JP5958341B2 - 信号処理装置、信号処理方法、並びに信号処理プログラム - Google Patents
信号処理装置、信号処理方法、並びに信号処理プログラム Download PDFInfo
- Publication number
- JP5958341B2 JP5958341B2 JP2012538632A JP2012538632A JP5958341B2 JP 5958341 B2 JP5958341 B2 JP 5958341B2 JP 2012538632 A JP2012538632 A JP 2012538632A JP 2012538632 A JP2012538632 A JP 2012538632A JP 5958341 B2 JP5958341 B2 JP 5958341B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- coefficient
- mixed
- noise
- delay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L21/00—Processing of the speech or voice signal to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
- G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
- G10L21/0208—Noise filtering
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
- H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L21/00—Processing of the speech or voice signal to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
- G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
- G10L21/0208—Noise filtering
- G10L21/0216—Noise filtering characterised by the method used for estimating noise
- G10L2021/02161—Number of inputs available containing the signal or the noise to be suppressed
- G10L2021/02165—Two microphones, one receiving mainly the noise signal and the other one mainly the speech signal
Description
本発明は、信号に混在する雑音、妨害信号、エコーなどを消去する信号処理技術に関する。
マイクロホンやハンドセット等から入力された音声信号には、しばしば背景雑音が重畳されており、音声符号化や音声認識を行う上で、大きな問題となる。音響的に重畳した雑音の消去を目的とした信号処理装置として、特許文献１には、適応フィルタを用いた２入力型雑音消去装置が開示されている。
特許文献１に開示されている２入力型雑音消去装置は、雑音源から音声入力端子に至る音響経路（雑音経路）のインパルス応答を近似する適応フィルタを用いて、音声入力端子において音声に混入する雑音成分に対応した擬似雑音を生成する。そして、雑音消去装置は、音声入力端子に入力された信号（混在信号）からこの擬似雑音を差し引くことによって、雑音成分を抑圧するように動作する。ここで、混在信号とは、音声信号と雑音とが混在した信号のことであり、一般に、マイクロホンやハンドセットから音声入力端子に供給される。また、参照信号とは雑音源における雑音成分と相関のある信号であり、雑音源近傍において捕捉される。このように、雑音源近傍において参照信号が捕捉されることで、参照信号は雑音源における雑音成分とほぼ等しいとみなすことができる。適応フィルタには、参照入力端子に供給される参照信号が入力される。
特許文献１に開示されている２入力型雑音消去装置は、雑音源から音声入力端子に至る音響経路（雑音経路）のインパルス応答を近似する適応フィルタを用いて、音声入力端子において音声に混入する雑音成分に対応した擬似雑音を生成する。そして、雑音消去装置は、音声入力端子に入力された信号（混在信号）からこの擬似雑音を差し引くことによって、雑音成分を抑圧するように動作する。ここで、混在信号とは、音声信号と雑音とが混在した信号のことであり、一般に、マイクロホンやハンドセットから音声入力端子に供給される。また、参照信号とは雑音源における雑音成分と相関のある信号であり、雑音源近傍において捕捉される。このように、雑音源近傍において参照信号が捕捉されることで、参照信号は雑音源における雑音成分とほぼ等しいとみなすことができる。適応フィルタには、参照入力端子に供給される参照信号が入力される。
上述の２入力型雑音消去装置は、雑音源近傍において参照信号を捕捉することが仮定されている。雑音消去装置が雑音源近傍において参照信号を捕捉できない場合、雑音源から参照信号を捕捉する空間的位置までの空間伝達経路（追加雑音経路）に対応したインパルス応答の影響は無視できない。具体的には、この追加雑音経路によって前記適応フィルタへの入力が遅延するために、前記擬似雑音にも遅延が生じて、前記混在信号から前記擬似雑音の減算による十分な雑音消去を達成することができない。
本発明の目的は、上述の課題を解決する技術を提供することにある。
本発明の目的は、上述の課題を解決する技術を提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明に係る装置は、第１信号と第２信号とが混在した第１混在信号を入力する第１入力手段と、前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力する第２入力手段と、前記第２信号の発生源から前記第２入力手段までの伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成する遅延手段と、前記遅延第１混在信号から擬似第２信号を減算した推定第１信号を出力する減算手段と、前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求める適応フィルタリング手段と、を備える。
上記目的を達成するため、本発明に係る方法は、第１信号と第２信号とが混在した第１混在信号を入力し、前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力し、前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成し、前記遅延第１混在信号から、擬似第２信号を減算した推定第１信号を出力し、前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求める。
上記目的を達成するため、本発明に係るプログラムは、第１信号と第２信号とが混在した第１混在信号を入力するステップと、前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力するステップと、前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成するステップと、前記遅延第１混在信号から、擬似第２信号を減算した推定第１信号を出力するステップと、前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求めるステップと、をコンピュータに実行させる。
上記目的を達成するため、本発明に係る方法は、第１信号と第２信号とが混在した第１混在信号を入力し、前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力し、前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成し、前記遅延第１混在信号から、擬似第２信号を減算した推定第１信号を出力し、前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求める。
上記目的を達成するため、本発明に係るプログラムは、第１信号と第２信号とが混在した第１混在信号を入力するステップと、前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力するステップと、前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成するステップと、前記遅延第１混在信号から、擬似第２信号を減算した推定第１信号を出力するステップと、前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求めるステップと、をコンピュータに実行させる。
本発明によれば、第２信号発生源近傍において第２混在信号を捕捉できないときにも十分な第２信号消去を達成することができる。
以下に、図面を参照して、本発明の実施の形態について例示的に詳しく説明する。ただし、以下の実施の形態に記載されている構成要素はあくまで例示であり、本発明の技術範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態としての信号処理装置１００について、図１を用いて説明する。
信号処理装置１００は、第１入力部１０１と第２入力部１０２と減算部１０３と適応フィルタ１０４と遅延部１０５とを含む。ここで、第１入力部１０１は、第１信号発生源１６０からの第１信号と第２信号発生源１７０からの第２信号とが混在した第１混在信号ｘＰ（ｋ）を入力する。また第２入力部１０２は、第１信号と第２信号とが、第１混在信号ｘＰ（ｋ）とは異なる割合で混在した第２混在信号ｘＲ（ｋ）を入力する。さらに、遅延部１０５は、第２信号の発生源１７０から第２入力部１０２までの距離に基づいて、第１混在信号ｘＰ（ｋ）を遅延させて遅延第１混在信号を生成する。減算部１０３は、第１混在信号ｘＰ（ｋ）に混在すると推定される擬似第２信号ｎ（ｋ）を遅延第１混在信号ｘＰ（ｋ）から減算して、推定第１信号ｅ（ｋ）を出力する。さらに適応フィルタ１０４は、第２混在信号ｘＲ（ｋ）に対し、推定第１信号ｅ（ｋ）に基づいて更新される係数を用いて擬似第２信号ｎ（ｋ）を求める。
以上の構成によれば、第２信号の発生源１７０近傍において第２混在信号を捕捉できないときにも十分な第２信号消去を達成することができる。
（第２実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第２実施形態として、劣化信号（所望の信号と雑音とが混合された信号）から、雑音の一部又は全部を消去し、強調信号（所望の信号を強調した信号）を出力する雑音消去装置について説明する。図２は、雑音消去装置（ノイズキャンセラ）２００の全体構成を示すブロック図である。雑音消去装置２００は、たとえばデジタルカメラ、ノートパソコン、携帯電話などといった装置の一部としても機能するが、本発明はこれに限定されるものではなく、入力信号からの雑音消去を要求されるあらゆる情報処理装置に適用可能である。
図２に示すように、本実施形態に係る雑音消去装置２００は、適応フィルタ２０４と、減算器２０３と、固定遅延部２０５とを備え、入力端子２０１、２０２から入力した信号に含まれる雑音の少なくとも一部を消去して出力端子２０６から出力する。また、雑音消去装置２００は、第１信号の発生源としての所望信号源２９０、第２信号の発生源としての雑音源２９１、及び、ノイズ経路２９３、２９４が存在する環境で動作する。この雑音消去装置２００の概略の動作は、消去しようとする雑音と相関のある信号を適応フィルタで変形して擬似雑音を生成し、これを雑音の重畳した音声信号から減算することで、雑音の消去を行うものである。雑音消去装置２００が雑音の混在する音声を遅延させてから擬似雑音を減算する点に特徴がある。
入力端子２０１には、音声と雑音の混在した主信号（第１混在信号）が、サンプル値系列として供給され、雑音消去装置２００は、入力された主信号を固定遅延部２０５に供給する。固定遅延部２０５は、主信号をＤサンプルだけ遅延させて、遅延した主信号を減算器２０３に供給する。ここでＤは、自然数である。
入力端子２０２には、雑音と相関のある参照信号（第２混在信号）が、サンプル値系列として供給され、雑音消去装置２００は、入力された参照信号を、適応フィルタ２０４に供給する。
適応フィルタ２０４には、入力端子２０２から参照信号が供給される。雑音消去装置２００は、入力された参照信号を適応フィルタ２０４に供給する。適応フィルタ２０４は、参照信号とフィルタ係数の畳込み演算を行い、その結果を擬似雑音として減算器２０３に伝達する。
減算器２０３には、入力端子２０１からＤサンプル遅延された主信号が供給される。減算器２０３には、適応フィルタ２０４から擬似雑音が供給される。減算器２０３は、遅延された主信号から擬似雑音を減算し、その結果を出力として出力端子２０６に伝達すると同時に適応フィルタ２０４に帰還する。
適応フィルタ２０４は、入力端子２０２から供給される参照信号と減算器２０３から帰還される出力を用いて、減算器２０３の出力パワーが最小化されるように、係数を更新する。このような適応フィルタの係数修正アルゴリズムとして、特許文献１には、「ＬＭＳアルゴリズム（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）」や「ＬＩＭ（Ｌｅａｒｎｉｎｇ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）」が開示されている。ＬＩＭはまた、正規化ＬＭＳアルゴリズムとも呼ばれる。
固定遅延部２０５によって、雑音源近傍において参照信号を捕捉できないときにも十分な雑音消去を達成することのできる信号処理を実現できるのは、次に示す理由による。まず、参照信号をｘＲ（ｋ）、適応フィルタ２０４の出力をｎ１（ｋ）とする。また、雑音源信号をｎ０（ｋ）、音声源信号をｓ（ｋ）、雑音源から入力端子２０１までの音響経路（ノイズ経路２９３）の特性ベクトル（インパルス応答）をＨ１、雑音源から入力端子２０２までの音響経路（ノイズ経路２９４）の特性ベクトル（インパルス応答）をＨ２と表す。説明を簡単にするために、これらの音響経路は時不変であると仮定し、時間の概念に相当するサンプル番号ｋを省略した。参照信号ベクトルをＸ０（ｋ）、適応フィルタの係数ベクトルをＷ（ｋ）、そのタップ数をＭ、雑音源信号ｎ０（ｋ）の時系列サンプルからなる雑音源信号ベクトルをＮ０（ｋ）、ノイズ経路２９３の特性ベクトルの要素をｈ１（ｊ），ｊ＝０，１，．．．，Ｍ−１、ノイズ経路２９４の特性ベクトルの要素をｈ２（ｊ），ｊ＝０，１，．．．，Ｄ−１とすると、Ｘ０（ｋ）、Ｗ（ｋ）、Ｎ０（ｋ）、Ｈ１、Ｈ２は以下の（数式０）〜（数式４）で表される。
ここに、［ ］Ｔは行列の転置を表す。
主信号ｘＰ（ｋ）、適応フィルタ２０４の出力ｎ１（ｋ）、参照信号ｘＲ（ｋ）は、以下の（数式５）〜（数式７）で表わされる。
雑音源近傍において参照信号を捕捉できるときには、ノイズ経路２９４のインパルス応答Ｈ２は１となる。このときに、固定遅延部２０５が存在しないならば、減算器２０３の出力ｅ１（ｋ）は、（数式４）から（数式７）を用いて次の（数式８）で表すことができる。
すなわち、Ｈ１ Ｔ＝ＷＴ（ｋ）が成立するときにｅ１（ｋ）＝ｓ（ｋ）となり、雑音が消去される。
このように、雑音が消去される条件は、適応フィルタ２０４がノイズ経路２９３と等しいインパルス応答を有することである。これは、雑音源２９１から適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３を経由して減算器２０３に至る経路の電気的特性が等しいことを表す。ところが、ノイズ経路２９４が存在するときには、この条件が満たされない。
雑音源近傍において参照信号を捕捉できないときには、ノイズ経路２９４のインパルス応答Ｈ２は１とならない。このため、雑音源２９１からノイズ経路２９４と適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３を経由して減算器２０３に至る経路の電気的特性が等しいときに雑音が完全に消去される。ノイズ経路２９４の特性に起因する周波数特性への影響には、適応フィルタ２０４の周波数特性を変化させることで、対応することができる。すなわち、周波数特性に関しては、雑音源２９１からノイズ経路２９４と適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３を経由して減算器２０３に至る経路を等しくすることができる。しかし、ノイズ経路２９４の特性に起因する遅延特性への影響は、適応フィルタの特性変更によって対応できない。適応フィルタ２０４が、負の遅延特性を実現できないためである。
このため、本実施形態では、固定遅延部２０５を導入して、ノイズ経路２９４の特性に起因する遅延特性への影響を相殺する。すなわち、ノイズ経路２９４の特性に起因する遅延特性への影響を相殺できるだけの遅延を、固定遅延部２０５が生じさせる。この結果、遅延特性に関しては、雑音源２９１からノイズ経路２９４と適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３と固定遅延部２０５とを経由して減算器２０３に至る経路を等しくすることができる。固定遅延部２０５は周波数特性に何も影響を与えない。その結果、雑音源２９１からノイズ経路２９４及び適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３及び固定遅延部２０５を経由して減算器２０３に至る経路とは、周波数特性と遅延特性の双方が互いに等しくなる。これにより、減算器２０３の出力において、雑音が完全に消去される。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音消去装置２００は、主信号を遅延させてから、擬似雑音を減算する。雑音消去装置２００は、擬似雑音に生じる遅延に合わせて主信号を遅延させるので、雑音源近傍において参照信号を捕捉できないときでも、擬似雑音の主信号に対する相対的な遅延をゼロにすることができる。このため、雑音消去装置２００は、雑音源近傍において参照信号を捕捉できないときにも十分な雑音消去を達成することができる。
（第３実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第３実施形態としての雑音消去装置３００について、図３を用いて説明する。第２実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置３００は、固定遅延部２０５に代えて可変遅延部３０５を有する点で第２実施形態とは異なる。これらの構成要素以外の構成は第２実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
入力端子２０１は、主信号を可変遅延部３０５に供給する。可変遅延部３０５は、入力端子２０１から供給された主信号をＤサンプル遅延させて、減算器２０３に供給する。減算器２０３の出力は可変遅延部３０５に帰還されている。可変遅延部３０５は、主信号と減算器２０３の出力を用いて、減算器２０３の出力パワーが最小となるように、遅延サンプル数Ｄを調整する。
図４に、可変遅延部３０５の内部構成を示す。可変遅延部３０５は、遅延素子４０１１、４０１２、・・・、４０１ｎ−１と、選択部４１１と、制御部４１２とを備える。遅延素子４０１１、４０１２、・・・、４０１ｎ−２は、供給された信号をそれぞれ１サンプルずつ遅延させて、次の遅延素子に供給する。遅延素子４０１１、４０１２、・・・、４０１ｎ−１は、また、出力を選択部４１１へ供給する。選択部４１１は、供給された信号のうちの一つを選択して、出力する。選択部４１１が、遅延素子４０１Ｄを選択して出力するとき、可変遅延部３０５は主信号をＤサンプル遅延させることになる。
制御部４１２は、供給された信号を用いて可変遅延部３０５の遅延すべきサンプル数を計算し、その情報を選択部４１１に供給する。選択部４１１は、制御部４１２から供給された情報に対応した遅延素子の出力を選択して、出力する。
制御部４１２が遅延すべきサンプル数Ｄを決定する手続きとしては、Ｄ．Ｍ．Ｅｔｔｅｒ ｅｔ ａｌ．，″Ｓｙｓｔｅｍ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ ａｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ Ｆｉｌｔｅｒ，″ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ｐｐ．７７０−７７４，Ｊｕｌｙ １９８７．に開示されている適応遅延フィルタ（ＡＤＦ：Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ Ｆｉｌｔｅｒ）を利用することができる。ＡＤＦは、利得を固定した複数の遅延を用いて誤差を観測し、他の誤差とは最も異なる誤差に対応した遅延を選択する。遅延決定時の利得は任意の値に設定可能であるため、利得が１に設定されればＡＤＦを本実施形態にそのまま適用することができる。
さらに、減算器２０３の出力は、可変遅延部３０５の動作とは無関係な音声を含む。したがって、雑音消去装置３００は、可変遅延部３０５と適応フィルタ２０４を制御するタイミングを、音声のパワーが十分に小さいとき（所定の閾値以下の場合）に限定するとよい。このような選択的な制御を可変遅延部３０５と適応フィルタ２０４に適応することによって、雑音消去装置３００は、より正確な遅延の制御と適応フィルタ係数の更新を行うことができる。
雑音消去装置３００は、音声のパワーが十分に小さいか否かを、特許文献１に開示されたＳＮＲ推定方法によって求めたＳＮＲを用いて判断することができる。ＳＮＲが高いときには音声パワーが雑音パワーに対して大きく、ＳＮＲが低いときには音声パワーが雑音パワーに対して小さい。これ以外にもＳＮＲ推定方法が知られており、雑音消去装置３００は、それらのいずれの方法を用いても、音声のパワーが十分に小さいときを検出することができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を推定し、十分な雑音消去を達成することのできる信号処理を実現することができる。
（第４実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第４実施形態としての雑音消去装置５００について、図５及び図６を用いて説明する。第３実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置５００は、可変遅延部３０５に代えて可変遅延部５０５を有する点で第３実施形態とは異なる。これらの構成要素以外の構成は第３実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
可変遅延部５０５には、外部から設定できる遅延の最大値Ｄｍａｘが供給されている。可変遅延部５０５は、可変遅延部３０５と同様の動作によって遅延サンプル数Ｄを求め、この値と遅延の最大値Ｄｍａｘのうち小さい方の値に相当した遅延を入力信号に与えて、出力する。
図６に、可変遅延部５０５の構成例を示す。図４に示した可変遅延部３０５の構成例と比較して、制御部４１２が制御部６１２で置換され、制御部６１２に遅延の最大値Ｄｍａｘが供給されている点で可変遅延部３０５とは異なる。これらの構成要素以外の構成は可変遅延部３０５と同様であるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部６１２は、供給された信号を用いて可変遅延部５０５の遅延すべきサンプル数を計算し、その値を遅延の最大値Ｄｍａｘと比較する。制御部６１２は、計算された遅延がＤｍａｘよりも小さいときは計算された遅延を選択部４１１に供給し、Ｄｍａｘよりも大きいときはＤｍａｘを選択部４１１に供給する。
可変遅延部５０５は、入力端子２０１から出力端子２０６に至る経路の遅延量の上限値を制限する。したがって、出力端子２０６における強調信号の遅延量を小さくすることができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音消去装置５００は、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を推定し、強調信号の遅延量を小さく保ちながら、十分な雑音消去を達成できる。
（第５実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第５実施形態としての雑音消去装置７００について、図７及び図８を用いて説明する。第３実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置７００は、可変遅延部３０５に代えて可変遅延部７０５を有し、さらに制御部７０７を有する点で第３実施形態とは異なる。これらの構成要素以外の構成は第３実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
図８に、可変遅延部７０５の構成例を示す。可変遅延部７０５は、図４に示した可変遅延部３０５から制御部４１２を削除した構成となっている。制御部４１２が供給していた選択部４１１の制御信号を、外部から直接供給する。制御部４１２の機能は、可変遅延部７０５の外部にある制御部７０７が実現する。制御部７０７は、適応フィルタ７０４からフィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）を受けて最適な遅延サンプル数Ｄを求め、これを可変遅延部７０５に供給する。
続いて、制御部７０７が、フィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）を用いて遅延サンプル数Ｄ（ｋ）を決定する過程について説明する。簡単のために、フィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）のタップ数Ｍは、ノイズ経路２９３のインパルス応答のタップ数と等しいと仮定する。
可変遅延部７０５の与える遅延サンプル数Ｄがノイズ経路２９４に対応した遅延サンプル数に等しいときに、適応フィルタ７０４の係数値はノイズ経路２９３のインパルス応答に一致する。また、Ｄがノイズ経路２９４に対応した遅延サンプル数よりも大きいときは、適応フィルタ７０４の係数値は、その先頭部（遅延が少ない入力信号サンプルに対応する部分）においてゼロになる。同時に、ノイズ経路２９３のインパルス応答の最後尾は、適応フィルタ７０４では実現されない。さらに、Ｄがノイズ経路２９４に対応した遅延サンプル数よりも小さいときは、適応フィルタ７０４の係数値は、ノイズ経路２９３のインパルス応答の先頭部を除いた部分に一致する。すなわち、ノイズ経路２９３のインパルス応答の先頭部は、適応フィルタ７０４では実現されない。したがって、適応フィルタ７０４のタップ数とノイズ経路２９３のインパルス応答のタップ数が等しいときは、可変遅延部７０５に与える遅延サンプル数がノイズ経路２９４に対応した遅延サンプル数に等しいとき、減算器２０３の出力において消去される雑音量が最大となる。つまり、完璧な雑音消去が達成される。
したがって、可変遅延部７０５によってＤの値が増加すると、その増分に対応して、適応フィルタ７０４のカバーするノイズ経路２９３のインパルス応答部分は、左（遅延の減少する方向）にシフトする。反対に、Ｄの値が減少すると、その減少分に対応して、適応フィルタ７０４のカバーするノイズ経路２９３のインパルス応答部分は、右（遅延の増加する方向）にシフトする。
Ｄの値が増加したときには、適応フィルタ７０４がこれまでカバーしてきたノイズ経路２９３のインパルス応答における最後尾の係数の代わりに、同インパルス応答における先頭の一つ左の係数が適応フィルタ７０４によってカバーされることになる。係数一つ当たりの雑音消去量は、入力信号サンプル値が等しい場合には、係数絶対値に比例する。すなわち、最後尾の係数絶対値よりも先頭の一つ左の係数絶対値が大きいならば雑音消去量が増加し、小さいならば雑音消去量が減少することになる。
同様に、Ｄの値が減少したときには、適応フィルタ７０４がこれまでカバーしてきたノイズ経路２９３のインパルス応答の先頭の係数の代わりに、同インパルス応答の最後尾の一つ右の係数が適応フィルタ７０４によってカバーされることになる。すなわち、先頭の係数絶対値よりも最後尾の一つ右の係数絶対値が大きいならば雑音消去量が増加し、小さいならば雑音消去量が減少することになる。
これらをまとめると、次のことがわかる。制御部７０７は、Ｄの増減によって適応フィルタ７０４がカバーしなくなる係数の絶対値と新たにカバーすることになる係数の絶対値を比較して、より大きな係数絶対値に対応した係数を適応フィルタ７０４がカバーすることによって、雑音消去量を最大化できる。
この考え方を適用して、本実施形態では制御部７０７が遅延サンプル数Ｄ（ｋ）を決定する。既に説明したように、制御部７０７は、本来は適応フィルタ７０４がカバーしなくなる係数絶対値と新たにカバーする係数絶対値を比較するべきであるが、後者の値は遅延サンプル数の決定時点では不明である。このため、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭部の係数値と最後尾の係数値を、これらの値の推定値として代用する。具体的には、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭部係数値と最後部係数値を絶対値で比較して、大きな方がより重要であり、雑音消去に大きく貢献すると判断する。ノイズ経路２９３のインパルス応答及びこれを近似する適応フィルタ７０４の係数絶対値の包絡線は滑らかに減衰することが知られている。したがって、適応フィルタ７０４の先頭部係数値が最後部係数値より大きければ、先頭部の左側（インパルス応答で遅延の少ない側）の係数値は最後部右側（インパルス応答で遅延の多い側）の係数値よりも大きいことが期待される。このために、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭部係数値と最後部係数値の大きさを評価して、どちらに新たな係数を配置するかを判断する。
まとめると、本実施形態では、制御部７０７が、適応フィルタ７０４の先頭部係数と最後部係数の雑音消去に対する貢献度（＝重要度）を評価し、先頭部がより重要なときはＤ（Ｋ）を増加し、最後部が重要なときはＤ（ｋ）を減少させるように、可変遅延部７０５を制御する。この重要度の指標としては、係数絶対値、係数２乗値、これらの時間平均値、さらに空間平均値、隣接係数値（現在適応フィルタがカバーする範囲外の係数）、あるいはこれらの組合せなどが用いられても良い。
これまで簡単のために、フィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）のタップ数Ｍは、ノイズ経路２９３のインパルス応答のタップ数と等しいと仮定して、本実施形態について説明してきた。この仮定が成立せず、適応フィルタ７０４がＭ以上のタップ数Ｍｏ（Ｍｏ＞Ｍ）を有しているとき、Ｍタップ以外の係数値はゼロに収束する。また、Ｍ以下のタップ数Ｍｕ（Ｍｕ＜Ｍ）しか有していないときには、適応フィルタ７０４の先頭部と最後尾の係数絶対値は、ゼロ以上の値となる。後者の場合、適応フィルタ７０４の係数が不足しているので、限られた数の係数によって最大の雑音消去量を達成することが課題となる。いずれの場合でも、制御部７０７は、適応フィルタ７０４のタップ数がノイズ経路２９３のインパルス応答のタップ数と等しいときと同様に、適応フィルタ７０４の先頭部係数値と最後部係数値の大きさを評価して、どちらに新たな係数を配置するかを判断する。
［先頭部係数と最後部係数の大小比較と遅延の計算：係数２乗値又は絶対値の総和比較による方法］
複数の適応フィルタの部分係数に関する大きさ比較の具体的な方法については、特開平０６−３１８８８５号公報を参照することができる。特開平０６−３１８８８５号公報は、帯域分割適応フィルタにおいて、異なった２帯域の適応フィルタ間で、適応フィルタの最後部係数値の大きさ比較を行う方法について開示している。この方法において、２適応フィルタの最後部係数値の代わりに、本実施形態では、適応フィルタ７０４の先頭部係数値と最後部係数値に対して大きさ比較を行うことができる。
具体的には、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭部フィルタ係数と最後部フィルタ係数のそれぞれｐタップに関して係数２乗総和を求め、これを比較する。ここに、ｐは自然数である。制御部７０７は、ｐ＝１のときは、先頭係数の２乗値と最後尾係数の２乗値を比較することになる。これらの比較において、係数２乗値の代わりに係数絶対値が用いられてもよい。ｐが大きくなるにつれて、フィルタ係数の包絡線からの分散を補償する効果が大きくなり、制御部７０７は安定的な比較を行うことができる。
さらに、特開平０６−３１８８８５号公報は、上記係数２乗値総和の時間平均をとってから比較する方法も、開示している。平均化操作の適用によって、係数値の統計的不確定性による影響を低減することができ、正確な遅延サンプル数Ｄを求めることができる。
［先頭部係数と最後部係数の大小比較と遅延の計算：係数２乗値又は絶対値の包絡線傾斜による方法］
これまでに説明した遅延サンプル数Ｄの計算は、適応フィルタ７０４の先頭部と最後部の係数値を用いて行っている。制御部７０７は、遅延サンプル数Ｄの計算を、係数包絡線の傾斜から新たに配置する係数値を推定して行うこともできる。包絡線は、係数絶対値の包絡線でもよいし、係数２乗値の包絡線でもよい。制御部７０７は、係数包絡線の傾斜を適応フィルタ７０４の先頭係数と最後尾係数に適用すると、先頭部の一つ左の係数値と最後尾の一つ右の係数値の推定値を求めることができる。
具体的には、制御部７０７は、先頭係数又は最後尾係数の２乗値又は絶対値から、２乗係数値又は係数絶対値包絡線の傾斜（１タップ分に相当する２乗係数値又は係数絶対値変化分）を減算する。これにより、制御部７０７は、先頭部の一つ左と最後尾の一つ右の係数２乗値又は係数絶対値の推定値を求める。これらの推定値が大きいほうが、遅延サンプル数Ｄの増減によって新たにカバーされるべき係数である。この係数が、適応フィルタ７０４の先頭側であればＤを増加させ、最後部側であればＤを減少させる。
また、先頭部と最後部の新係数推定値のいずれかが現在の先頭部と最後部の係数値のいずれかよりも大きいとき、制御部７０７は、その大きい係数値を適応フィルタ７０４で新たにカバーするようにＤの値を決定する。
制御部７０７は、先頭部の一つ左の係数値と最後尾の一つ右の係数値の推定値を求めるに当って、包絡線の傾斜の他に先頭の係数値と最後尾の係数値が必要となる。これらの値としては、その時点における適応フィルタ７０４の先頭と最後尾の係数２乗値又は係数絶対値が利用されても良い。また、係数値自体が変動していることを考慮すると、これらの絶対値の時間平均が用いられることにより、係数値の推定精度を高くすることができる。
制御部７０７は、時間平均だけではなく、空間的な平均（フィルタのタップ方向の平均）をとることも有効である。たとえば、制御部７０７は、先頭と最後尾ｐタップの係数２乗値又は係数絶対値平均をとり、これらの値を先頭の係数値と最後尾の係数値の推定値とすることができる。また、このような平均値は計算対象としたｐタップの中間に位置する係数値をあらわすので、制御部７０７は、さらに係数包絡線の傾斜を用いて補正してから、先頭の係数値と最後尾の係数値の推定値として用いることもできる。傾斜を用いた具体的な補正は、次の手順によることができる。
制御部７０７は、まず、ｐタップ分の係数２乗値又は絶対値を平均して、ｐタップの中間に位置する係数２乗値又は絶対値の推定値を求める。制御部７０７は、この推定値から、係数２乗値又は絶対値包絡線の傾斜とｐ／２の積を減算し、これを適応フィルタ７０４の先頭と最後尾の係数２乗値又は係数絶対値とする。制御部７０７は、これらの係数値から係数包絡線の傾斜をさらに減算すると、先頭部の一つ左の係数値と最後尾の一つ右の係数値の推定値を求めることができる。
また、先頭の係数値と最後尾の係数値の推定値を求める手続きにおいて、制御部７０７は、係数２乗値又は絶対値包絡線の傾斜とｐ／２の積を減算する代わりに、傾斜とｐ／２＋１の積を減算することもできる。制御部７０７は、この減算結果を用いることで、先頭部の一つ左の係数値と最後尾の一つ右の係数値の推定値を直接求めることができ、演算量の低減を達成することができる。
［係数包絡線の推定方法］
係数２乗値又は係数絶対値包絡線は、次の手順で求めることができる。制御部７０７は、まず、適応フィルタ７０４の先頭と最後尾の係数２乗値又は係数絶対値に関して、ｐタップ分の平均を求める。制御部７０７は、さらに隣接するｐタップに対して同じ計算を行う。制御部７０７は、これら２つの平均値の差分を先頭側と最後尾側でそれぞれ求め、それをｐで除することで、先頭側と最後尾側の係数２乗値又は係数絶対値包絡線を得ることができる。
あるいは、制御部７０７は、これらのｐタップ分の係数２乗値又は係数絶対値に対応する回帰曲線を求め、その回帰曲線を包絡線とすることができる。回帰曲線の次数は様々な値に設定可能であるが、その回帰曲線の一次近似によって得られる直線の傾きが、求める包絡線の傾斜となる。
さらに、制御部７０７は、回帰曲線の計算にあたっては、予め正の係数値から得られる係数２乗値又は係数絶対値の集合と、負の係数値から得られる集合を別々に扱って回帰曲線を求め、それらを統合あるいは選択することによって得られる回帰曲線を包絡線とすることもできる。
また、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭と最後尾にｐタップの区間を選択したときの両端の係数２乗値又は係数絶対値の差分をｐで除することで、包絡線を得ることも可能である。制御部７０７は、両端の係数２乗値又は係数絶対値の時間平均を用いることで、係数値の統計的不確定性の影響を排除することもできる。この方法は、演算量が少ない、最も簡単な計算法であるという特徴がある。
［遅延の初期値と収束の高速化］
遅延サンプル数Ｄの推定が開始される際には、その初期値は適応フィルタ７０４の有するタップ数の半分、すなわちＭ／２とすることがよい。これは、Ｄの変化で適応フィルタ７０４のカバーする範囲が左に移動しても右に移動しても、同等に対応できる初期値である。Ｄの値の推定値が事前に得られるときには、その推定値を初期値とすることがよい。また、遅延の最大値Ｄｍａｘが与えられるときには、Ｄｍａｘと０の中間であるＤｍａｘ／２とすることがよい。
遅延サンプル数Ｄが、初期値からスタートして最適値に到達するまでに必要な時間（収束時間）は、できる限り短いことが望ましい。収束時間の短縮については、帯域分割適応フィルタにおいて最適なタップ数を配分する問題に関して、特開平０８−０７９１３７号公報及び特開平１１−３５５１８２号公報に開示されている。本実施形態においても、特開平０８−０７９１３７号公報及び特開平１１−３５５１８２号公報に開示された方法を、適応フィルタ７０４の先頭部と最後部の係数に対して、そのまま適用することができる。
特開平０８−０７９１３７号公報は、係数が配分される帯域分割適応フィルタ（帯域）の偏りを利用して、一回に再配分する係数の数（再配分数）を制御する方法を開示している。特定の適応フィルタ（帯域）に連続して係数が配分されるときに、再配分数を増加させ、係数が配分される適応フィルタ（帯域）が平均的に変化するときに、再配分する係数の数を減少させる。
本実施の形態では、遅延サンプル数Ｄが連続して増加したり、減少したりするときに、Ｄの変化量を増加させ、反対に、Ｄが増加したり減少したりして、一方向に連続的に変化しないときには、Ｄの変化量を減少させる。Ｄの変化量の最小値は１であり、最大値は任意の値に設定可能である。また、制御部７０７は、連続的な変化を観測する代わりに、一方向への変化の確率を評価することもできる。たとえば、制御部７０７は、連続する１０回の変化において、７回以上（０．７以上の確率）でＤが増加したら、変化量を増加させ、７回以下のときは、変化量を減少させる。
特開平１１−３５５１８２号公報は、係数値の包絡線を求め、包絡線の傾斜を用いて最適な係数の数を推定し、これを仮の最適な係数の数とする方法を開示している。包絡線は、係数絶対値の包絡線でもよいし、係数２乗値の包絡線でもよい。この仮の最適な係数の数を初期値として、係数の数がさらに最適化される。仮の最適な係数の数が求められるまでは、別の初期値が用いられて、係数の配分が行われる。
本実施の形態の雑音消去装置７００は、適応フィルタ７０４の先頭部と最後部の係数の包絡線を求め、包絡線の傾斜を用いて追加で必要な係数の数を推定する。雑音消去装置７００は、追加で必要な係数の数は、包絡線がゼロと交差する位置から求めることができる。雑音消去装置７００は、このようにして追加で必要な係数の数を、先頭部と最後部に対して求める。このようにして求めた２つの値を平均化したものが、遅延サンプル数Ｄの最適値となる。したがって、雑音消去装置７００は、これを初期値に設定して、Ｄの最適化を再度開始する。
また、雑音消去装置７００は、両者の平均の代わりに、実際の雑音消去への貢献が最大となるようなＤを決定することもできる。その場合、雑音消去装置７００は、先頭部と最後部に対応した追加で必要な係数の数を用いて、包絡線と横軸で囲まれる面積を計算し、この面積がほぼ等しくなるような値を、追加で必要な新たな係数の数とする。雑音消去装置７００は、これらの値の平均をとり、その平均値を遅延サンプル数Ｄの値として、Ｄの最適化を再度開始する。
なお、ここで説明した平均値を求める計算では、最後部の追加で必要な係数の数は負の値、先頭部の追加で必要な係数の数は正の値として用いられる。これは、Ｄの値が増加すると、適応フィルタ７０４のカバーするインパルス応答は先頭部の左側に、減少すると、最後尾の右側に移動するためである。
既に第３実施形態で説明したように、雑音消去装置７００は、可変遅延部７０５と適応フィルタ２０４を制御するタイミングを、音声のパワーが十分に小さいときに限定してもよい。雑音消去装置７００は、このような選択的な制御を可変遅延部７０５と適応フィルタ７０４に適応することによって、より正確な遅延の制御と適応フィルタ係数の更新を行うことができる。
さらに、雑音消去装置７００は、収束の高速化を選択的に適用することもできる。例えば、雑音消去装置７００は、高速化を適用してＤの変化量が小さくなってきたら、Ｄの変化量を１に固定する。このように、雑音消去装置７００は、高速化を初期だけ適用することで、遅延の推定を短時間で安定して行うことができる。
（第６実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第６実施形態としての雑音消去装置９００について、図９乃至図１１を用いて説明する。第５実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置９００は、制御部７０７に代えて制御部９０７を有し、適応フィルタ７０４に代えて適応フィルタ９０４を有する点で第５実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第５実施形態と同様であるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部９０７は、適応フィルタ９０４からフィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）を受けて最適な遅延サンプル数Ｄを求め、これを可変遅延部７０５に供給する。また、制御部９０７は、新たに求めた遅延サンプル数Ｄ（ｋ）と直前に求めた遅延サンプル数Ｄ（ｋ−１）の差ΔＤ（ｋ）を求めて、適応フィルタ９０４に帰還する。すなわち、以下の（数式８）が成り立つ。
適応フィルタ９０４は、制御部９０７から供給されたΔＤ（ｋ）を用いて、係数値のシフトを行う。適応フィルタ９０４における係数シフトの様子を、図１０及び図１１に示す。図１０は、遅延Ｄ（ｋ）が減少した（ΔＤ（ｋ）＝−１）場合の係数シフトの様子を表わしており、図１１は、遅延Ｄ（ｋ）が増加した（ΔＤ（ｋ）＝＋１）場合にそれぞれ対応した係数シフトの様子を表す。
図１０において、シフト部１００１は、ｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（ｋ，Ｍ−１）であった係数値をシフトして、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（ｋ，Ｍ−１）、０とする。これらの係数値は、それぞれ、積算部１００２でｘＲ（ｋ）〜ｘＲ（ｋ−Ｍ＋１）と積算される。加算部１００３は、積算値の総和を取って、ｎ１（ｋ）として出力する。
図１１において、シフト部１００１は、ｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（ｋ，Ｍ−１）であった係数値をシフトして、０、ｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（（ｋ，Ｍ−２）とする。これらの係数値は、それぞれ、積算部１００２でｘＲ（ｋ）〜ｘＲ（ｋ−Ｍ＋１）と積算される。加算部１００３は、積算値の総和を取って、ｎ１（ｋ）として出力する。
図１０、図１１では、｜ΔＤ（ｋ）｜＝１の場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、シフト部１００１のシフト量｜ΔＤ（ｋ）｜は２以上であってもよい。たとえば、遅延Ｄ（ｋ）がｄ減少した（ΔＤ（ｋ）＝−ｄ）場合、シフト前にｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（（ｋ，Ｍ−１）であった係数値は、シフト後にｗ（ｋ，ｄ）、．．．、ｗ（（ｋ，Ｍ−１）、０、．．．、０となる。一方、遅延Ｄ（ｋ）がｄ増加した（ΔＤ（ｋ）＝＋ｄ）場合、シフト前にｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（ｋ，Ｍ−１）であった係数値は、シフト後に０、．．．、０、ｗ（ｋ，０）、．．．、ｗ（（ｋ，Ｍ−ｄ−１）となる。
（第７実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第７実施形態としての雑音消去装置１２００について、図１２を用いて説明する。第６実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１２００は、制御部９０７に代えて制御部１２０７を有する点で第６実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第６実施形態と同様であるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部１２０７には、外部から設定できる遅延の最大値Ｄｍａｘが供給されている。制御部１２０７は、適応フィルタ９０４から供給された係数に関する情報を用いて遅延サンプル数Ｄ（ｋ）を計算し、その値を遅延の最大値Ｄｍａｘと比較する。遅延サンプル数Ｄ（ｋ）がＤｍａｘよりも小さいときはＤ（ｋ）を可変遅延部７０５に供給し、Ｄｍａｘよりも大きいときはＤｍａｘを、可変遅延部７０５に供給する。可変遅延部７０５は、入力端子２０１から出力端子２０６に至る経路の遅延の最大量を制限する。したがって、出力端子２０６における強調信号の遅延量を小さくすることができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を推定し、強調信号の遅延量を小さく保ちながら、十分な雑音消去を達成できる。
（第８実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第８実施形態としての雑音消去装置１３００について、図１３を用いて説明する。第６実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１３００は、制御部９０７に代えて制御部１３０７を、適応フィルタ９０４に代えて適応フィルタ１３０４を有する点で第６実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第６実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部１３０７は、入力端子２０２から参照信号を受け、適応フィルタ１３０４から係数ベクトルＷ（ｋ）を受けて最適な遅延サンプル数Ｄ（ｋ）を求め、これを可変遅延部７０５に供給する。また、制御部１３０７は、新たに求めた遅延サンプル数Ｄ（ｋ）と直前に求めた遅延サンプル数Ｄ（ｋ−１）の差ΔＤ（ｋ）を求めて、適応フィルタ１３０４に帰還する。さらに、制御部１３０７は、参照信号、係数ベクトルＷ（ｋ）、ΔＤ（ｋ）を用いて最前部又は最後部に新たに設定される係数値の初期値を求め、適応フィルタ１３０４に供給する。
適応フィルタ１３０４は、制御部１３０７から供給されたΔＤ（ｋ）を用いて、係数値のシフトを行う。また、適応フィルタ１３０４は、係数値のシフトによって初期値が得られない最前部又は最後部に新たに設定される係数の初期値として、制御部１３０７から供給された値を設定する。
［最前部と最後部の係数値の初期値設定］
上述の第６実施形態では、図１０及び図１１において、それぞれ最前部と最後部の係数値は、遅延サンプル数Ｄ（ｋ）に変更が加えられた後、０を初期値として係数更新が開始された。これに対し、本実施形態では、これらの係数の初期値に関しても、他の係数のように適切な値が設定されてから係数更新が開始される。これにより、係数収束の高速化、及び遅延サンプル数収束時間の短縮をはかることができる。
制御部１３０７は、適応フィルタ１３０４の最前部又は最後部に新たに付加されることに相当する係数の初期値を、係数２乗値又は絶対値の包絡線を用いて、決定することができる。これら新たに付加されることに相当する係数も、包絡線に従うと近似的に考えることができるからである。
制御部１３０７は、第５実施形態で説明した方法で求めた包絡線を１タップ分外挿すれば、その値が新たに付加されることに相当する係数の期待値（推定値）になる。制御部１３０７は、包絡線を直線で近似している場合には、適応フィルタ１３０４の最前部又は最後部の係数値（２乗値又は絶対値）から、直線の傾きを減算すればよい。
このようにして求められた新たに付加されることに相当する係数の期待値は、あくまでもその２乗値又は絶対値であることに注意する必要がある。制御部１３０７は、２乗値である場合にはその平方根を、絶対値である場合にはそのままの値に符号を組み合わせた値を、係数値の初期値として利用することができる。続いて、新規係数の符号の求め方について説明する。
［新規係数の符号の求め方］
現在の適応フィルタ１３０４の出力と減算器２０３の出力は、（数式９）と（数式１０）で表される。
〈ΔＤ（ｋ）＝＋１、遅延が増加、係数値は右へシフト（番号が＋１）する場合〉
適応フィルタ１３０４の出力と減算器２０３の出力は、（数式１１）と（数式１２）で表される。
遅延Ｄ（ｋ）の制御で、誤差が減少しなければいけないので、（数式１３）が成立する。
等価的に、（数式１４）が成立する。
（数式１４）に（数式１１）と（数式１２）とを適用すると、以下の（数式１５）を得る。
（数式１５）の右辺は既知の値であり、左辺も第３項を除いて既知である。さらにｘＲ（ｋ）が符号も含めて既知、ｗ（ｋ，−１）の推定値が利用できるので、制御部１３０７は、（数式１５）からｗ（ｋ，−１）の符号を決定することができる。
〈ΔＤ（ｋ）＝−１、遅延が減少、係数値は左へシフト（番号が−１）する場合〉
適応フィルタ１３０４の出力と減算器２０３の出力は、以下の（数式１６）と（数式１７）で表される。
遅延Ｄ（ｋ）の制御で、誤差が減少しなければいけないので、（数式１８）が成立する。
等価的に、以下の（数式１９）が成立する。
（数式１９）に（数式１６）と（数式１７）を適用すると、以下の（数式２０）が得られる。
（数式２０）の右辺は既知の値であり、左辺も第３項を除いて既知である。さらにｘＲ（ｋ−Ｍ＋１）が符号も含めて既知、ｗ（ｋ，Ｍ）の推定値が利用できるので、制御部１３０７は、（数式２０）からｗ（ｋ，Ｍ）の符号を決定することができる。
また、制御部１３０７は、ｗ（ｋ，−１）及びｗ（ｋ，Ｍ）に対して正と負の両符号を適用して、数式（１２）又は（数式１７）のｅ１＋（ｋ）又はｅ１−（ｋ）を２通り計算し、これらを比較して小さい方に対応した符号をｗ（ｋ，−１）及びｗ（ｋ，Ｍ）の符号とすることもできる。
［数式（１１）及び（数式１６）の計算における演算量削減］
１サンプル周期前の適応フィルタ１３０４の出力ｎ１（ｋ−１）は、数式（２１）で与えられる。
（数式２１）を数式（１１）に適用すると、ｎ１＋（ｋ）は（数式２２）で与えられる。
ただし、係数更新ステップサイズが十分に小さく、ｋが１変化する間の係数値の変化が無視できると仮定した。すなわち、ｗ（ｋ−１，ｊ）＝ｗ（ｋ，ｊ），ｊ＝−１，０，１，．．．，Ｍである。（数式２２）の右辺第２項は過去に求めた値で既知なので、制御部１３０７は、新たに右辺第３項を計算することで、異なったｗ（ｋ，−１）の符号に対して、｜ｅ１＋（ｋ）｜又はｅ１＋ ２（ｋ）の評価を行うことができる。
同様にして、１サンプル周期後の適応フィルタ１３０４の出力ｎ１（ｋ＋１）は、数式（２３）で与えられる。
（数式２３）を数式（１６）に適用すると、ｎ１−（ｋ）は（数式２４）で与えられる。
ただし、（数式２２）と同様に、ｗ（ｋ，ｊ）＝ｗ（ｋ＋１，ｊ），ｊ＝−１，０，１，．．．，Ｍと仮定した。
（数式２４）の右辺第１項は１サンプル周期後に求められる値である。従って、制御部１３０７は、遅延サンプル数Ｄ（ｋ）の計算を、１サンプル周期遅延させることで、ｎ１（ｋ＋１）を利用することができる。このとき、制御部１３０７は、（数式２４）において、新たに右辺第２項を計算するだけで、異なったｗ（ｋ，Ｍ）の符号に対して、｜ｅ１−（ｋ）｜又はｅ１− ２（ｋ）の評価を行うことができる。
既に第３実施形態で説明したように、可変遅延部７０５と適応フィルタ１３０４が制御されるタイミングは、音声のパワーが十分に小さいときに限定されるとよい。このような選択的な制御が可変遅延部７０５と適応フィルタ１３０４に適応されることによって、より正確な遅延の制御と適応フィルタ係数の更新が行われる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を少ない演算量で推定し、十分な雑音消去を達成できる。
（第９実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第９実施形態としての雑音消去装置１４００について、図１４を用いて説明する。第８実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１４００は、制御部１３０７に代えて制御部１４０７を有する点で異なる。これらの構成要素以外の構成は第８実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部１４０７には、外部から設定できる遅延の最大値Ｄｍａｘが供給されている。制御部１４０７は、入力端子２０２から参照信号を、適応フィルタ１３０４から係数ベクトルＷ（ｋ）を受けて最適な遅延サンプル数Ｄ（Ｋ）を求め、その値を遅延の最大値Ｄｍａｘと比較する。制御部１４０７は、遅延サンプル数Ｄ（Ｋ）がＤｍａｘよりも小さいときはＤ（Ｋ）を可変遅延部７０５に供給し、Ｄｍａｘよりも大きいときはＤｍａｘを、可変遅延部７０５に供給する。可変遅延部７０５は、入力端子２０１から出力端子２０６に至る経路の遅延の最大量を制限する。したがって、出力端子２０６における強調信号の遅延量を小さくすることができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を少ない演算量で推定し、強調信号の遅延量を小さく保ちながら、十分な雑音消去を達成できる。
（第１０実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第１０実施形態としての雑音消去装置１５００について、図１５を用いて説明する。第３実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１５００は、可変遅延部３０５に代えて適応フィルタ１５０５を有する点で第３実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第３実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
適応フィルタ１５０５には、入力端子２０１から主信号が供給されている。適応フィルタ１５０５は、主信号と係数との畳込みを計算し、その結果を減算器２０３に供給する。減算器２０３は、適応フィルタ１５０５の出力であるフィルタリングされた主信号から適応フィルタ２０４の出力である擬似雑音を減算し、その結果を出力として出力端子２０６に伝達すると同時に適応フィルタ２０４、１５０５に帰還する。
適応フィルタ１５０５は、入力端子２０１から供給される主信号と減算器２０３から帰還される出力を用いて、減算器２０３の出力パワーが最小化されるように、係数を更新する。適応フィルタ１５０５は、係数修正アルゴリズムとして、適応フィルタ２０４の係数修正アルゴリズムとまったく同じものを適用してもよいし、別のアルゴリズムを適用してもよい。
本実施形態では、適応フィルタ２０４がノイズ経路２９３をモデル化し、適応フィルタ１５０５がノイズ経路２９４をモデル化する。すなわち、適応フィルタ１５０５のインパルス応答は、ノイズ経路２９４のインパルス応答に収束する。
既に第３実施形態で説明したように、適応フィルタ２０４、１５０５の係数更新が行われるタイミングは、音声のパワーが十分に小さいときに限定されるとよい。このような選択的な係数更新が適応フィルタ２０４、１５０５に適応されることによって、より正確な遅延の制御と適応フィルタ係数の更新が行われる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの伝達特性が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した伝達特性を推定し、十分な雑音消去を達成できる。
（第１１実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第１１実施形態としての雑音消去装置１６００について、図１６を用いて説明する。第１０実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１６００は、適応フィルタ２０４、１５０５に代えて適応フィルタ１６０４、１６０５を有し、さらに制御部１６０７を有する点で第１０実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第１０実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
適応フィルタ１６０４は、制御部１６０７に係数に関する情報を供給し、第１係数更新制御信号を受ける。適応フィルタ１６０５は、制御部１６０７に係数に関する情報を供給し、第２係数更新制御信号を受ける。制御部１６０７は、適応フィルタ１６０４及び１６０５から供給された係数に関する情報に基づいてこれらの収束程度を評価し、第１と第２係数更新制御信号を発生する。制御部１６０７は、第１係数更新制御信号を適応フィルタ１６０４に供給し、第２係数更新制御信号を適応フィルタ１６０５に供給する。適応フィルタ１６０４及び１６０５は、それぞれ第２係数更新制御信号と第１係数更新制御信号とを受け、これらの信号にしたがって係数更新を制御する。
制御部１６０７は、両者が同時に係数更新を実施することの無いように、第１係数更新制御信号及び第２係数更新制御信号を生成する。たとえば、制御部１６０７は、最初に適応フィルタ１６０４を収束させ、続いて適応フィルタ１６０５を収束させるように、第１係数更新制御信号及び第２係数更新制御信号を生成することができる。そのためには、制御部１６０７が適応フィルタ１６０４の収束程度を評価する必要がある。これは、制御部１６０７が、適応フィルタ１６０４の係数に関する情報を用いて行うことができる。
係数に関する情報を用いた適応フィルタの収束程度評価に関する具体的な方法は、特開平５−２６８１０５号公報に開示されている。ここに開示された方法は、係数の２乗値総和又は絶対値総和の変化量が少なくなると、係数が収束したとみなす方法である。総和の代わりに部分和が用いられても、同様の効果が得られる。
同様に、制御部１６０７は適応フィルタ１６０５の収束程度を評価することもできる。したがって、制御部１６０７は、最初に適応フィルタ１６０５を収束させてから、適応フィルタ１６０４を収束させることができる。また、制御部１６０７は、一方の適応フィルタを収束させている過程で他方の適応フィルタを収束させないばかりでなく、両者の係数更新量を通常量より少ない任意の値に設定するように構成することも可能である。この機能により、制御部１６０７は、適応フィルタ１６０４が通常の７０％の係数更新量で、適応フィルタ１６０５が通常の３０％の係数更新量で、係数更新されるように構成することもできる。制御部１６０７は、両者の係数更新割合は、加算して１００％になるように設定してもよいし、ならないように設定してもよい。
以上、本実施形態では、適応フィルタ１６０４及び１６０５の係数値を用いてそれぞれの収束程度を評価し、収束程度を用いて両者の係数更新を制御する方法について説明した。これらの適応フィルタ１６０４、１６０５の、収束程度の評価方法には、係数値を用いる他にも数々の方法が知られている。本実施形態には、これらのいずれの収束程度評価法でも適用することができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの伝達特性が未知のときにも、雑音源から入力端子に至るノイズ経路に対応した伝達特性を推定し、十分な雑音消去を達成できる。
（他の実施形態）
以上、本発明に係る信号処理装置の複数の実施形態について詳述したが、それぞれの実施形態に含まれる別々の特徴を如何様に組み合わせたシステム又は装置も、本発明の範疇に含まれる。
また、本発明は、複数の機器から構成されるシステムに適用されても良いし、単体の装置に適用されても良い。
さらに、本発明は、上述の実施形態の機能を実現する情報処理プログラムが、システムあるいは装置に直接あるいは遠隔から供給される場合にも適用可能である。したがって、本発明の機能をコンピュータで実現するために、コンピュータにインストールされるプログラム、あるいはそのプログラムを格納した媒体、そのプログラムをダウンロードさせるＷＷＷ（Ｗｏｒｌｄ Ｗｉｄｅ Ｗｅｂ）サーバも、本発明の範疇に含まれる。
以上説明した本発明に基づく信号処理装置は、ソフトウェアによって実現することもできる。すなわち、上述した各実施形態の信号処理装置における各部の処理動作をソフトウェアにおけるステップ又は手続きとして構成することで、信号処理に用いられるプログラムを構成することができる。そのようなプログラムは、信号処理装置あるいは雑音消去装置を構成するＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などのプロセッサで実行される。
さらには、そのようなプログラムからなるプログラムプロダクトあるいはそのようなプログラムを格納した記憶媒体も、本発明の範疇に含まれる。
図１７は、第１実施形態を信号処理プログラムにより構成する場合に、その信号処理プログラムを実行するコンピュータ１７００の構成図である。コンピュータ１７００は、入力部１７０１と、ＣＰＵ１７０２と、出力部１７０３と、メモリ１７０４とを含む。
ＣＰＵ１７０２は、メモリ１７０４に記憶された信号処理プログラムを読み込むことにより、コンピュータ１７００の動作を制御する。すなわち、信号処理プログラムを実行したＣＰＵ１７０２は、ステップＳ１７１１において、主信号及び参照信号を入力する。次に、ＣＰＵ１７０２は、ステップＳ１７１３において、第２信号の発生源から参照信号が入力されるまでの第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、主信号を遅延させて遅延主信号を生成する。ＣＰＵ１７０２は、更にステップＳ１７１５において、推定第１信号に基づいて更新される係数を用いた適応フィルタのフィルタリング処理を施して、擬似第２信号を求める。ＣＰＵ１７０２は、さらに、ステップＳ１７２１において、主信号に混在すると推定される擬似第２信号を前記遅延第１混在信号から減算して、推定所望信号（＝誤差）を出力する。これにより、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
［実施形態の他の表現］
上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
第１信号を入力する第１入力手段と、
前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力する第２入力手段と、
前記第２信号の発生源から前記第２入力手段までの伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成する遅延手段と、
前記第１混在信号を出力する減算手段と、
前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求める適応フィルタと、
を備えたことを特徴とする信号処理装置。
（付記２）
前記遅延手段は、前記推定第１信号の遅延量を制御することを特徴とする付記１に記載の信号処理装置。
（付記３）
前記適応フィルタの前記係数を用いて、前記遅延手段における前記第１混在信号の遅延量を制御することを特徴とする付記１又は２に記載の信号処理装置。
（付記４）
所定の上限値を超えない範囲で前記遅延量を制御することを特徴とする付記２又は３に記載の信号処理装置。
（付記５）
前記適応フィルタは、前記遅延量の変化に応じて前記係数を変更することを特徴とする付記１乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
（付記６）
第１信号を入力し、
前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成し、
前記第２混在信号に混在すると推定される擬似第２信号を求め、
前記擬似第２信号を出力することを特徴とする信号処理方法。
（付記７）
前記推定第１信号を用いて、前記第１混在信号の遅延量を制御することを特徴とする付記６に記載の信号処理方法。
（付記８）
前記適応フィルタの前記係数を用いて、前記第１混在信号の遅延量を制御することを特徴とする付記６又は７に記載の信号処理方法。
（付記９）
所定の上限値を超えない範囲で前記遅延量を制御することを特徴とする付記７又は８に記載の信号処理方法。
（付記１０）
前記遅延量に応じて前記適応フィルタの前記係数を変更することを特徴とする付記６乃至９のいずれか１項に記載の信号処理方法。
（付記１１）
第１信号を入力するステップと、
前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力するステップと、
前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成するステップと、
前記第２混在信号に混在すると推定される前記擬似第２信号を求めるステップと、
前記擬似第２信号を出力するステップと、
をコンピュータに実行させることを特徴とする信号処理プログラム。
実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１０年１０月１２日に出願された日本出願特願２０１０−２３００６２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態としての信号処理装置１００について、図１を用いて説明する。
信号処理装置１００は、第１入力部１０１と第２入力部１０２と減算部１０３と適応フィルタ１０４と遅延部１０５とを含む。ここで、第１入力部１０１は、第１信号発生源１６０からの第１信号と第２信号発生源１７０からの第２信号とが混在した第１混在信号ｘＰ（ｋ）を入力する。また第２入力部１０２は、第１信号と第２信号とが、第１混在信号ｘＰ（ｋ）とは異なる割合で混在した第２混在信号ｘＲ（ｋ）を入力する。さらに、遅延部１０５は、第２信号の発生源１７０から第２入力部１０２までの距離に基づいて、第１混在信号ｘＰ（ｋ）を遅延させて遅延第１混在信号を生成する。減算部１０３は、第１混在信号ｘＰ（ｋ）に混在すると推定される擬似第２信号ｎ（ｋ）を遅延第１混在信号ｘＰ（ｋ）から減算して、推定第１信号ｅ（ｋ）を出力する。さらに適応フィルタ１０４は、第２混在信号ｘＲ（ｋ）に対し、推定第１信号ｅ（ｋ）に基づいて更新される係数を用いて擬似第２信号ｎ（ｋ）を求める。
以上の構成によれば、第２信号の発生源１７０近傍において第２混在信号を捕捉できないときにも十分な第２信号消去を達成することができる。
（第２実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第２実施形態として、劣化信号（所望の信号と雑音とが混合された信号）から、雑音の一部又は全部を消去し、強調信号（所望の信号を強調した信号）を出力する雑音消去装置について説明する。図２は、雑音消去装置（ノイズキャンセラ）２００の全体構成を示すブロック図である。雑音消去装置２００は、たとえばデジタルカメラ、ノートパソコン、携帯電話などといった装置の一部としても機能するが、本発明はこれに限定されるものではなく、入力信号からの雑音消去を要求されるあらゆる情報処理装置に適用可能である。
図２に示すように、本実施形態に係る雑音消去装置２００は、適応フィルタ２０４と、減算器２０３と、固定遅延部２０５とを備え、入力端子２０１、２０２から入力した信号に含まれる雑音の少なくとも一部を消去して出力端子２０６から出力する。また、雑音消去装置２００は、第１信号の発生源としての所望信号源２９０、第２信号の発生源としての雑音源２９１、及び、ノイズ経路２９３、２９４が存在する環境で動作する。この雑音消去装置２００の概略の動作は、消去しようとする雑音と相関のある信号を適応フィルタで変形して擬似雑音を生成し、これを雑音の重畳した音声信号から減算することで、雑音の消去を行うものである。雑音消去装置２００が雑音の混在する音声を遅延させてから擬似雑音を減算する点に特徴がある。
入力端子２０１には、音声と雑音の混在した主信号（第１混在信号）が、サンプル値系列として供給され、雑音消去装置２００は、入力された主信号を固定遅延部２０５に供給する。固定遅延部２０５は、主信号をＤサンプルだけ遅延させて、遅延した主信号を減算器２０３に供給する。ここでＤは、自然数である。
入力端子２０２には、雑音と相関のある参照信号（第２混在信号）が、サンプル値系列として供給され、雑音消去装置２００は、入力された参照信号を、適応フィルタ２０４に供給する。
適応フィルタ２０４には、入力端子２０２から参照信号が供給される。雑音消去装置２００は、入力された参照信号を適応フィルタ２０４に供給する。適応フィルタ２０４は、参照信号とフィルタ係数の畳込み演算を行い、その結果を擬似雑音として減算器２０３に伝達する。
減算器２０３には、入力端子２０１からＤサンプル遅延された主信号が供給される。減算器２０３には、適応フィルタ２０４から擬似雑音が供給される。減算器２０３は、遅延された主信号から擬似雑音を減算し、その結果を出力として出力端子２０６に伝達すると同時に適応フィルタ２０４に帰還する。
適応フィルタ２０４は、入力端子２０２から供給される参照信号と減算器２０３から帰還される出力を用いて、減算器２０３の出力パワーが最小化されるように、係数を更新する。このような適応フィルタの係数修正アルゴリズムとして、特許文献１には、「ＬＭＳアルゴリズム（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）」や「ＬＩＭ（Ｌｅａｒｎｉｎｇ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）」が開示されている。ＬＩＭはまた、正規化ＬＭＳアルゴリズムとも呼ばれる。
固定遅延部２０５によって、雑音源近傍において参照信号を捕捉できないときにも十分な雑音消去を達成することのできる信号処理を実現できるのは、次に示す理由による。まず、参照信号をｘＲ（ｋ）、適応フィルタ２０４の出力をｎ１（ｋ）とする。また、雑音源信号をｎ０（ｋ）、音声源信号をｓ（ｋ）、雑音源から入力端子２０１までの音響経路（ノイズ経路２９３）の特性ベクトル（インパルス応答）をＨ１、雑音源から入力端子２０２までの音響経路（ノイズ経路２９４）の特性ベクトル（インパルス応答）をＨ２と表す。説明を簡単にするために、これらの音響経路は時不変であると仮定し、時間の概念に相当するサンプル番号ｋを省略した。参照信号ベクトルをＸ０（ｋ）、適応フィルタの係数ベクトルをＷ（ｋ）、そのタップ数をＭ、雑音源信号ｎ０（ｋ）の時系列サンプルからなる雑音源信号ベクトルをＮ０（ｋ）、ノイズ経路２９３の特性ベクトルの要素をｈ１（ｊ），ｊ＝０，１，．．．，Ｍ−１、ノイズ経路２９４の特性ベクトルの要素をｈ２（ｊ），ｊ＝０，１，．．．，Ｄ−１とすると、Ｘ０（ｋ）、Ｗ（ｋ）、Ｎ０（ｋ）、Ｈ１、Ｈ２は以下の（数式０）〜（数式４）で表される。
主信号ｘＰ（ｋ）、適応フィルタ２０４の出力ｎ１（ｋ）、参照信号ｘＲ（ｋ）は、以下の（数式５）〜（数式７）で表わされる。
このように、雑音が消去される条件は、適応フィルタ２０４がノイズ経路２９３と等しいインパルス応答を有することである。これは、雑音源２９１から適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３を経由して減算器２０３に至る経路の電気的特性が等しいことを表す。ところが、ノイズ経路２９４が存在するときには、この条件が満たされない。
雑音源近傍において参照信号を捕捉できないときには、ノイズ経路２９４のインパルス応答Ｈ２は１とならない。このため、雑音源２９１からノイズ経路２９４と適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３を経由して減算器２０３に至る経路の電気的特性が等しいときに雑音が完全に消去される。ノイズ経路２９４の特性に起因する周波数特性への影響には、適応フィルタ２０４の周波数特性を変化させることで、対応することができる。すなわち、周波数特性に関しては、雑音源２９１からノイズ経路２９４と適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３を経由して減算器２０３に至る経路を等しくすることができる。しかし、ノイズ経路２９４の特性に起因する遅延特性への影響は、適応フィルタの特性変更によって対応できない。適応フィルタ２０４が、負の遅延特性を実現できないためである。
このため、本実施形態では、固定遅延部２０５を導入して、ノイズ経路２９４の特性に起因する遅延特性への影響を相殺する。すなわち、ノイズ経路２９４の特性に起因する遅延特性への影響を相殺できるだけの遅延を、固定遅延部２０５が生じさせる。この結果、遅延特性に関しては、雑音源２９１からノイズ経路２９４と適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３と固定遅延部２０５とを経由して減算器２０３に至る経路を等しくすることができる。固定遅延部２０５は周波数特性に何も影響を与えない。その結果、雑音源２９１からノイズ経路２９４及び適応フィルタ２０４を経由して減算器２０３に至る経路と、雑音源２９１からノイズ経路２９３及び固定遅延部２０５を経由して減算器２０３に至る経路とは、周波数特性と遅延特性の双方が互いに等しくなる。これにより、減算器２０３の出力において、雑音が完全に消去される。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音消去装置２００は、主信号を遅延させてから、擬似雑音を減算する。雑音消去装置２００は、擬似雑音に生じる遅延に合わせて主信号を遅延させるので、雑音源近傍において参照信号を捕捉できないときでも、擬似雑音の主信号に対する相対的な遅延をゼロにすることができる。このため、雑音消去装置２００は、雑音源近傍において参照信号を捕捉できないときにも十分な雑音消去を達成することができる。
（第３実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第３実施形態としての雑音消去装置３００について、図３を用いて説明する。第２実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置３００は、固定遅延部２０５に代えて可変遅延部３０５を有する点で第２実施形態とは異なる。これらの構成要素以外の構成は第２実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
入力端子２０１は、主信号を可変遅延部３０５に供給する。可変遅延部３０５は、入力端子２０１から供給された主信号をＤサンプル遅延させて、減算器２０３に供給する。減算器２０３の出力は可変遅延部３０５に帰還されている。可変遅延部３０５は、主信号と減算器２０３の出力を用いて、減算器２０３の出力パワーが最小となるように、遅延サンプル数Ｄを調整する。
図４に、可変遅延部３０５の内部構成を示す。可変遅延部３０５は、遅延素子４０１１、４０１２、・・・、４０１ｎ−１と、選択部４１１と、制御部４１２とを備える。遅延素子４０１１、４０１２、・・・、４０１ｎ−２は、供給された信号をそれぞれ１サンプルずつ遅延させて、次の遅延素子に供給する。遅延素子４０１１、４０１２、・・・、４０１ｎ−１は、また、出力を選択部４１１へ供給する。選択部４１１は、供給された信号のうちの一つを選択して、出力する。選択部４１１が、遅延素子４０１Ｄを選択して出力するとき、可変遅延部３０５は主信号をＤサンプル遅延させることになる。
制御部４１２は、供給された信号を用いて可変遅延部３０５の遅延すべきサンプル数を計算し、その情報を選択部４１１に供給する。選択部４１１は、制御部４１２から供給された情報に対応した遅延素子の出力を選択して、出力する。
制御部４１２が遅延すべきサンプル数Ｄを決定する手続きとしては、Ｄ．Ｍ．Ｅｔｔｅｒ ｅｔ ａｌ．，″Ｓｙｓｔｅｍ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ ａｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ Ｆｉｌｔｅｒ，″ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ｐｐ．７７０−７７４，Ｊｕｌｙ １９８７．に開示されている適応遅延フィルタ（ＡＤＦ：Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｌａｙ Ｆｉｌｔｅｒ）を利用することができる。ＡＤＦは、利得を固定した複数の遅延を用いて誤差を観測し、他の誤差とは最も異なる誤差に対応した遅延を選択する。遅延決定時の利得は任意の値に設定可能であるため、利得が１に設定されればＡＤＦを本実施形態にそのまま適用することができる。
さらに、減算器２０３の出力は、可変遅延部３０５の動作とは無関係な音声を含む。したがって、雑音消去装置３００は、可変遅延部３０５と適応フィルタ２０４を制御するタイミングを、音声のパワーが十分に小さいとき（所定の閾値以下の場合）に限定するとよい。このような選択的な制御を可変遅延部３０５と適応フィルタ２０４に適応することによって、雑音消去装置３００は、より正確な遅延の制御と適応フィルタ係数の更新を行うことができる。
雑音消去装置３００は、音声のパワーが十分に小さいか否かを、特許文献１に開示されたＳＮＲ推定方法によって求めたＳＮＲを用いて判断することができる。ＳＮＲが高いときには音声パワーが雑音パワーに対して大きく、ＳＮＲが低いときには音声パワーが雑音パワーに対して小さい。これ以外にもＳＮＲ推定方法が知られており、雑音消去装置３００は、それらのいずれの方法を用いても、音声のパワーが十分に小さいときを検出することができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を推定し、十分な雑音消去を達成することのできる信号処理を実現することができる。
（第４実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第４実施形態としての雑音消去装置５００について、図５及び図６を用いて説明する。第３実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置５００は、可変遅延部３０５に代えて可変遅延部５０５を有する点で第３実施形態とは異なる。これらの構成要素以外の構成は第３実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
可変遅延部５０５には、外部から設定できる遅延の最大値Ｄｍａｘが供給されている。可変遅延部５０５は、可変遅延部３０５と同様の動作によって遅延サンプル数Ｄを求め、この値と遅延の最大値Ｄｍａｘのうち小さい方の値に相当した遅延を入力信号に与えて、出力する。
図６に、可変遅延部５０５の構成例を示す。図４に示した可変遅延部３０５の構成例と比較して、制御部４１２が制御部６１２で置換され、制御部６１２に遅延の最大値Ｄｍａｘが供給されている点で可変遅延部３０５とは異なる。これらの構成要素以外の構成は可変遅延部３０５と同様であるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部６１２は、供給された信号を用いて可変遅延部５０５の遅延すべきサンプル数を計算し、その値を遅延の最大値Ｄｍａｘと比較する。制御部６１２は、計算された遅延がＤｍａｘよりも小さいときは計算された遅延を選択部４１１に供給し、Ｄｍａｘよりも大きいときはＤｍａｘを選択部４１１に供給する。
可変遅延部５０５は、入力端子２０１から出力端子２０６に至る経路の遅延量の上限値を制限する。したがって、出力端子２０６における強調信号の遅延量を小さくすることができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音消去装置５００は、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を推定し、強調信号の遅延量を小さく保ちながら、十分な雑音消去を達成できる。
（第５実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第５実施形態としての雑音消去装置７００について、図７及び図８を用いて説明する。第３実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置７００は、可変遅延部３０５に代えて可変遅延部７０５を有し、さらに制御部７０７を有する点で第３実施形態とは異なる。これらの構成要素以外の構成は第３実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
図８に、可変遅延部７０５の構成例を示す。可変遅延部７０５は、図４に示した可変遅延部３０５から制御部４１２を削除した構成となっている。制御部４１２が供給していた選択部４１１の制御信号を、外部から直接供給する。制御部４１２の機能は、可変遅延部７０５の外部にある制御部７０７が実現する。制御部７０７は、適応フィルタ７０４からフィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）を受けて最適な遅延サンプル数Ｄを求め、これを可変遅延部７０５に供給する。
続いて、制御部７０７が、フィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）を用いて遅延サンプル数Ｄ（ｋ）を決定する過程について説明する。簡単のために、フィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）のタップ数Ｍは、ノイズ経路２９３のインパルス応答のタップ数と等しいと仮定する。
可変遅延部７０５の与える遅延サンプル数Ｄがノイズ経路２９４に対応した遅延サンプル数に等しいときに、適応フィルタ７０４の係数値はノイズ経路２９３のインパルス応答に一致する。また、Ｄがノイズ経路２９４に対応した遅延サンプル数よりも大きいときは、適応フィルタ７０４の係数値は、その先頭部（遅延が少ない入力信号サンプルに対応する部分）においてゼロになる。同時に、ノイズ経路２９３のインパルス応答の最後尾は、適応フィルタ７０４では実現されない。さらに、Ｄがノイズ経路２９４に対応した遅延サンプル数よりも小さいときは、適応フィルタ７０４の係数値は、ノイズ経路２９３のインパルス応答の先頭部を除いた部分に一致する。すなわち、ノイズ経路２９３のインパルス応答の先頭部は、適応フィルタ７０４では実現されない。したがって、適応フィルタ７０４のタップ数とノイズ経路２９３のインパルス応答のタップ数が等しいときは、可変遅延部７０５に与える遅延サンプル数がノイズ経路２９４に対応した遅延サンプル数に等しいとき、減算器２０３の出力において消去される雑音量が最大となる。つまり、完璧な雑音消去が達成される。
したがって、可変遅延部７０５によってＤの値が増加すると、その増分に対応して、適応フィルタ７０４のカバーするノイズ経路２９３のインパルス応答部分は、左（遅延の減少する方向）にシフトする。反対に、Ｄの値が減少すると、その減少分に対応して、適応フィルタ７０４のカバーするノイズ経路２９３のインパルス応答部分は、右（遅延の増加する方向）にシフトする。
Ｄの値が増加したときには、適応フィルタ７０４がこれまでカバーしてきたノイズ経路２９３のインパルス応答における最後尾の係数の代わりに、同インパルス応答における先頭の一つ左の係数が適応フィルタ７０４によってカバーされることになる。係数一つ当たりの雑音消去量は、入力信号サンプル値が等しい場合には、係数絶対値に比例する。すなわち、最後尾の係数絶対値よりも先頭の一つ左の係数絶対値が大きいならば雑音消去量が増加し、小さいならば雑音消去量が減少することになる。
同様に、Ｄの値が減少したときには、適応フィルタ７０４がこれまでカバーしてきたノイズ経路２９３のインパルス応答の先頭の係数の代わりに、同インパルス応答の最後尾の一つ右の係数が適応フィルタ７０４によってカバーされることになる。すなわち、先頭の係数絶対値よりも最後尾の一つ右の係数絶対値が大きいならば雑音消去量が増加し、小さいならば雑音消去量が減少することになる。
これらをまとめると、次のことがわかる。制御部７０７は、Ｄの増減によって適応フィルタ７０４がカバーしなくなる係数の絶対値と新たにカバーすることになる係数の絶対値を比較して、より大きな係数絶対値に対応した係数を適応フィルタ７０４がカバーすることによって、雑音消去量を最大化できる。
この考え方を適用して、本実施形態では制御部７０７が遅延サンプル数Ｄ（ｋ）を決定する。既に説明したように、制御部７０７は、本来は適応フィルタ７０４がカバーしなくなる係数絶対値と新たにカバーする係数絶対値を比較するべきであるが、後者の値は遅延サンプル数の決定時点では不明である。このため、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭部の係数値と最後尾の係数値を、これらの値の推定値として代用する。具体的には、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭部係数値と最後部係数値を絶対値で比較して、大きな方がより重要であり、雑音消去に大きく貢献すると判断する。ノイズ経路２９３のインパルス応答及びこれを近似する適応フィルタ７０４の係数絶対値の包絡線は滑らかに減衰することが知られている。したがって、適応フィルタ７０４の先頭部係数値が最後部係数値より大きければ、先頭部の左側（インパルス応答で遅延の少ない側）の係数値は最後部右側（インパルス応答で遅延の多い側）の係数値よりも大きいことが期待される。このために、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭部係数値と最後部係数値の大きさを評価して、どちらに新たな係数を配置するかを判断する。
まとめると、本実施形態では、制御部７０７が、適応フィルタ７０４の先頭部係数と最後部係数の雑音消去に対する貢献度（＝重要度）を評価し、先頭部がより重要なときはＤ（Ｋ）を増加し、最後部が重要なときはＤ（ｋ）を減少させるように、可変遅延部７０５を制御する。この重要度の指標としては、係数絶対値、係数２乗値、これらの時間平均値、さらに空間平均値、隣接係数値（現在適応フィルタがカバーする範囲外の係数）、あるいはこれらの組合せなどが用いられても良い。
これまで簡単のために、フィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）のタップ数Ｍは、ノイズ経路２９３のインパルス応答のタップ数と等しいと仮定して、本実施形態について説明してきた。この仮定が成立せず、適応フィルタ７０４がＭ以上のタップ数Ｍｏ（Ｍｏ＞Ｍ）を有しているとき、Ｍタップ以外の係数値はゼロに収束する。また、Ｍ以下のタップ数Ｍｕ（Ｍｕ＜Ｍ）しか有していないときには、適応フィルタ７０４の先頭部と最後尾の係数絶対値は、ゼロ以上の値となる。後者の場合、適応フィルタ７０４の係数が不足しているので、限られた数の係数によって最大の雑音消去量を達成することが課題となる。いずれの場合でも、制御部７０７は、適応フィルタ７０４のタップ数がノイズ経路２９３のインパルス応答のタップ数と等しいときと同様に、適応フィルタ７０４の先頭部係数値と最後部係数値の大きさを評価して、どちらに新たな係数を配置するかを判断する。
［先頭部係数と最後部係数の大小比較と遅延の計算：係数２乗値又は絶対値の総和比較による方法］
複数の適応フィルタの部分係数に関する大きさ比較の具体的な方法については、特開平０６−３１８８８５号公報を参照することができる。特開平０６−３１８８８５号公報は、帯域分割適応フィルタにおいて、異なった２帯域の適応フィルタ間で、適応フィルタの最後部係数値の大きさ比較を行う方法について開示している。この方法において、２適応フィルタの最後部係数値の代わりに、本実施形態では、適応フィルタ７０４の先頭部係数値と最後部係数値に対して大きさ比較を行うことができる。
具体的には、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭部フィルタ係数と最後部フィルタ係数のそれぞれｐタップに関して係数２乗総和を求め、これを比較する。ここに、ｐは自然数である。制御部７０７は、ｐ＝１のときは、先頭係数の２乗値と最後尾係数の２乗値を比較することになる。これらの比較において、係数２乗値の代わりに係数絶対値が用いられてもよい。ｐが大きくなるにつれて、フィルタ係数の包絡線からの分散を補償する効果が大きくなり、制御部７０７は安定的な比較を行うことができる。
さらに、特開平０６−３１８８８５号公報は、上記係数２乗値総和の時間平均をとってから比較する方法も、開示している。平均化操作の適用によって、係数値の統計的不確定性による影響を低減することができ、正確な遅延サンプル数Ｄを求めることができる。
［先頭部係数と最後部係数の大小比較と遅延の計算：係数２乗値又は絶対値の包絡線傾斜による方法］
これまでに説明した遅延サンプル数Ｄの計算は、適応フィルタ７０４の先頭部と最後部の係数値を用いて行っている。制御部７０７は、遅延サンプル数Ｄの計算を、係数包絡線の傾斜から新たに配置する係数値を推定して行うこともできる。包絡線は、係数絶対値の包絡線でもよいし、係数２乗値の包絡線でもよい。制御部７０７は、係数包絡線の傾斜を適応フィルタ７０４の先頭係数と最後尾係数に適用すると、先頭部の一つ左の係数値と最後尾の一つ右の係数値の推定値を求めることができる。
具体的には、制御部７０７は、先頭係数又は最後尾係数の２乗値又は絶対値から、２乗係数値又は係数絶対値包絡線の傾斜（１タップ分に相当する２乗係数値又は係数絶対値変化分）を減算する。これにより、制御部７０７は、先頭部の一つ左と最後尾の一つ右の係数２乗値又は係数絶対値の推定値を求める。これらの推定値が大きいほうが、遅延サンプル数Ｄの増減によって新たにカバーされるべき係数である。この係数が、適応フィルタ７０４の先頭側であればＤを増加させ、最後部側であればＤを減少させる。
また、先頭部と最後部の新係数推定値のいずれかが現在の先頭部と最後部の係数値のいずれかよりも大きいとき、制御部７０７は、その大きい係数値を適応フィルタ７０４で新たにカバーするようにＤの値を決定する。
制御部７０７は、先頭部の一つ左の係数値と最後尾の一つ右の係数値の推定値を求めるに当って、包絡線の傾斜の他に先頭の係数値と最後尾の係数値が必要となる。これらの値としては、その時点における適応フィルタ７０４の先頭と最後尾の係数２乗値又は係数絶対値が利用されても良い。また、係数値自体が変動していることを考慮すると、これらの絶対値の時間平均が用いられることにより、係数値の推定精度を高くすることができる。
制御部７０７は、時間平均だけではなく、空間的な平均（フィルタのタップ方向の平均）をとることも有効である。たとえば、制御部７０７は、先頭と最後尾ｐタップの係数２乗値又は係数絶対値平均をとり、これらの値を先頭の係数値と最後尾の係数値の推定値とすることができる。また、このような平均値は計算対象としたｐタップの中間に位置する係数値をあらわすので、制御部７０７は、さらに係数包絡線の傾斜を用いて補正してから、先頭の係数値と最後尾の係数値の推定値として用いることもできる。傾斜を用いた具体的な補正は、次の手順によることができる。
制御部７０７は、まず、ｐタップ分の係数２乗値又は絶対値を平均して、ｐタップの中間に位置する係数２乗値又は絶対値の推定値を求める。制御部７０７は、この推定値から、係数２乗値又は絶対値包絡線の傾斜とｐ／２の積を減算し、これを適応フィルタ７０４の先頭と最後尾の係数２乗値又は係数絶対値とする。制御部７０７は、これらの係数値から係数包絡線の傾斜をさらに減算すると、先頭部の一つ左の係数値と最後尾の一つ右の係数値の推定値を求めることができる。
また、先頭の係数値と最後尾の係数値の推定値を求める手続きにおいて、制御部７０７は、係数２乗値又は絶対値包絡線の傾斜とｐ／２の積を減算する代わりに、傾斜とｐ／２＋１の積を減算することもできる。制御部７０７は、この減算結果を用いることで、先頭部の一つ左の係数値と最後尾の一つ右の係数値の推定値を直接求めることができ、演算量の低減を達成することができる。
［係数包絡線の推定方法］
係数２乗値又は係数絶対値包絡線は、次の手順で求めることができる。制御部７０７は、まず、適応フィルタ７０４の先頭と最後尾の係数２乗値又は係数絶対値に関して、ｐタップ分の平均を求める。制御部７０７は、さらに隣接するｐタップに対して同じ計算を行う。制御部７０７は、これら２つの平均値の差分を先頭側と最後尾側でそれぞれ求め、それをｐで除することで、先頭側と最後尾側の係数２乗値又は係数絶対値包絡線を得ることができる。
あるいは、制御部７０７は、これらのｐタップ分の係数２乗値又は係数絶対値に対応する回帰曲線を求め、その回帰曲線を包絡線とすることができる。回帰曲線の次数は様々な値に設定可能であるが、その回帰曲線の一次近似によって得られる直線の傾きが、求める包絡線の傾斜となる。
さらに、制御部７０７は、回帰曲線の計算にあたっては、予め正の係数値から得られる係数２乗値又は係数絶対値の集合と、負の係数値から得られる集合を別々に扱って回帰曲線を求め、それらを統合あるいは選択することによって得られる回帰曲線を包絡線とすることもできる。
また、制御部７０７は、適応フィルタ７０４の先頭と最後尾にｐタップの区間を選択したときの両端の係数２乗値又は係数絶対値の差分をｐで除することで、包絡線を得ることも可能である。制御部７０７は、両端の係数２乗値又は係数絶対値の時間平均を用いることで、係数値の統計的不確定性の影響を排除することもできる。この方法は、演算量が少ない、最も簡単な計算法であるという特徴がある。
［遅延の初期値と収束の高速化］
遅延サンプル数Ｄの推定が開始される際には、その初期値は適応フィルタ７０４の有するタップ数の半分、すなわちＭ／２とすることがよい。これは、Ｄの変化で適応フィルタ７０４のカバーする範囲が左に移動しても右に移動しても、同等に対応できる初期値である。Ｄの値の推定値が事前に得られるときには、その推定値を初期値とすることがよい。また、遅延の最大値Ｄｍａｘが与えられるときには、Ｄｍａｘと０の中間であるＤｍａｘ／２とすることがよい。
遅延サンプル数Ｄが、初期値からスタートして最適値に到達するまでに必要な時間（収束時間）は、できる限り短いことが望ましい。収束時間の短縮については、帯域分割適応フィルタにおいて最適なタップ数を配分する問題に関して、特開平０８−０７９１３７号公報及び特開平１１−３５５１８２号公報に開示されている。本実施形態においても、特開平０８−０７９１３７号公報及び特開平１１−３５５１８２号公報に開示された方法を、適応フィルタ７０４の先頭部と最後部の係数に対して、そのまま適用することができる。
特開平０８−０７９１３７号公報は、係数が配分される帯域分割適応フィルタ（帯域）の偏りを利用して、一回に再配分する係数の数（再配分数）を制御する方法を開示している。特定の適応フィルタ（帯域）に連続して係数が配分されるときに、再配分数を増加させ、係数が配分される適応フィルタ（帯域）が平均的に変化するときに、再配分する係数の数を減少させる。
本実施の形態では、遅延サンプル数Ｄが連続して増加したり、減少したりするときに、Ｄの変化量を増加させ、反対に、Ｄが増加したり減少したりして、一方向に連続的に変化しないときには、Ｄの変化量を減少させる。Ｄの変化量の最小値は１であり、最大値は任意の値に設定可能である。また、制御部７０７は、連続的な変化を観測する代わりに、一方向への変化の確率を評価することもできる。たとえば、制御部７０７は、連続する１０回の変化において、７回以上（０．７以上の確率）でＤが増加したら、変化量を増加させ、７回以下のときは、変化量を減少させる。
特開平１１−３５５１８２号公報は、係数値の包絡線を求め、包絡線の傾斜を用いて最適な係数の数を推定し、これを仮の最適な係数の数とする方法を開示している。包絡線は、係数絶対値の包絡線でもよいし、係数２乗値の包絡線でもよい。この仮の最適な係数の数を初期値として、係数の数がさらに最適化される。仮の最適な係数の数が求められるまでは、別の初期値が用いられて、係数の配分が行われる。
本実施の形態の雑音消去装置７００は、適応フィルタ７０４の先頭部と最後部の係数の包絡線を求め、包絡線の傾斜を用いて追加で必要な係数の数を推定する。雑音消去装置７００は、追加で必要な係数の数は、包絡線がゼロと交差する位置から求めることができる。雑音消去装置７００は、このようにして追加で必要な係数の数を、先頭部と最後部に対して求める。このようにして求めた２つの値を平均化したものが、遅延サンプル数Ｄの最適値となる。したがって、雑音消去装置７００は、これを初期値に設定して、Ｄの最適化を再度開始する。
また、雑音消去装置７００は、両者の平均の代わりに、実際の雑音消去への貢献が最大となるようなＤを決定することもできる。その場合、雑音消去装置７００は、先頭部と最後部に対応した追加で必要な係数の数を用いて、包絡線と横軸で囲まれる面積を計算し、この面積がほぼ等しくなるような値を、追加で必要な新たな係数の数とする。雑音消去装置７００は、これらの値の平均をとり、その平均値を遅延サンプル数Ｄの値として、Ｄの最適化を再度開始する。
なお、ここで説明した平均値を求める計算では、最後部の追加で必要な係数の数は負の値、先頭部の追加で必要な係数の数は正の値として用いられる。これは、Ｄの値が増加すると、適応フィルタ７０４のカバーするインパルス応答は先頭部の左側に、減少すると、最後尾の右側に移動するためである。
既に第３実施形態で説明したように、雑音消去装置７００は、可変遅延部７０５と適応フィルタ２０４を制御するタイミングを、音声のパワーが十分に小さいときに限定してもよい。雑音消去装置７００は、このような選択的な制御を可変遅延部７０５と適応フィルタ７０４に適応することによって、より正確な遅延の制御と適応フィルタ係数の更新を行うことができる。
さらに、雑音消去装置７００は、収束の高速化を選択的に適用することもできる。例えば、雑音消去装置７００は、高速化を適用してＤの変化量が小さくなってきたら、Ｄの変化量を１に固定する。このように、雑音消去装置７００は、高速化を初期だけ適用することで、遅延の推定を短時間で安定して行うことができる。
（第６実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第６実施形態としての雑音消去装置９００について、図９乃至図１１を用いて説明する。第５実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置９００は、制御部７０７に代えて制御部９０７を有し、適応フィルタ７０４に代えて適応フィルタ９０４を有する点で第５実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第５実施形態と同様であるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部９０７は、適応フィルタ９０４からフィルタ係数ベクトルＷ（ｋ）を受けて最適な遅延サンプル数Ｄを求め、これを可変遅延部７０５に供給する。また、制御部９０７は、新たに求めた遅延サンプル数Ｄ（ｋ）と直前に求めた遅延サンプル数Ｄ（ｋ−１）の差ΔＤ（ｋ）を求めて、適応フィルタ９０４に帰還する。すなわち、以下の（数式８）が成り立つ。
図１０において、シフト部１００１は、ｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（ｋ，Ｍ−１）であった係数値をシフトして、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（ｋ，Ｍ−１）、０とする。これらの係数値は、それぞれ、積算部１００２でｘＲ（ｋ）〜ｘＲ（ｋ−Ｍ＋１）と積算される。加算部１００３は、積算値の総和を取って、ｎ１（ｋ）として出力する。
図１１において、シフト部１００１は、ｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（ｋ，Ｍ−１）であった係数値をシフトして、０、ｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（（ｋ，Ｍ−２）とする。これらの係数値は、それぞれ、積算部１００２でｘＲ（ｋ）〜ｘＲ（ｋ−Ｍ＋１）と積算される。加算部１００３は、積算値の総和を取って、ｎ１（ｋ）として出力する。
図１０、図１１では、｜ΔＤ（ｋ）｜＝１の場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、シフト部１００１のシフト量｜ΔＤ（ｋ）｜は２以上であってもよい。たとえば、遅延Ｄ（ｋ）がｄ減少した（ΔＤ（ｋ）＝−ｄ）場合、シフト前にｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（（ｋ，Ｍ−１）であった係数値は、シフト後にｗ（ｋ，ｄ）、．．．、ｗ（（ｋ，Ｍ−１）、０、．．．、０となる。一方、遅延Ｄ（ｋ）がｄ増加した（ΔＤ（ｋ）＝＋ｄ）場合、シフト前にｗ（ｋ，０）、ｗ（ｋ，１）、．．．、ｗ（ｋ，Ｍ−１）であった係数値は、シフト後に０、．．．、０、ｗ（ｋ，０）、．．．、ｗ（（ｋ，Ｍ−ｄ−１）となる。
（第７実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第７実施形態としての雑音消去装置１２００について、図１２を用いて説明する。第６実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１２００は、制御部９０７に代えて制御部１２０７を有する点で第６実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第６実施形態と同様であるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部１２０７には、外部から設定できる遅延の最大値Ｄｍａｘが供給されている。制御部１２０７は、適応フィルタ９０４から供給された係数に関する情報を用いて遅延サンプル数Ｄ（ｋ）を計算し、その値を遅延の最大値Ｄｍａｘと比較する。遅延サンプル数Ｄ（ｋ）がＤｍａｘよりも小さいときはＤ（ｋ）を可変遅延部７０５に供給し、Ｄｍａｘよりも大きいときはＤｍａｘを、可変遅延部７０５に供給する。可変遅延部７０５は、入力端子２０１から出力端子２０６に至る経路の遅延の最大量を制限する。したがって、出力端子２０６における強調信号の遅延量を小さくすることができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を推定し、強調信号の遅延量を小さく保ちながら、十分な雑音消去を達成できる。
（第８実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第８実施形態としての雑音消去装置１３００について、図１３を用いて説明する。第６実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１３００は、制御部９０７に代えて制御部１３０７を、適応フィルタ９０４に代えて適応フィルタ１３０４を有する点で第６実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第６実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部１３０７は、入力端子２０２から参照信号を受け、適応フィルタ１３０４から係数ベクトルＷ（ｋ）を受けて最適な遅延サンプル数Ｄ（ｋ）を求め、これを可変遅延部７０５に供給する。また、制御部１３０７は、新たに求めた遅延サンプル数Ｄ（ｋ）と直前に求めた遅延サンプル数Ｄ（ｋ−１）の差ΔＤ（ｋ）を求めて、適応フィルタ１３０４に帰還する。さらに、制御部１３０７は、参照信号、係数ベクトルＷ（ｋ）、ΔＤ（ｋ）を用いて最前部又は最後部に新たに設定される係数値の初期値を求め、適応フィルタ１３０４に供給する。
適応フィルタ１３０４は、制御部１３０７から供給されたΔＤ（ｋ）を用いて、係数値のシフトを行う。また、適応フィルタ１３０４は、係数値のシフトによって初期値が得られない最前部又は最後部に新たに設定される係数の初期値として、制御部１３０７から供給された値を設定する。
［最前部と最後部の係数値の初期値設定］
上述の第６実施形態では、図１０及び図１１において、それぞれ最前部と最後部の係数値は、遅延サンプル数Ｄ（ｋ）に変更が加えられた後、０を初期値として係数更新が開始された。これに対し、本実施形態では、これらの係数の初期値に関しても、他の係数のように適切な値が設定されてから係数更新が開始される。これにより、係数収束の高速化、及び遅延サンプル数収束時間の短縮をはかることができる。
制御部１３０７は、適応フィルタ１３０４の最前部又は最後部に新たに付加されることに相当する係数の初期値を、係数２乗値又は絶対値の包絡線を用いて、決定することができる。これら新たに付加されることに相当する係数も、包絡線に従うと近似的に考えることができるからである。
制御部１３０７は、第５実施形態で説明した方法で求めた包絡線を１タップ分外挿すれば、その値が新たに付加されることに相当する係数の期待値（推定値）になる。制御部１３０７は、包絡線を直線で近似している場合には、適応フィルタ１３０４の最前部又は最後部の係数値（２乗値又は絶対値）から、直線の傾きを減算すればよい。
このようにして求められた新たに付加されることに相当する係数の期待値は、あくまでもその２乗値又は絶対値であることに注意する必要がある。制御部１３０７は、２乗値である場合にはその平方根を、絶対値である場合にはそのままの値に符号を組み合わせた値を、係数値の初期値として利用することができる。続いて、新規係数の符号の求め方について説明する。
［新規係数の符号の求め方］
現在の適応フィルタ１３０４の出力と減算器２０３の出力は、（数式９）と（数式１０）で表される。
適応フィルタ１３０４の出力と減算器２０３の出力は、（数式１１）と（数式１２）で表される。
〈ΔＤ（ｋ）＝−１、遅延が減少、係数値は左へシフト（番号が−１）する場合〉
適応フィルタ１３０４の出力と減算器２０３の出力は、以下の（数式１６）と（数式１７）で表される。
また、制御部１３０７は、ｗ（ｋ，−１）及びｗ（ｋ，Ｍ）に対して正と負の両符号を適用して、数式（１２）又は（数式１７）のｅ１＋（ｋ）又はｅ１−（ｋ）を２通り計算し、これらを比較して小さい方に対応した符号をｗ（ｋ，−１）及びｗ（ｋ，Ｍ）の符号とすることもできる。
［数式（１１）及び（数式１６）の計算における演算量削減］
１サンプル周期前の適応フィルタ１３０４の出力ｎ１（ｋ−１）は、数式（２１）で与えられる。
同様にして、１サンプル周期後の適応フィルタ１３０４の出力ｎ１（ｋ＋１）は、数式（２３）で与えられる。
（数式２４）の右辺第１項は１サンプル周期後に求められる値である。従って、制御部１３０７は、遅延サンプル数Ｄ（ｋ）の計算を、１サンプル周期遅延させることで、ｎ１（ｋ＋１）を利用することができる。このとき、制御部１３０７は、（数式２４）において、新たに右辺第２項を計算するだけで、異なったｗ（ｋ，Ｍ）の符号に対して、｜ｅ１−（ｋ）｜又はｅ１− ２（ｋ）の評価を行うことができる。
既に第３実施形態で説明したように、可変遅延部７０５と適応フィルタ１３０４が制御されるタイミングは、音声のパワーが十分に小さいときに限定されるとよい。このような選択的な制御が可変遅延部７０５と適応フィルタ１３０４に適応されることによって、より正確な遅延の制御と適応フィルタ係数の更新が行われる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を少ない演算量で推定し、十分な雑音消去を達成できる。
（第９実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第９実施形態としての雑音消去装置１４００について、図１４を用いて説明する。第８実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１４００は、制御部１３０７に代えて制御部１４０７を有する点で異なる。これらの構成要素以外の構成は第８実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
制御部１４０７には、外部から設定できる遅延の最大値Ｄｍａｘが供給されている。制御部１４０７は、入力端子２０２から参照信号を、適応フィルタ１３０４から係数ベクトルＷ（ｋ）を受けて最適な遅延サンプル数Ｄ（Ｋ）を求め、その値を遅延の最大値Ｄｍａｘと比較する。制御部１４０７は、遅延サンプル数Ｄ（Ｋ）がＤｍａｘよりも小さいときはＤ（Ｋ）を可変遅延部７０５に供給し、Ｄｍａｘよりも大きいときはＤｍａｘを、可変遅延部７０５に供給する。可変遅延部７０５は、入力端子２０１から出力端子２０６に至る経路の遅延の最大量を制限する。したがって、出力端子２０６における強調信号の遅延量を小さくすることができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの遅延量が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した遅延を少ない演算量で推定し、強調信号の遅延量を小さく保ちながら、十分な雑音消去を達成できる。
（第１０実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第１０実施形態としての雑音消去装置１５００について、図１５を用いて説明する。第３実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１５００は、可変遅延部３０５に代えて適応フィルタ１５０５を有する点で第３実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第３実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
適応フィルタ１５０５には、入力端子２０１から主信号が供給されている。適応フィルタ１５０５は、主信号と係数との畳込みを計算し、その結果を減算器２０３に供給する。減算器２０３は、適応フィルタ１５０５の出力であるフィルタリングされた主信号から適応フィルタ２０４の出力である擬似雑音を減算し、その結果を出力として出力端子２０６に伝達すると同時に適応フィルタ２０４、１５０５に帰還する。
適応フィルタ１５０５は、入力端子２０１から供給される主信号と減算器２０３から帰還される出力を用いて、減算器２０３の出力パワーが最小化されるように、係数を更新する。適応フィルタ１５０５は、係数修正アルゴリズムとして、適応フィルタ２０４の係数修正アルゴリズムとまったく同じものを適用してもよいし、別のアルゴリズムを適用してもよい。
本実施形態では、適応フィルタ２０４がノイズ経路２９３をモデル化し、適応フィルタ１５０５がノイズ経路２９４をモデル化する。すなわち、適応フィルタ１５０５のインパルス応答は、ノイズ経路２９４のインパルス応答に収束する。
既に第３実施形態で説明したように、適応フィルタ２０４、１５０５の係数更新が行われるタイミングは、音声のパワーが十分に小さいときに限定されるとよい。このような選択的な係数更新が適応フィルタ２０４、１５０５に適応されることによって、より正確な遅延の制御と適応フィルタ係数の更新が行われる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの伝達特性が未知のときにも、雑音源から入力端子２０２に至る経路に対応した伝達特性を推定し、十分な雑音消去を達成できる。
（第１１実施形態）
本発明に係る信号処理装置の第１１実施形態としての雑音消去装置１６００について、図１６を用いて説明する。第１０実施形態と比べた場合、本実施形態に係る雑音消去装置１６００は、適応フィルタ２０４、１５０５に代えて適応フィルタ１６０４、１６０５を有し、さらに制御部１６０７を有する点で第１０実施形態と異なる。これらの構成要素以外の構成は第１０実施形態と同じであるため、ここでは同じ構成については同じ符号を付してその説明を省略する。
適応フィルタ１６０４は、制御部１６０７に係数に関する情報を供給し、第１係数更新制御信号を受ける。適応フィルタ１６０５は、制御部１６０７に係数に関する情報を供給し、第２係数更新制御信号を受ける。制御部１６０７は、適応フィルタ１６０４及び１６０５から供給された係数に関する情報に基づいてこれらの収束程度を評価し、第１と第２係数更新制御信号を発生する。制御部１６０７は、第１係数更新制御信号を適応フィルタ１６０４に供給し、第２係数更新制御信号を適応フィルタ１６０５に供給する。適応フィルタ１６０４及び１６０５は、それぞれ第２係数更新制御信号と第１係数更新制御信号とを受け、これらの信号にしたがって係数更新を制御する。
制御部１６０７は、両者が同時に係数更新を実施することの無いように、第１係数更新制御信号及び第２係数更新制御信号を生成する。たとえば、制御部１６０７は、最初に適応フィルタ１６０４を収束させ、続いて適応フィルタ１６０５を収束させるように、第１係数更新制御信号及び第２係数更新制御信号を生成することができる。そのためには、制御部１６０７が適応フィルタ１６０４の収束程度を評価する必要がある。これは、制御部１６０７が、適応フィルタ１６０４の係数に関する情報を用いて行うことができる。
係数に関する情報を用いた適応フィルタの収束程度評価に関する具体的な方法は、特開平５−２６８１０５号公報に開示されている。ここに開示された方法は、係数の２乗値総和又は絶対値総和の変化量が少なくなると、係数が収束したとみなす方法である。総和の代わりに部分和が用いられても、同様の効果が得られる。
同様に、制御部１６０７は適応フィルタ１６０５の収束程度を評価することもできる。したがって、制御部１６０７は、最初に適応フィルタ１６０５を収束させてから、適応フィルタ１６０４を収束させることができる。また、制御部１６０７は、一方の適応フィルタを収束させている過程で他方の適応フィルタを収束させないばかりでなく、両者の係数更新量を通常量より少ない任意の値に設定するように構成することも可能である。この機能により、制御部１６０７は、適応フィルタ１６０４が通常の７０％の係数更新量で、適応フィルタ１６０５が通常の３０％の係数更新量で、係数更新されるように構成することもできる。制御部１６０７は、両者の係数更新割合は、加算して１００％になるように設定してもよいし、ならないように設定してもよい。
以上、本実施形態では、適応フィルタ１６０４及び１６０５の係数値を用いてそれぞれの収束程度を評価し、収束程度を用いて両者の係数更新を制御する方法について説明した。これらの適応フィルタ１６０４、１６０５の、収束程度の評価方法には、係数値を用いる他にも数々の方法が知られている。本実施形態には、これらのいずれの収束程度評価法でも適用することができる。
以上の構成により、本実施形態によれば、雑音源近傍において参照信号を捕捉できず、雑音源までの伝達特性が未知のときにも、雑音源から入力端子に至るノイズ経路に対応した伝達特性を推定し、十分な雑音消去を達成できる。
（他の実施形態）
以上、本発明に係る信号処理装置の複数の実施形態について詳述したが、それぞれの実施形態に含まれる別々の特徴を如何様に組み合わせたシステム又は装置も、本発明の範疇に含まれる。
また、本発明は、複数の機器から構成されるシステムに適用されても良いし、単体の装置に適用されても良い。
さらに、本発明は、上述の実施形態の機能を実現する情報処理プログラムが、システムあるいは装置に直接あるいは遠隔から供給される場合にも適用可能である。したがって、本発明の機能をコンピュータで実現するために、コンピュータにインストールされるプログラム、あるいはそのプログラムを格納した媒体、そのプログラムをダウンロードさせるＷＷＷ（Ｗｏｒｌｄ Ｗｉｄｅ Ｗｅｂ）サーバも、本発明の範疇に含まれる。
以上説明した本発明に基づく信号処理装置は、ソフトウェアによって実現することもできる。すなわち、上述した各実施形態の信号処理装置における各部の処理動作をソフトウェアにおけるステップ又は手続きとして構成することで、信号処理に用いられるプログラムを構成することができる。そのようなプログラムは、信号処理装置あるいは雑音消去装置を構成するＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などのプロセッサで実行される。
さらには、そのようなプログラムからなるプログラムプロダクトあるいはそのようなプログラムを格納した記憶媒体も、本発明の範疇に含まれる。
図１７は、第１実施形態を信号処理プログラムにより構成する場合に、その信号処理プログラムを実行するコンピュータ１７００の構成図である。コンピュータ１７００は、入力部１７０１と、ＣＰＵ１７０２と、出力部１７０３と、メモリ１７０４とを含む。
ＣＰＵ１７０２は、メモリ１７０４に記憶された信号処理プログラムを読み込むことにより、コンピュータ１７００の動作を制御する。すなわち、信号処理プログラムを実行したＣＰＵ１７０２は、ステップＳ１７１１において、主信号及び参照信号を入力する。次に、ＣＰＵ１７０２は、ステップＳ１７１３において、第２信号の発生源から参照信号が入力されるまでの第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、主信号を遅延させて遅延主信号を生成する。ＣＰＵ１７０２は、更にステップＳ１７１５において、推定第１信号に基づいて更新される係数を用いた適応フィルタのフィルタリング処理を施して、擬似第２信号を求める。ＣＰＵ１７０２は、さらに、ステップＳ１７２１において、主信号に混在すると推定される擬似第２信号を前記遅延第１混在信号から減算して、推定所望信号（＝誤差）を出力する。これにより、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
［実施形態の他の表現］
上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
第１信号を入力する第１入力手段と、
前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力する第２入力手段と、
前記第２信号の発生源から前記第２入力手段までの伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成する遅延手段と、
前記第１混在信号を出力する減算手段と、
前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求める適応フィルタと、
を備えたことを特徴とする信号処理装置。
（付記２）
前記遅延手段は、前記推定第１信号の遅延量を制御することを特徴とする付記１に記載の信号処理装置。
（付記３）
前記適応フィルタの前記係数を用いて、前記遅延手段における前記第１混在信号の遅延量を制御することを特徴とする付記１又は２に記載の信号処理装置。
（付記４）
所定の上限値を超えない範囲で前記遅延量を制御することを特徴とする付記２又は３に記載の信号処理装置。
（付記５）
前記適応フィルタは、前記遅延量の変化に応じて前記係数を変更することを特徴とする付記１乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
（付記６）
第１信号を入力し、
前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成し、
前記第２混在信号に混在すると推定される擬似第２信号を求め、
前記擬似第２信号を出力することを特徴とする信号処理方法。
（付記７）
前記推定第１信号を用いて、前記第１混在信号の遅延量を制御することを特徴とする付記６に記載の信号処理方法。
（付記８）
前記適応フィルタの前記係数を用いて、前記第１混在信号の遅延量を制御することを特徴とする付記６又は７に記載の信号処理方法。
（付記９）
所定の上限値を超えない範囲で前記遅延量を制御することを特徴とする付記７又は８に記載の信号処理方法。
（付記１０）
前記遅延量に応じて前記適応フィルタの前記係数を変更することを特徴とする付記６乃至９のいずれか１項に記載の信号処理方法。
（付記１１）
第１信号を入力するステップと、
前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力するステップと、
前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成するステップと、
前記第２混在信号に混在すると推定される前記擬似第２信号を求めるステップと、
前記擬似第２信号を出力するステップと、
をコンピュータに実行させることを特徴とする信号処理プログラム。
実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１０年１０月１２日に出願された日本出願特願２０１０−２３００６２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１０１ 第１入力部
１０２ 第２入力部
１０３ 減算部
１０５ 遅延部
２０１、２０２ 入力端子
２０３ 減算器
１０４、２０４、７０４、９０４、１３０４、１５０５、１６０４、１６０５ 適応フィルタ
２０５ 固定遅延部
２０６ 出力端子
３０５、５０５、７０５ 可変遅延部
４１２、６１２、７０７、９０７、１２０７、１３０７、１４０７、１６０７ 制御部
１０２ 第２入力部
１０３ 減算部
１０５ 遅延部
２０１、２０２ 入力端子
２０３ 減算器
１０４、２０４、７０４、９０４、１３０４、１５０５、１６０４、１６０５ 適応フィルタ
２０５ 固定遅延部
２０６ 出力端子
３０５、５０５、７０５ 可変遅延部
４１２、６１２、７０７、９０７、１２０７、１３０７、１４０７、１６０７ 制御部
Claims (8)
- 第１信号と第２信号とが混在した第１混在信号を入力する第１入力手段と、
前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力する第２入力手段と、
前記第２信号の発生源から前記第２入力手段までの伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成する遅延手段と、
前記遅延第１混在信号から擬似第２信号を減算した推定第１信号を出力する減算手段と、
前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求める適応フィルタリング手段と、
を備え、
前記遅延手段は、前記推定第１信号を用いて前記第１混在信号の遅延量を制御する
信号処理装置。 - 前記遅延手段は、前記適応フィルタリング手段の前記係数を用いて、前記第１混在信号の遅延量を制御する請求項１に記載の信号処理装置。
- 前記遅延手段は、所定の上限値を超えない範囲で前記遅延量を制御する請求項１又は２に記載の信号処理装置。
- 前記適応フィルタリング手段は、前記遅延量の変化に応じて前記係数を変更する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の信号処理装置。
- 第１信号と第２信号とが混在した第１混在信号を入力し、
前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力し、
前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成し、
前記遅延第１混在信号から、擬似第２信号を減算した推定第１信号を出力し、
前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求め、
前記推定第１信号を用いて、前記第１混在信号の遅延量を制御する信号処理方法。 - 前記係数を用いて、前記第１混在信号の遅延量を制御する請求項５に記載の信号処理方法。
- 前記遅延量に応じて前記係数を変更する請求項５又は６に記載の信号処理方法。
- 第１信号と第２信号とが混在した第１混在信号を入力するステップと、
前記第１信号と前記第２信号とが、前記第１混在信号とは異なる割合で混在した第２混在信号を入力するステップと、
前記第２信号の発生源から前記第２混在信号が入力されるまでの前記第２信号の伝達距離に基づいた遅延量で、前記第１混在信号を遅延させて遅延第１混在信号を生成するステップと、
前記遅延第１混在信号から、擬似第２信号を減算した推定第１信号を出力するステップ
と、
前記第２混在信号に対し、前記推定第１信号に基づいて更新される係数を用いて前記擬似第２信号を求めるステップと、
前記推定第１信号を用いて、前記第１混在信号の遅延量を制御するステップと、
をコンピュータに実行させる信号処理プログラム。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010230062 | 2010-10-12 | ||
| JP2010230062 | 2010-10-12 | ||
| PCT/JP2011/072689 WO2012049986A1 (ja) | 2010-10-12 | 2011-09-26 | 信号処理装置、信号処理方法、並びに信号処理プログラム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2012049986A1 JPWO2012049986A1 (ja) | 2014-02-24 |
| JP5958341B2 true JP5958341B2 (ja) | 2016-07-27 |
Family
ID=45938216
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012538632A Active JP5958341B2 (ja) | 2010-10-12 | 2011-09-26 | 信号処理装置、信号処理方法、並びに信号処理プログラム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9613632B2 (ja) |
| JP (1) | JP5958341B2 (ja) |
| CN (1) | CN103229237B (ja) |
| WO (1) | WO2012049986A1 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5963077B2 (ja) * | 2012-04-20 | 2016-08-03 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 通話装置 |
| CN102820036B (zh) * | 2012-09-07 | 2014-04-16 | 歌尔声学股份有限公司 | 一种自适应消除噪声的方法和装置 |
| FR3014621B1 (fr) * | 2013-12-11 | 2016-01-01 | Thales Sa | Methode iterative de synthese de filtres numeriques de mise en forme d'un signal |
| JP6314573B2 (ja) * | 2014-03-20 | 2018-04-25 | 日本電気株式会社 | 信号分離装置、信号分離方法、信号分離プログラム |
| JP6195183B2 (ja) * | 2014-03-27 | 2017-09-13 | 日本電気株式会社 | 信号分離装置及び信号分離方法 |
| US10181315B2 (en) * | 2014-06-13 | 2019-01-15 | Cirrus Logic, Inc. | Systems and methods for selectively enabling and disabling adaptation of an adaptive noise cancellation system |
| JP6206365B2 (ja) * | 2014-09-05 | 2017-10-04 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 雑音抑圧装置 |
| CN107545901B (zh) * | 2016-06-28 | 2021-06-25 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 信号处理装置与信号处理方法 |
| US9922637B2 (en) * | 2016-07-11 | 2018-03-20 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Microphone noise suppression for computing device |
| US10325613B1 (en) * | 2018-07-12 | 2019-06-18 | Microsemi Semiconductor Ulc | Acoustic delay estimation |
| CN109451195A (zh) * | 2018-09-18 | 2019-03-08 | 北京佳讯飞鸿电气股份有限公司 | 一种自适应双端检测的回声消除方法及系统 |
| JP6635396B1 (ja) * | 2019-04-08 | 2020-01-22 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 音響ノイズ抑圧装置及び音響ノイズ抑圧方法 |
| CN111736797B (zh) * | 2020-05-21 | 2024-04-05 | 阿波罗智联(北京)科技有限公司 | 负延时时间的检测方法、装置、电子设备及存储介质 |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05268105A (ja) * | 1991-02-20 | 1993-10-15 | Nec Corp | 適応フィルタの係数制御方法及び装置 |
| JPH05344011A (ja) * | 1992-06-04 | 1993-12-24 | Sony Corp | 雑音低減方法及び装置 |
| JPH0690492A (ja) * | 1992-09-07 | 1994-03-29 | Sony Corp | 音声入力装置 |
| JPH11345000A (ja) * | 1998-06-03 | 1999-12-14 | Nec Corp | 雑音消去方法及び雑音消去装置 |
| JP2004023404A (ja) * | 2002-06-14 | 2004-01-22 | Sony Corp | 音響ノイズ低減装置及び低減方法 |
| JP2005057437A (ja) * | 2003-08-01 | 2005-03-03 | Sony Corp | マイクロホン装置、ノイズ低減方法および記録装置 |
| US20100329492A1 (en) * | 2008-02-05 | 2010-12-30 | Phonak Ag | Method for reducing noise in an input signal of a hearing device as well as a hearing device |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3786195A (en) * | 1971-08-13 | 1974-01-15 | Dc Dt Liquidating Partnership | Variable delay line signal processor for sound reproduction |
| JP2702876B2 (ja) * | 1993-09-08 | 1998-01-26 | 株式会社石川製作所 | 音響源検出装置 |
| JP2760373B2 (ja) | 1995-03-03 | 1998-05-28 | 日本電気株式会社 | 雑音消去装置 |
| US5699437A (en) * | 1995-08-29 | 1997-12-16 | United Technologies Corporation | Active noise control system using phased-array sensors |
| US20040059571A1 (en) * | 2002-09-24 | 2004-03-25 | Marantz Japan, Inc. | System for inputting speech, radio receiver and communication system |
| JP4632047B2 (ja) * | 2003-09-02 | 2011-02-16 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法および装置 |
| JP4218573B2 (ja) * | 2004-04-12 | 2009-02-04 | ソニー株式会社 | ノイズ低減方法及び装置 |
| JP4816221B2 (ja) * | 2006-04-21 | 2011-11-16 | ヤマハ株式会社 | 収音装置および音声会議装置 |
| JP5034819B2 (ja) * | 2007-09-21 | 2012-09-26 | ヤマハ株式会社 | 放収音装置 |
| US8116467B2 (en) * | 2008-05-15 | 2012-02-14 | Fortemedia, Inc. | Method for manufacturing array microphones and system for categorizing microphones |
| JP5332733B2 (ja) * | 2009-03-03 | 2013-11-06 | 沖電気工業株式会社 | エコーキャンセラ |
| WO2010106820A1 (ja) * | 2009-03-19 | 2010-09-23 | 有限会社ケプストラム | ハウリングキャンセラ |
| WO2010133246A1 (en) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Oticon A/S | Signal enhancement using wireless streaming |
-
2011
- 2011-09-26 US US13/878,943 patent/US9613632B2/en active Active
- 2011-09-26 WO PCT/JP2011/072689 patent/WO2012049986A1/ja active Application Filing
- 2011-09-26 JP JP2012538632A patent/JP5958341B2/ja active Active
- 2011-09-26 CN CN201180056020.5A patent/CN103229237B/zh active Active
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05268105A (ja) * | 1991-02-20 | 1993-10-15 | Nec Corp | 適応フィルタの係数制御方法及び装置 |
| JPH05344011A (ja) * | 1992-06-04 | 1993-12-24 | Sony Corp | 雑音低減方法及び装置 |
| JPH0690492A (ja) * | 1992-09-07 | 1994-03-29 | Sony Corp | 音声入力装置 |
| JPH11345000A (ja) * | 1998-06-03 | 1999-12-14 | Nec Corp | 雑音消去方法及び雑音消去装置 |
| JP2004023404A (ja) * | 2002-06-14 | 2004-01-22 | Sony Corp | 音響ノイズ低減装置及び低減方法 |
| JP2005057437A (ja) * | 2003-08-01 | 2005-03-03 | Sony Corp | マイクロホン装置、ノイズ低減方法および記録装置 |
| US20100329492A1 (en) * | 2008-02-05 | 2010-12-30 | Phonak Ag | Method for reducing noise in an input signal of a hearing device as well as a hearing device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN103229237A (zh) | 2013-07-31 |
| US9613632B2 (en) | 2017-04-04 |
| CN103229237B (zh) | 2016-05-18 |
| JPWO2012049986A1 (ja) | 2014-02-24 |
| WO2012049986A1 (ja) | 2012-04-19 |
| US20130197905A1 (en) | 2013-08-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5958341B2 (ja) | 信号処理装置、信号処理方法、並びに信号処理プログラム | |
| JP4632047B2 (ja) | 信号処理方法および装置 | |
| JP6363324B2 (ja) | 信号処理装置、信号処理方法、及び信号処理プログラム | |
| JP4697465B2 (ja) | 信号処理の方法、信号処理の装置および信号処理用プログラム | |
| JP2930101B2 (ja) | 雑音消去装置 | |
| JP3566158B2 (ja) | エコーキャンセラ装置 | |
| JP5423966B2 (ja) | 特定信号消去方法、特定信号消去装置、適応フィルタ係数更新方法、適応フィルタ係数更新装置及びコンピュータプログラム | |
| JPH11345000A (ja) | 雑音消去方法及び雑音消去装置 | |
| US20120140940A1 (en) | Method and device for cancelling acoustic echo | |
| JP5293952B2 (ja) | 信号処理方法、信号処理装置、並びに信号処理プログラム | |
| JP5228903B2 (ja) | 信号処理装置および方法 | |
| JP5787126B2 (ja) | 信号処理方法、情報処理装置、及び信号処理プログラム | |
| WO2012070684A1 (ja) | 信号処理装置、信号処理方法、及び信号処理プログラム | |
| WO2011055829A1 (ja) | 信号処理方法、情報処理装置、及び信号処理プログラム | |
| US20140066134A1 (en) | Audio processing device, audio processing method, and recording medium recording audio processing program | |
| JP2023102181A (ja) | 信号処理装置、信号処理方法、および信号処理プログラム | |
| US20230137830A1 (en) | Wideband adaptation of echo path changes in an acoustic echo canceller | |
| JP5082144B2 (ja) | 音声収音装置 | |
| JP4344306B2 (ja) | 未知系推定方法およびこの方法を実施する装置 | |
| JP2023100220A (ja) | 信号処理装置、信号処理方法、および信号処理プログラム | |
| JP3708040B2 (ja) | エコーキャンセラ | |
| JP2023100564A (ja) | 信号処理装置、信号処理方法、および信号処理プログラム | |
| WO2019092798A1 (ja) | 信号処理装置、信号処理方法、および信号処理プログラム | |
| JPH1093482A (ja) | エコーキャンセラ | |
| US20130185064A1 (en) | Echo removing apparatus, echo removing method, program and recording medium |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20140821 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20151104 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20151228 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20160524 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20160606 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5958341 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |