CN103026619A - 具有以几何比变化的电阻的可变电阻器及其控制方法 - Google Patents
具有以几何比变化的电阻的可变电阻器及其控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN103026619A CN103026619A CN2011800365734A CN201180036573A CN103026619A CN 103026619 A CN103026619 A CN 103026619A CN 2011800365734 A CN2011800365734 A CN 2011800365734A CN 201180036573 A CN201180036573 A CN 201180036573A CN 103026619 A CN103026619 A CN 103026619A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- resistance
- variable resistance
- variable
- centerdot
- control signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01C—RESISTORS
- H01C10/00—Adjustable resistors
- H01C10/50—Adjustable resistors structurally combined with switching arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01C—RESISTORS
- H01C10/00—Adjustable resistors
- H01C10/16—Adjustable resistors including plural resistive elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0088—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using discontinuously variable devices, e.g. switch-operated
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/24—Frequency- independent attenuators
- H03H7/25—Frequency- independent attenuators comprising an element controlled by an electric or magnetic variable
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Adjustable Resistors (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Attenuators (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
本发明提供用于放大模拟信号的模拟放大器和模拟滤波器,具体来说提供用于控制能够改变增益和截止频率的可变增益放大器和可变截止频率过滤器的增益和截止频率的设备和方法。可变电阻器包括可变电阻器中的多个电阻器段,而且当可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时,电阻候选形成几何级数。
Description
技术领域
本发明涉及用于放大模拟信号的模拟放大器和模拟滤波器。更具体地,本发明涉及一种在能够改变增益和截止频率的可变增益放大器和可变频率滤波器中按指数(exponentially)控制增益和截止频率的方法。
背景技术
通常情况下,在模拟放大器或模拟滤波器中使用的数字可变电阻器包括一段或多段,其中每一段都连接到开关,从而依赖于开关的连接状态,由数字控制信号对可变电阻器的总电阻进行编程。
图1是示出根据相关技术的根据数字控制信号进行编程的二进制可变电阻器的示图。
参照图1,二进制可变电阻器100由多个段101和分别插在多个段101之间的多个开关102组成。电阻器段101之间的开关102的连接状态由N比特控制信号b0到bN-1控制。假设电阻器段101的最小单位电阻器的电阻为R,二进制可变电阻器的电阻器段101的电阻被设置为R、22R、...、2N-1R。根据N比特控制信号确定开关102的连接状态,以改变整个二进制可变电阻器100的电阻。
在图1中描绘的二进制可变电阻器100的情况下,与通过组合控制信号的N个比特b0到bN-1而生成的整数成比例地确定二进制可变电阻器100的总电阻。在这里,k满足(k=b0+21b1+22b2+…+2N-1bN-1,0≤k≤2N-1)。在将二进制可变电阻器100应用到运算放大器(未示出)作为其输入电阻器或者应用到反馈电阻器的情况下,与输入电阻器或反馈电阻器成比例确定增益值,以便获得与整数k成比例或成反比的增益值。
图2示出根据相关技术的、利用可变电阻器和运算放大器形成的可变增益放大器的电压增益、电压增益的分贝(dB)和控制信号k之间的关系。假设在整数k是通过组合控制信号的N个比特而生成的情况下获得的增益是1,那么可变增益放大器的总增益随着k的增加(G、2G、3G、...)而线性增加。
图3是示出根据相关技术的、根据正常低通滤波器的频率和用于说明截止频率的频率的增益的分贝值之间的关系的曲线图。诸如电波、声音和光的自然中现有的大多数信号的大小按指数增加,因而在模拟电路中以对数尺度(log scale)表示增益和截止频率以供后面的信号处理将是有利的。在以对数尺度表示增益值的情况下,一般使用通过将对数应用于增益并乘以20(在电压的情况下乘以10)所得到的分贝的单位。随着频率值的增大,正常滤波器在输出对输入的增益上发生变化,并存在通带和阻带。截止频率(fc)表示通带和阻带之间的边界频率。在低通滤波器的情况下,具有比直流电流的增益低3分贝的增益值的频率或者通带的低频被定义为fc。如图3所示,直流电流的增益值是Adc(dB),并且在停止频率fc处的增益值是Adc-3(dB),即,与直流电流的增益值相比低3分贝。
图4是示出根据相关技术的、使用图1的可变电阻器的放大器的电路图。
参照图4,放大器150能够通过调整可变电阻器160和170的电阻来改变增益和截止频率。在直流电流方面,图4的放大器的增益和截止频率如下。
这里,Ra表示输入可变电阻器160的电阻,Rb表示反馈可变电阻器170的电阻,C表示电容器180的电容。
此时,执行以下处理,以便根据预定的增益值在对数尺度上以dB为单位线性地改变截止频率。
计算反馈可变电阻器170的理想电阻,以获得特定截止频率值并将可用于反馈可变电阻器170的电阻值当中最接近该理想电阻的值设置为Rb。
计算输入可变电阻器160的理想电阻,以便规律地保持增益并将可用于输入可变电阻器160的电阻值当中最接近该理想电阻的值设置为Ra。
参照图1、图2和图4所示,可变电阻器100、160和170的电阻线性变化,而且它们的截止频率与电阻成反比。参照其中可变电阻器100、160和170的电阻以对数尺度示出的图2,当k为低值时,可变电阻器100、160和170的电阻值快速变化(在对数尺度上),而当k为高值时,可变电阻器100、160和170的电阻值缓慢变化(在对数尺度上)。
在降低反馈可变电阻器的电阻Rb以增加截止频率的情况下,可能发生未能配置用于确定精确截止频率的值的情况。也就是说,由于截止频率在对数尺度上线性变化的精度受到反馈可变电阻器170的电阻的变化的限制,因此难以找到理想电阻并因此而采用近似值。输入可变电阻器160的情况是:理想的是该电阻与反馈可变电阻器170的电阻成比例地改变,从而采用近似值而不是逻辑计算值,这将导致截止频率fc和增益的变化的问题。也就是说,出现显著的量化误差。
此外,在截止频率的带宽方面出现另一个问题。截止频率根据反馈可变电阻器170的电阻而变化,因而虽然由于截止频率的变化对低频带宽中高电阻时的单位电阻变化敏感而容易获得接近理想电阻的近似值,但是缺点是,由于在高频带宽中总电阻很低而难以获得接近理想电阻的近似值。
图5是示出根据相关技术的、在使用图4的放大器的情况下增益随频率的变化的曲线图。由于上述原因,虽然在对数尺度上必须是恒定的,但是截止频率示出了间隔的不同,而且应该保持恒定的增益值也发生了变化。
出于这些原因,很难使用相关技术的二进制可变电阻器来控制可变增益放大器或滤波器,因此需要以新的结构形成的可变电阻器,用于在高频带中精确控制截止频率并减少量化误差。
发明内容
技术问题
本发明的多个方面将解决至少上述问题和/或缺点并提供至少以下描述的优点。因此,本发明的一个方面将提供能够与频带无关地使可变增益放大器的增益的量化所引起的误差最小化的可变电阻器电路。
本发明的另一个方面将提供能够配置可变增益以便用户利用控制码进行直观地检查的可变电阻器电路和可变增益放大器电路。
本发明的另一个方面将提供在利用多个可变电阻器实现可变增益放大器的情况下能够简单地通过可变电阻器的控制码之间的差定义增益的可变电阻器和可变增益放大器。
本发明的另一个方面将提供即使在频繁使用的高频带中也能够定义可变截止频率滤波器的截止频率的可变电阻器和可变截止频率滤波器电路。
本发明的另一个方面将提供模拟电路,其允许熟悉以分贝(dB)为单位表示可变增益或处理截止频率的对数值的用户直观地理解。
本发明的另一个方面将提供电阻随着控制码的增加而按指数增加的可变电阻器。
技术方案
根据本发明的一个方面,提供了可变电阻器。该可变电阻器包括多个电阻器段和控制该电阻器段的连接状态的多个开关。
响应于N比特的控制信号的各个比特(b0、b1、...、bN-1)或者各个比特的组合(b0b1、b0b2、b1b2、...、b0b2b3、....、bN-3bN-2bN-1等)来闭合或断开开关,以便控制电阻器段的连接状态。
根据预定的规则确定各个电阻器段的电阻。根据用于控制相应开关的各个比特(b0、b1、...、bN-1)或者比特组合(b0b1、b0b2、b1b2、...、b0b2、....、bN-2bN-1等)的近似系数来确定各个电阻器段的电阻。各个比特(b0、b1、...、bN-1)或者比特组合(b0b1、b0b2、b1b2、...、b0)b2、....、bN-2bN-1等)的近似系数通过N比特控制信号的对数函数的泰勒近似来近似。此时,对数函数是通过组合N比特控制信号所得到的整数k的对数函数,而且整数k由以下等式表示:
(k=b0+21b1+22b2+…+2N-1bN-1,0≤k≤2N-1)
可变增益滤波器使用电阻随着通过组合N比特控制信号得到的整数k按指数变化的可变电阻器。在期望以对数尺度均匀地改变截止频率的值的情况下,需要均匀地改变可变电阻器的整数k以便按指数改变电阻,从而截止频率的值直观地以对数尺度均匀地改变。
此外,可变增益滤波器使用电阻随着通过组合N比特控制信号得到的整数k按指数变化的多个可变电阻器。在意欲在均匀地改变截止频率的值的同时保持增益不变的情况下,需要以相同大小改变截止频率的值、确定增益值的可变电阻器Ra的整数ka、确定增益值的可变电阻器Rb的整数kb,以便按指数改变电阻,从而能够在以对数尺度均匀地改变截止频率的值的同时保持增益值不变。
从结合附图公开了本发明的示例性实施例的以下详细描述中,本发明的其他方面、优点和显著特征对本领域技术人员来说将变得显而易见。
技术效果
如上所述,本发明的示例性实施例提供了有效的可变电阻器电路,其能够与频带无关地使可变增益放大器的增益的量化所引起的误差最小化。
此外,本发明的示例性实施例提供有效的可变电阻器电路和可变增益放大电路,其能够配置可变增益以便用户利用控制码直观地进行检查。
此外,本发明的示例性实施例提供有效的可变电阻器及可变增益放大器,其能够在利用多个可变电阻器实现可变增益放大器的情况下简单地通过可变电阻器的控制码之间的差来定义增益。
因此,本发明的示例性实施例取消了常规的二进制可变电阻器中用于计算近似值的复杂的逻辑电路,从而简化了数字控制器,由于电路尺寸减小而降低了制造成本,并且减小了数字逻辑电路的噪声,从而改善了放大器性能。
此外,本发明的示例性实施例提供即使在频繁使用的高频带中也能够定义可变截止频率滤波器的截止频率的高效的可变电阻器和可变截止频率滤波器电路。
此外,本发明的示例性实施例提供有效的模拟电路,其允许熟悉以分贝(dB)为单位表示的可变增益或处理截止频率的对数值的用户直观地理解。
附图说明
从结合附图的以下描述中,本发明的一些示例性实施例的以上和其他方面、特征和优点将更加清楚,在附图中:
图1是示出根据相关技术的根据数字控制信号进行编程的二进制可变电阻器的示图;
图2示出根据相关技术的利用可变电阻器和运算放大器形成的可变增益放大器的电压增益、电压增益的分贝(dB)和控制信号k之间的关系;
图3是示出根据相关技术的、根据正常低通滤波器的频率和用于说明截止频率的频率的增益的分贝值之间的关系的曲线图;
图4是示出使用根据相关技术的图1的可变电阻器的放大器的电路图;
图5是示出在使用根据相关技术的图4的放大器的情况下增益随频率的变化的曲线图;
图6是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图;
图7是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图;
图8是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的配置的电路图;
图9是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图;
图10是示出根据本发明的示例性实施例的、图9的可变电阻器的连接状态和操作的示图;
图11是示出根据本发明的示例性实施例的、使用图6至图10之一的可变电阻器实现的可变增益放大器的配置的电路图;
图12示出了根据本发明的示例性实施例的、利用图6至图10的可变电阻器之一实现的可变增益放大器的增益与通过组合增益的分贝值和控制信号所生成的整数k之间的关系;以及
图13是示出根据本发明的示例性实施例的、利用图6至图10的可变电阻器之一实现的可变增益放大器的增益的变化的曲线图。
贯穿附图,应该注意的是,相同的参考标记被用于描绘相同或相似的元件、特征和结构。
具体实施方式
提供下列参考附图的描述以有助于对由权利要求及其等效物定义的本发明的示例性实施例的全面理解。本描述包括各种具体细节以有助于理解,但是这些具体细节应当仅仅被视为是示范性的。因此,本领域普通技术人员将认识到,能够对这里描述的实施例进行各种改变和修改而不脱离本发明的范围与精神。此外,为了清楚和简明起见,可能略去了对公知功能与结构的描述。
在下面的描述和权利要求中使用的术语和措词不局限于它们的文献意义,发明人使用它们仅仅为了使得人们能够清楚和一致地理解本发明。因此,对本领域技术人员来说应当清楚的是,提供以下对本发明的示范性实施例的描述仅仅为了说明而非限制如所附权利要求及其等效物所定义的本发明。
应该理解,单数形式“一”、“一个”和“该”包括复数所指物,除非上下文另有清楚地规定。因此,例如,对“组件表面”的引用包括对一个或多个这样的表面的引用。
附图中描绘的组件的长度、周长和厚度测量值可以被修改以便被用于实际的产品,而且对本领域技术人员显而易见的是,这样的修改处于本发明的范围中。
图6是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图。
参照图6,可变电阻器由第一电阻器段210、串联连接到第一段210的第二段211、212和213、并联连接到相应的第二电阻器段211、212和213的第一开关221、222和223、以及串联连接的第二开关231、232和233。
虽然在图6中通过2比特(b0、b1)的控制信号控制可变电阻器200的电阻,但是控制信号的比特数不限于此。可变电阻器200包括第一电阻器段210、第二电阻器段211、212和213、并联连接到第二电阻器段211、212和213并且其连接状态根据2比特控制信号选择性地改变的第一开关211、222和223、以及串联连接到第二电阻器段211、212和213的第二开关231、232和233。施加到第一开关211、222和223的控制信号和施加到第二开关231、232和233的控制信号是互补关系。因此,在电阻器R2211的第一开关221和第二开关231之一闭合时,另一个断开。
可变电阻器200的电阻可以被表示为作为控制信号的两个比特的组合的整数(控制码)k(=b0+2b1)的指数函数。例如,该电阻可以由等式(1)表示,等式(1)如下所示:
在这里,随着控制码k的增加,可变电阻器的总电阻R按指数增加,而且基准电阻是Rlsb。
虽然图6的电路被设计为使得可变电阻器的总电阻R随着控制码k的增加而按指数增加,但是可以将该电路设计为使得可变电阻器的总电阻R根据开关和逻辑电路的配置随着码字k的减小而按指数增加,而且对本领域技术人员显而易见的是,这样的修改包括在本发明的范围内。
满足等式(1)的第一电阻器段210和多个第二电阻器段211、212和213的值被作为线性关系表达式的系数而给出,并且可以使用指数函数的泰勒(Taylor)近似来获得。在示例性实现方案中,各个比特(b0、b1、...、bN-1)或比特组合(b0b1、b0b2、b1b2、...、b0b2、....、bN-2bN-1等)的近似系数通过N比特控制信号的对数函数的Taylor近似来近似。此时,该对数函数是通过组合N比特控制信号所得到整数k的对数函数,而且整数k由等式(2)表示,等式(2)如下所示:
(k=b0+21b1+22b2+…+2N-1bN-1,0≤k≤2N-1)(2)。
等式(3)是通过将Taylor近似应用到等式(1)的指数函数而导出的,等式(3)如下所示:
如果控制信号是2比特,则k(=b0+2b1)并因此等式(3)可以由等式(4)表示,等式(4)如下所示:
如果将泰勒近似应用于该指数函数,则真值和近似值收敛,从而在目标范围内近似,例如通过计算多达18项。
等式(4)包括两个比特(b0、b1)和两个不同比特的相乘项(b0b1)。
如果用第一电阻器段210和第二电阻器段211、212和213的构成电阻R1、R2、R3和R4代换c0、c1、c2和c3,则由控制信号的两个比特(b0、b1)表示的控制码k增加,并且作为结果,可变电阻器200的电阻按指数增加。作为可变电阻器200的电阻的基准的基准电阻Rlsb对应于第一电阻器段210的电阻。在图6中所描绘的电路中,第一开关221、222和223以及第二开关231、232和233被连接到第二电阻器段211、212和213以及旁路部件二者。
在开关闭合的情况下,寄生电阻应该为0,但在现实世界实现方案中,寄生电阻将是0以外的值。因此,在将2比特可变电阻器实现为真实电路的情况下,可以考虑开关闭合状态下的寄生电阻来调整第一电阻器段210和第二电阻器段211、212和213的电阻。
对所述考虑开关221、222、223、231、232和233的寄生电阻器调整电阻器段210、211、212和213的电阻的过程进行描述。
在图6中,第一电阻器段210和第二电阻器段211、212和213被串联连接,第一开关221、222和223被并联连接到相应的第二电阻器段211、212和213,而且第二开关231、232和233串联连接。
由于第一开关211、222和223以及第二开关231、232和233的之一闭合第二段211、212和213,因此连接可变电阻器200的两端的开关的数目为3,而与控制码k无关。例如,如果k=0,则三个开关221、222和223被闭合,如果k=1,则三个开关231、222和223被闭合;如果k=2,则三个开关221、232和223被闭合;如果k=3,则三个开关221、232和223被闭合。因此,当第一开关221、222和223以及第二开关231、232和233被闭合时,图6的电路能够最小化寄生电阻的影响。
当第一开关221、222和223以及第二开关231、232和233闭合时,可用于可变电阻器200的最小电阻Rlsb可以被表示为第一电阻器段210的电阻R1和寄生电阻的总和。因此,通过从可变电阻器200的基准电阻Rlsb减去寄生电阻获得的值可以被调整为第一电阻器段210的电阻R1。
同时,如果寄生电阻非常小并因此与基准电阻相比可忽略不计,则电阻调整过程可以省略。
图7是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图。图7的电路在逻辑上等效于图6的电路。
参照图7,可变电阻器300包括第一电阻器段310和串联连接到第一电阻器段310的多个第二电阻器段311、312和313。可变电阻器300还包括并联连接到相应的第二电阻器段311、312和313的多个开关321、322和323,以便分别改变第二电阻器段311、312和313的连接状态。
与图6的可变电阻器200类似,图7的可变电阻器300的电阻随着由控制信号的2个比特(b0、b1)所表示的控制码k的增加而呈指数增加,而且可变电阻器300的电阻和控制码k满足等式(4):
图7的可变电阻器300在逻辑上等效于图6的可变电阻器200,因此由控制码k执行的基本控制操作彼此相似。
同时,与图6的可变电阻器200相比,图7的可变电阻器300能够减少开关的数目,因此有利的是它简化了包括控制信号(b0、b1)的逻辑电路。由于这些优点,有可能减少制造成本。
不同于图6的可变电阻器,图7的可变电阻器300的特征在于,连接可变电阻器300的两端的开关的数目根据码字k被改变为0至3。例如,如果k=0,则三个开关321、322和323都闭合;如果k=1,则两个开关322和323闭合;如果k=2,则两个开关322和323闭合;如果k=3,则三个开关321、322和323都断开,即,没有开关闭合。因此,根据开关321、322和323的开/关状态考虑寄生电阻的影响,来确定电阻器段310、311、312和313的电阻。
例如,当控制码k为0时,所有开关321、322和323都闭合,从而可变电阻器的两个端部之间的电阻等于第一电阻器段R5310的电阻、电阻器段R6的寄生电阻和开关321的并联等效电阻、电阻器段R7和开关322的并联等效电阻、电阻器段R8和开关323的并联等效电阻的总和。
因此,通过从基准电阻Rlsb减去并联等效电阻获得第一电阻器段R5310的电阻。
根据本发明的另一示例性实施例,可变电阻器的电阻可以由4比特控制信号(b0、b1、b2、b3)控制。可变电阻器的电阻随着整数k(k=b0+2b1+4b2+8b3)的增加而呈指数增加,而且可变电阻器的电阻R由等式(5)表示:
等式(5)包括基本项以及包括4个单独比特(b0、b1、b2、b3)和二至四个比特(b0b1b2b3)乘积的项,并可以推广到N个比特以便由等式(6)所示:
等式(6)包括基本项以及包括N个单独比特(b0、b1、...、bN-1)和二至N个比特(b0b1b2b3...bN-1)乘积的项。在将该电路配置为满足等式(6)的情况下,可变电阻器可以设计为使得其电阻随着控制码k的增加而呈指数增加,并且基准电阻为Rlsb。
图8是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的配置的电路图。
参照图8,可变电阻器400包括第一电阻器段410、串联连接到第一电阻器段410的多个第二电阻器段412至426。可变电阻器400还包括并联连接到第二电阻器段以改变相应的第二电阻器段412至426的连接状态的多个第一开关432至446、以及串联连接到相应的第二电阻器段412至426的多个第二开关452至466。
类似于图6的示例性实施例,施加到第一开关432至446的控制信号和施加到第二开关452至466的控制信号是互补关系。
通过用第一电阻器段R101410和第二电阻器段R102到R116的电阻代换等式(5)的c0至c15,可变电阻器400的电阻随着作为4比特控制信号(b0、b1、b2、b3)的k的增加而呈指数增加。此外,作为可变电阻器400的电阻的基准的基准电阻Rlsb对应于第一电阻器段410的电阻。
图9是示出根据本发明的示例性实施例的可变电阻器的电路图。
参照图9,可变电阻器500包括多个可变电阻器单元块510、520、530和540,以及用于改变可变电阻器单元块510、520、530和540中的至少一个的连接状态的多个开关550、560和570。图9的可变电阻器500也被设计为满足等式(5):
由于上面已经解释了等式(5),因此在此省略等式(5)的详细描述。
可变电阻器500由多个可变电阻器单元块510、520、530和540以及多个开关550、560和570组成,多个可变电阻器单元块510、520、530和540具有根据控制信号(b0、b1)而改变的内部连接状态,多个开关550、560和570用于根据控制信号(b2、b3)改变可变电阻器单元块510、520、530和540的连接状态以调整可变电阻器500的总电阻。
4比特控制信号(b0、b1、b2、b3)中的两个比特b0和b1用于控制可变电阻器单元块510、520、530和540的内部连接状态以调整它们的电阻。其他两个比特b2和b3用于控制各个可变电阻器单元块510、520、530和540的连接状态。此时,各个可变电阻器单元块510、520、530和540中的每一个的内部电路可以被实现为图6的可变电阻器200或图7的可变电阻器300。
在图9中,可变电阻器单元块510至540各自包括串联连接的4个电阻器段,而且可变电阻器单元块510至540可以被配置为如图6或图7所示。在这种情况下,构成可变电阻器500的电阻器段的总数是16,而且每个电阻器段的电阻可以呈几何(geometrically)增加(或减少)。其中呈几何改变的电阻值包括具有几何级数(geometric series)的电阻值或者具有近似几何级数的值的电阻值。
此外,可变电阻器单元块510至540各自被提供了并联连接的开关550至570。开关550至570由增加到550至570的倍数的相应控制信号b2(4:0100)、b3(8:1000)、b2b3(12:1100)来开关,而且各个可变电阻器单元块510至540的内部开关(图6的221至223和231至233、以及图7的321至323)由控制信号b0和/或b1来控制开关。在这里,b0和/或b1变成用于选择相应的可变电阻器单元块的电阻器段的第二控制信号,而且b2和/或b3变成用于选择各个可变电阻器单元块的第一控制信号。
因此,可变电阻器单元块由N个电阻器段(在图6和图7的情况下N=4)组成,而且在可变电阻器单元块由M个电阻器段(在图9的情况下M=4)组成的情况下,如果可变电阻器如图9所示进行配置,则可变电阻器单元块并联连接至各个开关,并联连接至各个可变电阻器单元块的开关由增加至N倍的M个第一控制信号来控制开关,而且可变电阻器单元块的内部开关分别由N个第二控制信号来开启/关断。此时,可变电阻器的电阻器段的总数可以是M*N,而且这些电阻器段可以具有如前所述的呈几何增加(或减少)的电阻。
图10是示出根据本发明的示例性实施例的、图9的可变电阻器的连接状态和操作的示图。
参照图10,单元块510中包括的电阻器段R101511可以对应于等式(5)中的c0,而且电阻器段R102512、R103513和R104514对应于c1至c3的值。此外,单元块520中包括的电阻器段R105521、R106、R107和R108可以对应于等式(5)中的c5、c6、c7和c8。
再次参照图9,在通过调整2比特可变电阻器单元块510、520、530和540的电阻和各个可变电阻器单元块510、520、530和540的连接状态来实现4比特可变电阻器的情况中,有利的是:与通过控制图8所示的所有比特的乘积来实现4比特可变电阻器的情况相比减少了寄生电阻。例如,如果b2=0而且b3=1时,则图9的可变电阻器的可变电阻器单元块510、520、530和540中的一些根据开关的操作在逻辑上被短路。在本发明的示例性实施例中,在被b2短路的部分处只有一个开关存在。因此,实际电阻具有该开关的寄生电阻,例如,约60欧姆。在通过控制图8所示的所有比特的乘积来实现4比特可变电阻器的情况下,开关435、436、437和438被连接,但不连接电阻415、416、417和418,从而总的寄生电阻是一个开关的寄生电阻的4倍,例如,寄生电阻大约是240欧姆。
此外,由于图9的可变电阻器500中的控制信号的最高有效位(b2、b3)和最低有效位(b0、b1)的逻辑路径彼此不同,因此逻辑电路的实现被简化。
在实现6比特可变电阻器(未示出)的示例性情况中,可以配置与图9的可变电阻器500类似的4个可变电阻器模块(包括具有不同电阻的电阻器段)。最低有效位(b0、b1)用于控制可变电阻器单元块的内部连接状态,中间位(b2、b3)用于控制可变电阻器模块中的可变电阻器单元块的连接状态,而且最高有效位(b4、b5)用于控制可变电阻器模块的连接状态。此时,6比特可变电阻器等效地(equivalently)满足等式(6)。
在图9中描绘的可变电阻器单元块510、520、530和540如图6或图7所示进行配置的情况下,必须考虑第一开关221、222和223(或321、322和323)以及第二开关231、232和233的寄生电阻来调整第一段210(或310)和第二段211、212和213(或311、312和313)的电阻。由于上面已经做出了描述,因此在此省略其描述。
参照图10描述图9的可变电阻器的操作。
可变电阻器500包括多个可变电阻器单元块510、520、530和540。每个可变电阻器单元块包括多个电阻器段R101到R116(例如,R109531、R111533、R113541、R114542、R115543、R116544等)。可变电阻器单元块510、520、530和540的电阻根据可变电阻器单元块510的电阻器段R101到R116是被连接还是被闭合/被短路而变化。此外,可变电阻器500的电阻根据可变电阻器单元块510、520、530和540的电阻以及可变电阻器单元块510、520、530和540是被连接还是被短路而改变。
图10的部分(a)示出了这样的情况,其中(b0、b1、b2、b3)=(0、0、0、0),即,k=0,只反映了电阻器R101的电阻,其余的电阻器段R102至R116被短路。图10的部分(b)示出了这样的情况,其中(b0、b1、b2、b3)=(0、1、0、0),即,k=2,反映了电阻器R101和R103的电阻,其余的电阻器段R102和R104至R116被短路。图10的部分(c)示出了这样的情况,其中(b0、b1、b2、b3)=(0、0、0、1),即,k=8,反映了电阻器R101和R109的电阻。图10的部分(d)示出了这样的情况,其中(b0、b1、b2、b3)=(0、1、0、1),即,k=10,而且R101、R103、R109和R111处于连接状态。由于图10的可变电阻器500的电阻随着k的增加在对数尺度上以dB为单位线性增加,因此k=0时的电阻与k=2时的电阻的比等于k=8时的电阻与k=10时的电阻的比。即,R101与(R101+R103)的比等于(R101+R109)与(R101+R103+R109+R111)的比。该关系可以以公式表示为R103/R101=R111/R109。
如果这种关系被扩展,则单元块510是电阻以对数尺度线性增加的可变电阻器。此外,单元块530以对数尺度线性增加。类似地,各个单元块510、520、530和540是电阻以对数尺度线性增加的可变电阻器。
图11是示出根据本发明的示例性实施例的、使用图6至图10之一的可变电阻器实现的可变增益放大器的配置的电路图。
参照图11,放大器600包括可变电阻器610和620、与可变电阻器620并联连接以减少高频电压的电容器630、以及连接到可变电阻器610和620以及电容器630的运算放大器640。
虽然与图4相比改变了可变电阻器的配置,但是可变电阻器610和620、电容器630和运算放大器640之间的关系与图4中的关系相同,而且增益和截止频率与图4中的增益和截止频率相同,即,
图11中所示的放大器600可以通过改变可变电阻器610和620的电阻来调整增益和截止频率。使用参照图6至图10描述的可变电阻器,由于可变电阻器620的电阻Rb随着用于控制可变电阻器620的控制码kb的增加而线性增加,因此可以通过改变可变电阻器620的电阻来以对数尺度线性地改变截止频率。
通过调整控制码ka使得kb和ka之间的差被保持不变,可以以对数尺度线性地改变增益值。也就是说,由控制码ka和kb的差确定图11中所示的放大器的增益。
通过在保持kb和ka之间的差不变的同时线性地调整控制码ka,可以在以对数尺度线性地改变放大器600的截止频率的同时保持放大器600的增益不变。
图12示出了根据本发明的示例性实施例的、利用图6至图10的可变电阻器实现的可变增益放大器的增益与通过组合增益的分贝值和控制信号所生成的整数k之间的关系。
参照图12,在构造出使可变电阻器620的电阻Rb随着控制码k的增加而呈指数增加的函数之后,对该函数进行线性近似,使得可变增益放大器的总增益随着通过组合控制信号的N个比特所获得的整数k的增加而呈指数增加。由于可变电阻器620的总电阻根据k而呈指数变化,因此增益的分贝值随着k的增加而线性地增加。
图13是示出根据本发明的示例性实施例的、使用图6至图10的可变电阻器之一实现的可变增益放大器的增益的变化的曲线图。
参照图13,不同于图5的曲线图,截止频率以对数尺度线性地变化,而且与图5的曲线图相比,直流电流的增益(其应该与截止频率的变化无关地保持不变)的误差显著降低。
此外,本发明的示例性实施例提供电阻随着控制码的增加而呈指数增加的高效可变电阻器。
本发明的示例性实施例的控制可变电阻器、可变增益放大器和可变截止频率滤波器的方法可以以通过各种类型的计算装置可执行的程序命令的形式被记录在计算机可读存储介质中。此外,根据本发明的示例性实施例的可变电阻器可以用在移动终端的射频(RF)通信电路和调制解调器芯片中。
此外,该方法可以以被编程的软件/固件的形式被提供给生成用于控制可变电阻器、可变增益放大器和可变截止频率滤波器的信号的控制器的存储器,以便以被编程的顺序执行。
计算机可读介质可以单独或组合地包括程序命令、数据文件、数据结构等。在介质上记录的程序命令可以针对本发明来特别设计和配置,或者被计算机软件领域的技术人员知道和使用。计算机可读介质可以是具体实现以存储和执行程序命令的磁介质,诸如硬盘、软盘和磁带;光介质,诸如压缩盘只读存储器(CD-ROM)和数字多功能盘(DVD);磁光介质,诸如光磁盘(floptical disk);和硬件设备,诸如ROM、随机存取存储器(RAM)、闪存等。程序命令可以是由编译器产生的机器语言代码和能够由使用解释器等的计算机运行的高级语言代码。为了执行本发明的示例性实施例的操作,硬件设备可以被实现为操作为至少一个软件模块来操作,反之亦然。
虽然已经结合有限的实施例和附图描述了本发明的示例性实施例,但是本发明不限于此。本领域技术人员将理解,根据这些描述,各种修改、添加和替换是可能的。
虽然已经参照本发明的特定示范性实施例示出并描述了本发明,但是本领域技术人员要理解的是,可以在其中进行各种形式和细节上的变化,而不会偏离所附权利要求及其等效物所限定的本发明的精神和范围。
Claims (22)
1.一种可变电阻器,包括:
多个电阻器段;
其中,当可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时,电阻候选具有呈几何变化的电阻值。
2.如权利要求1所述的可变电阻器,其中,所述呈几何变化的电阻值包括具有几何级数的电阻值。
3.如权利要求1所述的可变电阻器,其中,所述呈几何变化的电阻值包括具有近似几何级数的值的电阻值。
4.如权利要求1所述的可变电阻器,其中,所述多个电阻候选包括数目等于或者小于2N的电阻器段,并通过根据N比特的控制信号改变电阻器段中的至少一个的连接状态来在呈指数变化的可变电阻器的电阻候选当中选择可变电阻器的电阻。
5.如权利要求1所述的可变电阻器,其中,所述可变电阻器的电阻R近似满足如下的第一等式:
其中,Rlsb是单位电阻,其是通过组合N比特的控制信号的比特值b0到bN-1所生成的整数k和所述可变电阻器的多个电阻候选当中的最小值。
6.如权利要求5所述的可变电阻器,其中,所述多个电阻器段的电阻被确定为与通过将第一等式向N比特的控制信号的比特值b0到bN-1近似而获得的第二等式的恒定值c0至cp匹配,第二等式如下所示:
7.如权利要求6所述的可变电阻器,其中,所述第二等式和恒定值c0至cp是通过以泰勒近似来线性地近似第一等式而获得的。
8.一种模拟信号放大器,包括:
可变电阻器,包括:
多个电阻器段;
其中,当可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时,电阻候选具有呈几何变化的电阻值;
负载电阻器,其连接到可变电阻器;以及
运算放大器,其连接到可变电阻器和负载电阻器,
其中,增益通过可变电阻器与负载电阻器的比来确定,并且当按照大小顺序排列整体增益的多个增益值候选时,增益值候选呈几何变化。
9.如权利要求8所述的模拟信号放大器,其中,所述模拟信号放大器采用负载电阻器和可变电阻器之一,
可变电阻器中的多个第一电阻器段通过第一控制码来控制,
可变电阻器中的多个第二电阻器段通过第二控制码来控制,以及
所述整体增益通过第一控制码和第二控制码之间的差来确定。
10.一种模拟滤波器,包括:
可变电阻器,包括:
多个电阻器段;
其中,当可变电阻器的多个电阻候选按照大小顺序排列时,电阻候
选具有呈几何变化的电阻值;
电容器,其连接到可变电阻器;以及
运算放大器,其连接到可变电阻器和电容器,
其中,可变电阻器和电容器确定截止频率,而且当按照大小顺序排列截止频率的多个频率值候选时,频率值候选呈几何变化。
11.一种可变电阻器,包括:
多个可变电阻器单元块,当按照大小顺序排列时所述多个可变电阻器单元块的电阻呈几何变化,
其中,所述多个可变电阻器单元块串联连接,而且
所述多个可变电阻器单元块的端部之间的连接状态根据第一控制信号而改变。
12.如权利要求11所述的可变电阻器,其中,所述多个可变电阻器单元块中的每一个都包括多个电阻器段,所述多个电阻器段的连接状态根据第二控制信号而改变。
13.如权利要求12所述的可变电阻器,其中,所述第一控制信号包括第二控制信号的最高有效位。
14.如权利要求12所述的可变电阻器,其中,所述第一控制信号包括第二控制信号的最低有效位。
15.一种基于控制信号确定整体电阻的可变电阻器,该可变电阻器包括:
第一电阻器段;
多个第二电阻器段,其串联连接到第一电阻器段;以及
第一开关,其连接在第二电阻器段之间并且通过控制信号来控制,
其中,当控制信号所确定的整体电阻按照大小顺序排列时,电阻值从与第一电阻器段的电阻相对应的基准电阻开始呈几何变化。
16.如权利要求15所述的可变电阻器,还包括:
多个第二开关,其分别连接在所述多个第二电阻器段之间并且由控制信号的反相信号来控制,
其中,所述多个第二开关的寄生电阻等于第一开关的寄生电阻。
17.如权利要求15所述的可变电阻器,其中,考虑第一开关的寄生电阻来确定第一电阻器段和所述多个第二电阻器段的电阻,而且所述基准电阻是第一电阻器段的电阻和第一开关的寄生电阻的总和。
18.一种控制可变电阻器的方法,该方法包括:
将控制信号应用到包括多个电阻器段的可变电阻器;以及
通过根据控制信号改变所述多个电阻器段中的至少一个的连接状态来确定多个电阻候选之一,
其中当可用于可变电阻器的所述多个电阻候选按照大小顺序排列时,所述多个电阻候选具有以几何比变化的电阻值。
19.如权利要求18所述的方法,其中,所述可变电阻器的电阻R近似满足如下所示的第一等式:
其中,Rlsb是单位电阻,其是通过组合N比特的控制信号的比特值b0到bN-1所生成的整数k和所述可变电阻器的多个电阻候选当中的最小值。
20.如权利要求19所述的方法,其中,所述电阻器段的电阻被确定为与通过将第一等式向N比特的控制信号的比特值b0到bn-1近似而获得的第二等式的恒定值c0至cp匹配,第二等式如下所示:
21.如权利要求20所述的方法,其中,所述第二等式和恒定值c0至cp是通过以泰勒近似来线性地近似第一等式而获得的。
22.一种控制可变电阻器的方法,该方法包括:
输出第一控制信号和第二控制信号,第一控制信号用于选择可变电阻器单元块,该可变电阻器单元块在可变电阻器中串联连接并且当按照大小顺序排列时具有呈几何变化的电阻,第二控制信号用于在可变电阻器单元块中选择电阻器段;以及
通过根据第一控制信号选择可变电阻器单元块并且通过根据第二控制信号选择可变电阻器单元块中的电阻器段来确定可变电阻器的电阻。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR10-2010-0071867 | 2010-07-26 | ||
KR1020100071867A KR101174634B1 (ko) | 2010-07-26 | 2010-07-26 | 등비적으로 저항값이 변하는 가변 저항 및 이를 이용한 가변이득 증폭기와 가변 차단주파수 필터 |
PCT/KR2011/005507 WO2012015224A2 (en) | 2010-07-26 | 2011-07-26 | Variable resister having resistance varying geometrically ratio and control method thereof |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN103026619A true CN103026619A (zh) | 2013-04-03 |
CN103026619B CN103026619B (zh) | 2017-04-12 |
Family
ID=45493128
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201180036573.4A Active CN103026619B (zh) | 2010-07-26 | 2011-07-26 | 具有以几何比变化的电阻的可变电阻器及其控制方法 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US8570139B2 (zh) |
EP (1) | EP2599219B1 (zh) |
JP (1) | JP5960137B2 (zh) |
KR (1) | KR101174634B1 (zh) |
CN (1) | CN103026619B (zh) |
AU (1) | AU2011283354B2 (zh) |
WO (1) | WO2012015224A2 (zh) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104022746A (zh) * | 2014-06-20 | 2014-09-03 | 威海北洋光电信息技术股份公司 | 一种固定带宽实时可变增益的运放电路 |
CN104407655A (zh) * | 2014-12-01 | 2015-03-11 | 北京机械设备研究所 | 一种调节电阻值的程控方法 |
CN104883150A (zh) * | 2014-02-27 | 2015-09-02 | 佳邦科技股份有限公司 | 宽频共模滤波装置 |
CN111025945A (zh) * | 2019-12-20 | 2020-04-17 | 沈阳兴华华亿轨道交通电器有限公司 | 可变电阻模拟电路及可变电阻模拟电路的参数设计方法 |
Families Citing this family (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2290554B1 (en) * | 2009-08-26 | 2014-01-08 | ST-Ericsson SA | Management of a configuration of a USB device |
KR101837497B1 (ko) | 2011-12-16 | 2018-03-12 | 삼성전자주식회사 | 디지털-아날로그 변환 장치 및 방법 |
KR101873298B1 (ko) * | 2011-12-16 | 2018-07-02 | 삼성전자주식회사 | 디지털 코드에 따라 지수적으로 제어되는 가변 이득과 차단주파수를 특성을 갖는 필터 및 증폭기 |
KR101862708B1 (ko) | 2011-12-28 | 2018-05-31 | 삼성전자주식회사 | 무선송신기에서 구동증폭기 이득을 지수적으로 제어하기 위한 장치 및 방법 |
KR101873300B1 (ko) | 2012-01-30 | 2018-07-02 | 삼성전자주식회사 | 가변 커패시터를 이용하는 전압 제어 발진기 및 이를 이용하는 위상고정루프 |
KR101477699B1 (ko) | 2012-05-04 | 2015-01-06 | 삼성전자주식회사 | 디지털 코드에 따라 지수적으로 제어되는 차단주파수 특성을 갖는 필터 및 증폭기 |
JP6117950B2 (ja) * | 2013-03-04 | 2017-04-19 | 株式会社アドバンテスト | 切り替え可能な信号ルーティング回路 |
KR102130452B1 (ko) | 2013-07-26 | 2020-07-06 | 삼성전자주식회사 | 멀티모드 멀티밴드 무선 송수신기를 위한 아날로그 기저대역 필터 장치 및 그 제어 방법 |
US20170063306A1 (en) * | 2015-08-27 | 2017-03-02 | Qualcomm Incorporated | Gate induced drain leakage reduction |
CN106098278A (zh) * | 2016-08-03 | 2016-11-09 | 上海坚芯电子科技有限公司 | 可控可变电阻装置及电子设备 |
US10396772B2 (en) * | 2016-12-12 | 2019-08-27 | Psemi Corporation | Methods and devices to improve switching time by bypassing gate resistor |
CN106712740A (zh) * | 2016-12-28 | 2017-05-24 | 宁波斯凯勒智能科技有限公司 | 一种多输出可调滤波电路 |
US11025204B2 (en) * | 2017-11-02 | 2021-06-01 | Mediatek Inc. | Circuit having high-pass filter with variable corner frequency |
JP2019149395A (ja) * | 2018-02-26 | 2019-09-05 | セイコーエプソン株式会社 | 可変抵抗回路、発振回路、及び、半導体装置 |
CN108831643B (zh) * | 2018-06-15 | 2023-06-30 | 福建星云电子股份有限公司 | 一种低成本高精度的可调电阻器及控制方法 |
FR3113177B1 (fr) * | 2020-07-30 | 2022-07-29 | Coudoint | Rhéostat |
US12040817B2 (en) | 2022-04-18 | 2024-07-16 | Qualcomm Incorporated | Resistor network with adaptive resistance for digital-to-analog converter (DAC) |
TWI824664B (zh) * | 2022-08-12 | 2023-12-01 | 新唐科技股份有限公司 | 電阻修整裝置與電子裝置 |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4020485A (en) * | 1972-04-03 | 1977-04-26 | Ampex Corporation | Non-linear digital-to-analog converter for servo circuit |
US4791379A (en) * | 1985-02-13 | 1988-12-13 | U.S. Philips Corporation | Electrical filter with adjustable RC product |
US6307490B1 (en) * | 1999-09-30 | 2001-10-23 | The Engineering Consortium, Inc. | Digital to analog converter trim apparatus and method |
US6403943B2 (en) * | 2000-03-02 | 2002-06-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Variable resistance circuit, operational amplification circuit, semiconductor integrated circuit, time constant switching circuit and waveform shaping circuit |
US20090039955A1 (en) * | 2007-08-09 | 2009-02-12 | Masahiro Hosoya | Variable resistor, filter, variable gain amplifier and integrated circuit using the variable resistor |
CN101727188A (zh) * | 2008-10-15 | 2010-06-09 | 索尼株式会社 | 开关电路 |
Family Cites Families (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3239833A (en) * | 1963-05-16 | 1966-03-08 | Gen Precision Inc | Logarithmic analog to digital converter |
US3555540A (en) * | 1966-08-08 | 1971-01-12 | Sds Data Systems | Digital-to-analog converter with smooth recovery |
US4070632A (en) * | 1976-09-22 | 1978-01-24 | Tuttle John R | Discrete-gain output limiter |
JPS58112343A (ja) * | 1981-12-26 | 1983-07-04 | Olympus Optical Co Ltd | 半導体装置およびその製造方法 |
DE3478730D1 (en) * | 1983-12-15 | 1989-07-20 | Matsushita Graphic Communic | Logarithmically linearly controlled variable gain amplifier |
JPH08116224A (ja) * | 1994-10-19 | 1996-05-07 | Nippondenso Co Ltd | 利得可変型増幅器 |
JPH10200377A (ja) | 1997-01-13 | 1998-07-31 | Asahi Kasei Micro Syst Kk | 可変抵抗回路 |
KR19990012727U (ko) | 1997-09-12 | 1999-04-15 | 유기범 | 스위칭 가변저항회로 |
JP3653171B2 (ja) * | 1998-03-09 | 2005-05-25 | 株式会社リコー | 可変ゲイン増幅装置 |
US6445325B1 (en) * | 2001-08-30 | 2002-09-03 | Texas Instruments Incorporated | Piecewise linear digital to analog conversion |
US6677569B2 (en) * | 2001-10-12 | 2004-01-13 | Massachusetts Institute Of Technology | Methods and apparatus for performing signal processing functions in an electronic imager |
DE602004009781T2 (de) * | 2003-04-16 | 2008-08-28 | Nxp B.V. | Verfahren zur regelung eines verstärkers mit variabler verstärkung und elektronische schaltung |
WO2006013893A1 (ja) * | 2004-08-03 | 2006-02-09 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | トランスインピーダンスアンプ |
US8184206B2 (en) * | 2006-11-07 | 2012-05-22 | Csr Technology Inc. | Pseudo digital gain control for broadband tuner |
US8362870B2 (en) * | 2009-11-10 | 2013-01-29 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Impedance calibration circuit with uniform step heights |
KR101873298B1 (ko) * | 2011-12-16 | 2018-07-02 | 삼성전자주식회사 | 디지털 코드에 따라 지수적으로 제어되는 가변 이득과 차단주파수를 특성을 갖는 필터 및 증폭기 |
-
2010
- 2010-07-26 KR KR1020100071867A patent/KR101174634B1/ko active IP Right Grant
-
2011
- 2011-07-25 US US13/190,023 patent/US8570139B2/en active Active
- 2011-07-26 AU AU2011283354A patent/AU2011283354B2/en active Active
- 2011-07-26 WO PCT/KR2011/005507 patent/WO2012015224A2/en active Application Filing
- 2011-07-26 JP JP2013521707A patent/JP5960137B2/ja active Active
- 2011-07-26 EP EP11812753.9A patent/EP2599219B1/en active Active
- 2011-07-26 CN CN201180036573.4A patent/CN103026619B/zh active Active
-
2013
- 2013-09-16 US US14/027,762 patent/US9240264B2/en active Active
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4020485A (en) * | 1972-04-03 | 1977-04-26 | Ampex Corporation | Non-linear digital-to-analog converter for servo circuit |
US4791379A (en) * | 1985-02-13 | 1988-12-13 | U.S. Philips Corporation | Electrical filter with adjustable RC product |
US6307490B1 (en) * | 1999-09-30 | 2001-10-23 | The Engineering Consortium, Inc. | Digital to analog converter trim apparatus and method |
US6403943B2 (en) * | 2000-03-02 | 2002-06-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Variable resistance circuit, operational amplification circuit, semiconductor integrated circuit, time constant switching circuit and waveform shaping circuit |
US20090039955A1 (en) * | 2007-08-09 | 2009-02-12 | Masahiro Hosoya | Variable resistor, filter, variable gain amplifier and integrated circuit using the variable resistor |
CN101727188A (zh) * | 2008-10-15 | 2010-06-09 | 索尼株式会社 | 开关电路 |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104883150A (zh) * | 2014-02-27 | 2015-09-02 | 佳邦科技股份有限公司 | 宽频共模滤波装置 |
CN104022746A (zh) * | 2014-06-20 | 2014-09-03 | 威海北洋光电信息技术股份公司 | 一种固定带宽实时可变增益的运放电路 |
CN104022746B (zh) * | 2014-06-20 | 2017-08-15 | 威海北洋光电信息技术股份公司 | 一种固定带宽实时可变增益的运放电路 |
CN104407655A (zh) * | 2014-12-01 | 2015-03-11 | 北京机械设备研究所 | 一种调节电阻值的程控方法 |
CN104407655B (zh) * | 2014-12-01 | 2016-02-24 | 北京机械设备研究所 | 一种调节电阻值的程控方法 |
CN111025945A (zh) * | 2019-12-20 | 2020-04-17 | 沈阳兴华华亿轨道交通电器有限公司 | 可变电阻模拟电路及可变电阻模拟电路的参数设计方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20140015634A1 (en) | 2014-01-16 |
EP2599219A4 (en) | 2016-12-21 |
US9240264B2 (en) | 2016-01-19 |
KR20120010378A (ko) | 2012-02-03 |
KR101174634B1 (ko) | 2012-08-20 |
WO2012015224A2 (en) | 2012-02-02 |
JP5960137B2 (ja) | 2016-08-02 |
US8570139B2 (en) | 2013-10-29 |
EP2599219B1 (en) | 2021-06-16 |
WO2012015224A3 (en) | 2012-05-24 |
AU2011283354A1 (en) | 2013-01-24 |
AU2011283354B2 (en) | 2015-06-18 |
JP2013541237A (ja) | 2013-11-07 |
US20120019318A1 (en) | 2012-01-26 |
CN103026619B (zh) | 2017-04-12 |
EP2599219A2 (en) | 2013-06-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN103026619A (zh) | 具有以几何比变化的电阻的可变电阻器及其控制方法 | |
CN112085190B (zh) | 一种神经网络的量化参数确定方法及相关产品 | |
US7403144B1 (en) | Pulse domain encoder and filter circuits | |
US7259618B2 (en) | Systems and methods for load detection and correction in a digital amplifier | |
US2779869A (en) | Amplitude distribution analyzer | |
Khoury | On the design of constant settling time AGC circuits | |
KR101873298B1 (ko) | 디지털 코드에 따라 지수적으로 제어되는 가변 이득과 차단주파수를 특성을 갖는 필터 및 증폭기 | |
JP4546527B2 (ja) | 乱数発生器のための方法および装置 | |
CN101459411B (zh) | D类放大器 | |
EP1931027A1 (en) | Variable gain amplifier and its control method | |
US20130154740A1 (en) | Techniques for pga linearity | |
US8493149B2 (en) | Amplifier circuit with variable tuning precision | |
Liski et al. | Graphic equalizer design with symmetric biquad filters | |
KR101624136B1 (ko) | 등비적으로 저항값이 변하는 가변 저항 및 이를 이용한 가변이득 증폭기와 가변 차단주파수 필터 및 그 제어방법 | |
US3679969A (en) | Magnetometer sensor digital ambient nulling system | |
US4142185A (en) | Logarithmic analog-to-digital converter | |
Shyu et al. | Minimax design of variable fractional-delay FIR digital filters by iterative weighted least-squares approach | |
JP2023021949A (ja) | 自動較正トランスコンダクタによるデジタル電力シーケンス変換へのシャント電圧、エラーキャンセリングリファレンスおよび電力変換器への電流 | |
CN101478299A (zh) | 自校准滤波器 | |
US20030201824A1 (en) | Method and apparatus for exponential gain variations with a linearly varying input code | |
JPS62173809A (ja) | 増幅装置 | |
EP3020151B1 (en) | Temperature compensated rf peak detector | |
US5221907A (en) | Pseudo logarithmic analog step adder | |
Rogers et al. | Stability analysis for discrete linear multipass processes with non-unit memory | |
Leoni et al. | On the introduction of neural network-based optimization algorithm in an automated calibration system |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |