于这些优点，有可能减少制造成本。

不同于图6的可变电阻器，图7的可变电阻器300的特征在于，连接可变电阻器300的两端的开关的数目根据码字k被改变为0至3。例如，如果k＝0，则三个开关321、322和323都闭合；如果k＝1，则两个开关322和323闭合；如果k＝2，则两个开关322和323闭合；如果k＝3，则三个开关321、322和323都断开，即，没有开关闭合。因此，根据开关321、322和323的开/关状态考虑寄生电阻的影响，来确定电阻器段310、311、312和313的电阻。

例如，当控制码k为0时，所有开关321、322和323都闭合，从而可变电阻器的两个端部之间的电阻等于第一电阻器段R₅310的电阻、电阻器段R₆的寄生电阻和开关321的并联等效电阻、电阻器段R₇和开关322的并联等效电阻、电阻器段R₈和开关323的并联等效电阻的总和。

因此，通过从基准电阻R_lsb减去并联等效电阻获得第一电阻器段R₅310的电阻。

根据本发明的另一示例性实施例，可变电阻器的电阻可以由4比特控制信号(b₀、b₁、b₂、b₃)控制。可变电阻器的电阻随着整数k(k＝b₀+2b₁+4b₂+8b₃)的增加而呈指数增加，而且可变电阻器的电阻R由等式(5)表示：

等式(5)包括基本项以及包括4个单独比特(b₀、b₁、b₂、b₃)和二至四个比特(b₀b₁b₂b₃)乘积的项，并可以推广到N个比特以便由等式(6)所示：

其中，k＝b₀+2¹b₁+…2^N-1b_N-1，0≤k≤2^N-1

(6)

等式(6)包括基本项以及包括N个单独比特(b₀、b₁、...、b_N-1)和二至N个比特(b₀b₁b₂b₃...b_N-1)乘积的项。在将该电路配置为满足等式(6)的情况下，可变电阻器可以设计为使得其电阻随着控制码k的增加而呈指数增加，并且基准电阻为R_lsb。

图8是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的配置的电路图。

参照图8，可变电阻器400包括第一电阻器段410、串联连接到第一电阻器段410的多个第二电阻器段412至426。可变电阻器400还包括并联连接到第二电阻器段以改变相应的第二电阻器段412至426的连接状态的多个第一开关432至446、以及串联连接到相应的第二电阻器段412至426的多个第二开关452至466。

类似于图6的示例性实施例，施加到第一开关432至446的控制信号和施加到第二开关452至466的控制信号是互补关系。

通过用第一电阻器段R₁₀₁ 410和第二电阻器段R₁₀₂到R₁₁₆的电阻代换等式(5)的c₀至c₁₅，可变电阻器400的电阻随着作为4比特控制信号(b₀、b₁、b₂、b₃)的k的增加而呈指数增加。此外，作为可变电阻器400的电阻的基准的基准电阻R_lsb对应于第一电阻器段410的电阻。

图9是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图。

参照图9，可变电阻器500包括多个可变电阻器单元块510、520、530和540，以及用于改变可变电阻器单元块510、520、530和540中的至少一个的连接状态的多个开关550、560和570。图9的可变电阻器500也被设计为满足等式(5)：

由于上面已经解释了等式(5)，因此在此省略等式(5)的详细描述。

可变电阻器500由多个可变电阻器单元块510、520、530和540以及多个开关550、560和570组成，多个可变电阻器单元块510、520、530和540具有根据控制信号(b₀、b₁)而改变的内部连接状态，多个开关550、560和570用于根据控制信号(b₂、b₃)改变可变电阻器单元块510、520、530和540的连接状态以调整可变电阻器500的总电阻。

4比特控制信号(b₀、b₁、b₂、b₃)中的两个比特b₀和b₁用于控制可变电阻器单元块510、520、530和540的内部连接状态以调整它们的电阻。其他两个比特b₂和b₃用于控制各个可变电阻器单元块510、520、530和540的连接状态。此时，各个可变电阻器单元块510、520、530和540中的每一个的内部电路可以被实现为图6的可变电阻器200或图7的可变电阻器300。

在图9中，可变电阻器单元块510至540各自包括串联连接的4个电阻器段，而且可变电阻器单元块510至540可以被配置为如图6或图7所示。在这种情况下，构成可变电阻器500的电阻器段的总数是16，而且每个电阻器段的电阻可以呈几何(geometrically)增加(或减少)。其中呈几何改变的电阻值包括具有几何级数(geometric series)的电阻值或者具有近似几何级数的值的电阻值。

此外，可变电阻器单元块510至540各自被提供了并联连接的开关550至570。开关550至570由增加到550至570的倍数的相应控制信号b₂(4:0100)、b₃(8:1000)、b₂b₃(12:1100)来开关，而且各个可变电阻器单元块510至540的内部开关(图6的221至223和231至233、以及图7的321至323)由控制信号b₀和/或b₁来控制开关。在这里，b₀和/或b₁变成用于选择相应的可变电阻器单元块的电阻器段的第二控制信号，而且b₂和/或b₃变成用于选择各个可变电阻器单元块的第一控制信号。

因此，可变电阻器单元块由N个电阻器段(在图6和图7的情况下N＝4)组成，而且在可变电阻器单元块由M个电阻器段(在图9的情况下M＝4)组成的情况下，如果可变电阻器如图9所示进行配置，则可变电阻器单元块并联连接至各个开关，并联连接至各个可变电阻器单元块的开关由增加至N倍的M个第一控制信号来控制开关，而且可变电阻器单元块的内部开关分别由N个第二控制信号来开启/关断。此时，可变电阻器的电阻器段的总数可以是M*N，而且这些电阻器段可以具有如前所述的呈几何增加(或减少)的电阻。

图10是示出根据本发明的示例性实施例的、图9的可变电阻器的连接状态和操作的示图。

参照图10，单元块510中包括的电阻器段R₁₀₁ 511可以对应于等式(5)中的c₀，而且电阻器段R₁₀₂ 512、R₁₀₃ 513和R₁₀₄ 514对应于c₁至c₃的值。此外，单元块520中包括的电阻器段R₁₀₅ 521、R₁₀₆、R₁₀₇和R₁₀₈可以对应于等式(5)中的c₅、c₆、c₇和c₈。

再次参照图9，在通过调整2比特可变电阻器单元块510、520、530和540的电阻和各个可变电阻器单元块510、520、530和540的连接状态来实现4比特可变电阻器的情况中，有利的是：与通过控制图8所示的所有比特的乘积来实现4比特可变电阻器的情况相比减少了寄生电阻。例如，如果b₂＝0而且b₃＝1时，则图9的可变电阻器的可变电阻器单元块510、520、530和540中的一些根据开关的操作在逻辑上被短路。在本发明的示例性实施例中，在被b₂短路的部分处只有一个开关存在。因此，实际电阻具有该开关的寄生电阻，例如，约60欧姆。在通过控制图8所示的所有比特的乘积来实现4比特可变电阻器的情况下，开关435、436、437和438被连接，但不连接电阻415、416、417和418，从而总的寄生电阻是一个开关的寄生电阻的4倍，例如，寄生电阻大约是240欧姆。

此外，由于图9的可变电阻器500中的控制信号的最高有效位(b₂、b₃)和最低有效位(b₀、b₁)的逻辑路径彼此不同，因此逻辑电路的实现被简化。

在实现6比特可变电阻器(未示出)的示例性情况中，可以配置与图9的可变电阻器500类似的4个可变电阻器模块(包括具有不同电阻的电阻器段)。最低有效位(b₀、b₁)用于控制可变电阻器单元块的内部连接状态，中间位(b₂、b₃)用于控制可变电阻器模块中的可变电阻器单元块的连接状态，而且最高有效位(b₄、b₅)用于控制可变电阻器模块的连接状态。此时，6比特可变电阻器等效地(equivalently)满足等式(6)。

在图9中描绘的可变电阻器单元块510、520、530和540如图6或图7所示进行配置的情况下，必须考虑第一开关221、222和223(或321、322和323)以及第二开关231、232和233的寄生电阻来调整第一段210(或310)和第二段211、212和213(或311、312和313)的电阻。由于上面已经做出了描述，因此在此省略其描述。

参照图10描述图9的可变电阻器的操作。

可变电阻器500包括多个可变电阻器单元块510、520、530和540。每个可变电阻器单元块包括多个电阻器段R₁₀₁到R₁₁₆(例如，R₁₀₉ 531、R₁₁₁ 533、R₁₁₃ 541、R₁₁₄ 542、R₁₁₅ 543、R₁₁₆ 544等)。可变电阻器单元块510、520、530和540的电阻根据可变电阻器单元块510的电阻器段R₁₀₁到R₁₁₆是被连接还是被闭合/被短路而变化。此外，可变电阻器500的电阻根据可变电阻器单元块510、520、530和540的电阻以及可变电阻器单元块510、520、530和540是被连接还是被短路而改变。

图10的部分(a)示出了这样的情况，其中(b₀、b₁、b₂、b₃)＝(0、0、0、0)，即，k＝0，只反映了电阻器R₁₀₁的电阻，其余的电阻器段R₁₀₂至R₁₁₆被短路。图10的部分(b)示出了这样的情况，其中(b₀、b₁、b₂、b₃)＝(0、1、0、0)，即，k＝2，反映了电阻器R₁₀₁和R₁₀₃的电阻，其余的电阻器段R₁₀₂和R₁₀₄至R₁₁₆被短路。图10的部分(c)示出了这样的情况，其中(b₀、b₁、b₂、b₃)＝(0、0、0、1)，即，k＝8，反映了电阻器R₁₀₁和R₁₀₉的电阻。图10的部分(d)示出了这样的情况，其中(b₀、b₁、b₂、b₃)＝(0、1、0、1)，即，k＝10，而且R₁₀₁、R₁₀₃、R₁₀₉和R₁₁₁处于连接状态。由于图10的可变电阻器500的电阻随着k的增加在对数尺度上以dB为单位线性增加，因此k＝0时的电阻与k＝2时的电阻的比等于k＝8时的电阻与k＝10时的电阻的比。即，R₁₀₁与(R₁₀₁+R₁₀₃)的比等于(R₁₀₁+R₁₀₉)与(R₁₀₁+R₁₀₃+R₁₀₉+R₁₁₁)的比。该关系可以以公式表示为R₁₀₃/R₁₀₁＝R₁₁₁/R₁₀₉。

如果这种关系被扩展，则单元块510是电阻以对数尺度线性增加的可变电阻器。此外，单元块530以对数尺度线性增加。类似地，各个单元块510、520、530和540是电阻以对数尺度线性增加的可变电阻器。

图11是示出根据本发明的示例性实施例的、使用图6至图10之一的可变电阻器实现的可变增益放大器的配置的电路图。

参照图11，放大器600包括可变电阻器610和620、与可变电阻器620并联连接以减少高频电压的电容器630、以及连接到可变电阻器610和620以及电容器630的运算放大器640。

虽然与图4相比改变了可变电阻器的配置，但是可变电阻器610和620、电容器630和运算放大器640之间的关系与图4中的关系相同，而且增益和截止频率与图4中的增益和截止频率相同，即，

图11中所示的放大器600可以通过改变可变电阻器610和620的电阻来调整增益和截止频率。使用参照图6至图10描述的可变电阻器，由于可变电阻器620的电阻R_b随着用于控制可变电阻器620的控制码k_b的增加而线性增加，因此可以通过改变可变电阻器620的电阻来以对数尺度线性地改变截止频率。

通过调整控制码k_a使得k_b和k_a之间的差被保持不变，可以以对数尺度线性地改变增益值。也就是说，由控制码k_a和k_b的差确定图11中所示的放大器的增益。

通过在保持k_b和k_a之间的差不变的同时线性地调整控制码k_a，可以在以对数尺度线性地改变放大器600的截止频率的同时保持放大器600的增益不变。

图12示出了根据本发明的示例性实施例的、利用图6至图10的可变电阻器实现的可变增益放大器的增益与通过组合增益的分贝值和控制信号所生成的整数k之间的关系。

参照图12，在构造出使可变电阻器620的电阻R_b随着控制码k的增加而呈指数增加的函数之后，对该函数进行线性近似，使得可变增益放大器的总增益随着通过组合控制信号的N个比特所获得的整数k的增加而呈指数增加。由于可变电阻器620的总电阻根据k而呈指数变化，因此增益的分贝值随着k的增加而线性地增加。

图13是示出根据本发明的示例性实施例的、使用图6至图10的可变电阻器之一实现的可变增益放大器的增益的变化的曲线图。

参照图13，不同于图5的曲线图，截止频率以对数尺度线性地变化，而且与图5的曲线图相比，直流电流的增益(其应该与截止频率的变化无关地保持不变)的误差显著降低。

此外，本发明的示例性实施例提供电阻随着控制码的增加而呈指数增加的高效可变电阻器。

本发明的示例性实施例的控制可变电阻器、可变增益放大器和可变截止频率滤波器的方法可以以通过各种类型的计算装置可执行的程序命令的形式被记录在计算机可读存储介质中。此外，根据本发明的示例性实施例的可变电阻器可以用在移动终端的射频(RF)通信电路和调制解调器芯片中。

此外，该方法可以以被编程的软件/固件的形式被提供给生成用于控制可变电阻器、可变增益放大器和可变截止频率滤波器的信号的控制器的存储器，以便以被编程的顺序执行。

计算机可读介质可以单独或组合地包括程序命令、数据文件、数据结构等。在介质上记录的程序命令可以针对本发明来特别设计和配置，或者被计算机软件领域的技术人员知道和使用。计算机可读介质可以是具体实现以存储和执行程序命令的磁介质，诸如硬盘、软盘和磁带；光介质，诸如压缩盘只读存储器(CD-ROM)和数字多功能盘(DVD)；磁光介质，诸如光磁盘(floptical disk)；和硬件设备，诸如ROM、随机存取存储器(RAM)、闪存等。程序命令可以是由编译器产生的机器语言代码和能够由使用解释器等的计算机运行的高级语言代码。为了执行本发明的示例性实施例的操作，硬件设备可以被实现为操作为至少一个软件模块来操作，反之亦然。

虽然已经结合有限的实施例和附图描述了本发明的示例性实施例，但是本发明不限于此。本领域技术人员将理解，根据这些描述，各种修改、添加和替换是可能的。

虽然已经参照本发明的特定示范性实施例示出并描述了本发明，但是本领域技术人员要理解的是，可以在其中进行各种形式和细节上的变化，而不会偏离所附权利要求及其等效物所限定的本发明的精神和范围。

Claims (21)

1.一种可变电阻器，包括：

多个电阻器段；和

多个开关，连接到所述多个电阻器段，

其中，所述多个开关根据N比特控制信号的各个比特以及所述各个比特的组合来控制所述多个电阻器段的连接状态，以及

其中，当可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时，电阻候选具有以几何比变化的电阻值。

2.如权利要求1所述的可变电阻器，其中，所述以几何比变化的电阻值包括具有几何级数的电阻值。

3.如权利要求1所述的可变电阻器，其中，所述以几何比变化的电阻值包括具有近似几何级数的值的电阻值。

4.如权利要求1所述的可变电阻器，其中，所述多个电阻候选包括数目等于或者小于2N的电阻器段，并通过根据N比特的控制信号改变电阻器段中的至少一个的连接状态来在呈指数变化的可变电阻器的电阻候选当中选择可变电阻器的电阻。

5.如权利要求1所述的可变电阻器，其中，所述可变电阻器的电阻R近似满足如下的第一等式：

$R=R_{lsb}\×2^{\frac{k}{2^N}},$

其中,k＝b₀+2¹b₁+…2^N-1b_N-1,0≤k≤2^N-1,

其中N是控制信号的比特数量，并且R_lsb是单位电阻，其是通过组合N比特的控制信号的比特值b₀到b_N-1所生成的整数k和所述可变电阻器的多个电阻候选当中的最小值。

6.如权利要求5所述的可变电阻器，其中，所述多个电阻器段的电阻被确定为与通过将第一等式向N比特的控制信号的比特值b₀到b_N-1近似而获得的第二等式的恒定值c₀至c_p匹配，第二等式如下所示：

$R=R_{lsb}\×2^{\frac{k}{2^N}}\≅c_0+c_1{b}_0+\mathrm{...}{c}_p{b}_0{b}_1{b}_2{b}_3\mathrm{...}{b}_{N-1},$

其中，k＝b₀+2¹b₁+…2^N-1b_N-1，0≤k≤2^N-1。

7.如权利要求6所述的可变电阻器，其中，所述第二等式和恒定值c₀至c_p是通过以泰勒近似来线性地近似第一等式而获得的。

8.一种模拟信号放大器，包括：

可变电阻器，包括：

多个电阻器段；和

多个开关，连接到所述多个电阻器段，

其中，所述多个开关根据N比特控制信号的各个比特以及所述各个比特的组合来控制所述多个电阻器段的连接状态，以及

其中，当可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时，电阻候选具有以几何比变化的电阻值；

负载电阻器，其连接到可变电阻器；以及

运算放大器，其连接到可变电阻器和负载电阻器，

其中，增益通过可变电阻器与负载电阻器的比来确定，并且当按照大小顺序排列整体增益的多个增益值候选时，增益值候选以几何比变化。

9.如权利要求8所述的模拟信号放大器，其中，所述模拟信号放大器采用负载电阻器和可变电阻器之一，

可变电阻器中的多个第一电阻器段通过第一控制码来控制，

可变电阻器中的多个第二电阻器段通过第二控制码来控制，以及

所述整体增益通过第一控制码和第二控制码之间的差来确定。

10.一种模拟滤波器，包括：

可变电阻器，包括：

多个电阻器段；和

多个开关，连接到所述多个电阻器段，

其中，所述多个开关根据N比特控制信号的各个比特以及所述各个比特的组合来控制所述多个电阻器段的连接状态，以及

其中，当可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时，电阻候选具有以几何比变化的电阻值；

电容器，其连接到可变电阻器；以及

运算放大器，其连接到可变电阻器和电容器，

其中，可变电阻器和电容器确定截止频率，而且当按照大小顺序排列截止频率的多个频率值候选时，频率值候选以几何比变化。

11.一种可变电阻器，包括：

多个可变电阻器单元块，当按照大小顺序排列时所述多个可变电阻器单元块的电阻以几何比变化，和

多个开关，连接到所述多个可变电阻器单元块，

其中，所述多个可变电阻器单元块串联连接，

其中，所述多个开关根据N比特的第一控制信号的各个比特以及所述各个比特的组合来控制所述多个可变电阻器单元块的连接状态，以及

其中，当所述可变电阻器单元块的多个电阻候选按照大小顺序排列时，所述电阻候选具有以几何比变化的电阻值。

12.如权利要求11所述的可变电阻器，其中，所述多个可变电阻器单元块中的每一个都包括多个电阻器段，所述多个电阻器段的连接状态根据第二控制信号而改变。

13.如权利要求12所述的可变电阻器，其中，所述第一控制信号包括第二控制信号的最高有效位。

14.如权利要求12所述的可变电阻器，其中，所述第一控制信号包括第二控制信号的最低有效位。

15.一种基于控制信号确定整体电阻的可变电阻器，该可变电阻器包括：

第一电阻器段；

多个第二电阻器段，其串联连接到第一电阻器段；

多个第一开关，其串联连接在第二电阻器段之间并且通过控制信号来控制，和

多个第二开关，分别与多个第二电阻器段的每个并联连接并且由所述控制信号的反转信号来控制，

其中，所述多个第一开关和所述多个第二开关根据N比特的控制信号的各个比特以及所述各个比特的组合来控制所述第一电阻器段和所述多个第二电阻段的连接状态，以及

其中，当所述可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时，所述电阻候选具有从与第一电阻器段的电阻对应的基准电阻开始以几何比变化的电阻值。

16.如权利要求15所述的可变电阻器，还包括：

其中，所述多个第二开关的寄生电阻等于第一开关的寄生电阻。

17.如权利要求15所述的可变电阻器，其中，考虑第一开关的寄生电阻来确定第一电阻器段和所述多个第二电阻器段的电阻，而且所述基准电阻是第一电阻器段的电阻和第一开关的寄生电阻的总和。

18.一种控制可变电阻器的方法，该方法包括：

确定可用于包括多个电阻器段的可变电阻器的多个电阻候选之一，以及

向连接到所述多个电阻器段的多个开关施加N比特控制信号，该控制信号用于根据各个比特以及所述各个比特的组合来控制所述多个电阻器段的连接状态，

其中当可用于可变电阻器的所述多个电阻候选按照大小顺序排列时，所述多个电阻候选具有以几何比变化的电阻值。

19.如权利要求18所述的方法，其中，所述可变电阻器的电阻R近似满足如下所示的第一等式：

$R=R_{lsb}\×2^{\frac{k}{2^N}},$

其中,k＝b₀+2¹b₁+…2^N-1b_N-1,0≤k≤2^N-1,

其中N是控制信号的比特数量，R_lsb是单位电阻，其是通过组合N比特的控制信号的比特值b₀到b_N-1所生成的整数k和所述可变电阻器的多个电阻候选当中的最小值。

20.如权利要求19所述的方法，其中，所述电阻器段的电阻被确定为与通过将第一等式向N比特的控制信号的比特值b₀到b_n-1近似而获得的第二等式的恒定值c₀至c_p匹配，第二等式如下所示：

$R=R_{\mathrm{lsb}}\×2^{\frac{k}{2^N}}\≅c_0+c_1{b}_0+...c_p{b}_0{b}_1{b}_2{b}_3...b_{N-1},$

其中，k＝b₀+2^lb₁+…2^N-1b_N-1，0≤k≤2^N-1。

21.如权利要求20所述的方法，其中，所述第二等式和恒定值c₀至c_p是通过以泰勒近似来线性地近似第一等式而获得的。