JP5937050B2

JP5937050B2 - 充電回路

Info

Publication number: JP5937050B2
Application number: JP2013222098A
Authority: JP
Inventors: 正士大宮; 駒牧　盛年; 盛年駒牧
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2013-10-25
Filing date: 2013-10-25
Publication date: 2016-06-22
Anticipated expiration: 2033-10-25
Also published as: JP2015084617A; US20150115875A1

Description

本発明は、充電回路に関し、詳しくは、効率よく充電を行うことができ、機器内部の温度変化の安定化も図れる充電回路に関するものである。

図８は従来の降圧型スイッチング方式の充電回路の一例を示す回路図、図９はリチウムイオン電池の充電制御例図である。

図８において、直流電源Ｖinの陽極には、スイッチング素子ＳＷとインダクタＬと電流検出抵抗Ｒsとたとえばリチウムイオン電池よりなる電池パックＢＰＫの陽極が直列接続され、直流電源Ｖinの陰極には電池パックＢＰＫの陰極が接続されている。

スイッチング素子ＳＷとインダクタＬの接続点にはダイオードＤの陰極が接続され、インダクタＬと電流検出抵抗Ｒsの接続点にはコンデンサＣの一端が接続され、ダイオードＤの陽極およびコンデンサＣの他端は直流電源Ｖinおよび電池パックＢＰＫの陰極に接続されている。すなわち、これらダイオードＤとコンデンサＣは、直流電源Ｖinおよび電池パックＢＰＫと並列に接続されている。なお、電流検出抵抗Ｒsの両端の電圧は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御部ＣＴＬに入力されている。

これにより、ＰＷＭ制御部ＣＴＬは、充電電圧Ａ’および充電電流Ｉｃの状態を検出することができ、これらの検出結果に応じてスイッチング素子ＳＷのオン・オフをＰＷＭ制御することにより、図９に示すように電池パックＢＰＫの充電を制御する。

図９において、縦軸は電圧値および電流値を示し、横軸は充電時間を示している。特性Ａは充電電圧Ａ’を表し、特性Ｂは充電電流Ｉｃを表している。

充電電圧Ａ’が規定値に達しない（電池パックＢＰＫの電池電圧が低い）状態では、電流検出抵抗Ｒsの両端の電圧差が一定になるように制御する。すなわち、電流検出抵抗Ｒsに流れる充電電流Ｉｃが一定となるので、電池パックＢＰＫは定電流で充電される。

充電電圧Ａ’が規定値（充電電圧の上限）に達すると、電池パックＢＰＫに電流が流れなくなり、充電電流Ｉｃの電流値は徐々に減少していく。このとき、充電電圧は規定電圧上限で一定になるように定電圧制御される。これにより、電池パックＢＰＫは定電圧で充電される。

特許文献１には、定電圧充電回路や定電流定電圧充電回路を流用しつつ、二次電池の端子電圧が許容電圧範囲を超えるおそれを低減することが容易な電池パック、および充電システムが記載されている。

特開２００９−１２３５６０号公報

しかし、従来の充電回路では、固定抵抗である電流検出抵抗Ｒsを用いて充電電流を検出しているため、充電電流を変化させて最適充電を行うことができない。たとえば、機器の動作中や停止中に拘わらず一定の電流で充電しているため、温度上昇や変化に敏感な測定機器などは充電による温度上昇の影響を受けることになり、最大性能を引き出すことができない。

また、電力を供給するＡＣアダプタとして、充電電力と機器動作を加算した出力電力を有するものを準備する必要があり、機種ごとの統一ができないばかりか、必要以上に大きな定格のものが必要となり、コストや消費電力も含めて不経済といえる。

本発明は、これらの問題を解決するものであり、その目的は、電流検出素子として固定抵抗に代えて電気的または温度変化に追従して抵抗値が変化する素子を用いてスイッチング素子ＳＷの開閉をＰＷＭ制御することにより、機器内温度変化の安定化が図れ、機器の動作状況に応じた適切な値の充電電流による効率的な充電が行える充電回路を提供することにある。

このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
パルス幅制御手段から出力されるパルス幅制御信号により開閉制御されるスイッチング素子と充電電流検出手段を介して二次電池を充電するように構成された降圧型スイッチング方式の充電回路において、
前記充電電流検出手段はＭＯＳＦＥＴであり、このＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間には第１の抵抗が接続されるとともに、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートは第２の抵抗と可変電圧源との並列回路を介して前記二次電池を充電する直流電源の陰極および前記二次電池の陰極に接続され、前記可変電圧源は前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を制御する電圧を前記ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間に出力し、前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は温度が上昇すると抵抗値が増加して充電電流が減少し温度が下降すると抵抗値が減少して充電電流が増加する充電電流検出抵抗として機能し、前記充電電流に温度変調をかけることを特徴とする。

請求項２記載の発明は、請求項１に記載の充電回路において、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間にサーミスタが接続されたことを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の充電回路において、
さらに負荷に供給する負荷電流の大きさを検出する負荷電流検出手段を設け、負荷電流の大きさに応じて機器全体の消費電力が一定になるように前記充電電流の大きさを制御することを特徴とする。

請求項４記載の発明は、
電圧値の異なる複数の負荷回路が選択的に接続できるように構成され、接続される負荷回路に合わせた最適な充電電流で充電を行うことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の充電回路である。

これらにより、機器内温度変化の安定化が図れ、機器の動作状況に応じた適切な値の充電電流による効率的な充電が行える充電回路を実現できる。

本発明の一実施例を示す回路図である。オン抵抗と温度の特性図である。本発明の他の実施例の主要部を示す回路図である。図３の回路における温度に対するオン抵抗の変化特性例図である。本発明の他の実施例の主要部を示す回路図である。演算増幅器ＯＰの出力電圧と負荷電流ＩＬとの関係および出力電圧とオン抵抗の関係を示す特性例図である。本発明の他の実施例の主要部を示す回路図である。従来の降圧型スイッチング方式の充電回路の一例を示す回路図である。リチウムイオン電池の充電制御例図である。

以下、本発明について、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示す回路図であり、図８と共通する部分には同一の符号を付けている。図１では、図８の電流検出抵抗Ｒsに代えてＰチャネル型の電界効果トランジスタＱ（MOSFET）を設け、電界効果トランジスタＱのオン抵抗が有する正の温度特性を利用する。

電界効果トランジスタＱのゲート・ソース間には抵抗Ｒ１が接続され、ゲートは抵抗Ｒ2と可変電圧源ＶＳの並列回路を介して直流電源Ｖinおよび電池パックＢＰＫの陰極に接続されている。なお、ＰＷＭ制御部ＣＴＬを含むその他の部分は図８と同一であり、それらの説明は省略する。

このような構成において、電界効果トランジスタＱのオン抵抗を充電電流検出抵抗として用いることにより、充電電流に温度変調をかけることができる。すなわち、機器内部の温度が上昇するとオン抵抗が増加して充電電流は減少し、温度が下降すると充電電流が増加する。この動作サイクルによって機器動作中の機器内温度変動が均一化され、精密測定器などの温度変動に敏感な機器の動作に対する温度変動の影響を軽減できる。

また、電界効果トランジスタＱのゲート・ソース間電圧Ｖgsの変化によるオン抵抗の変化を利用して機器動作中の充電による温度上昇を抑制する。電界効果トランジスタＱは、ゲート・ソース間の電位差が小さいときにオン抵抗が大きく、電位差が大きいときにオン抵抗が小さくなる特性が知られている。

この特性を用いて、図２のオン抵抗と温度の特性図に示すように、機器が動作しているときは図１の可変電圧源ＶＳから小さなＶgsを印加してオン抵抗を増加させて充電電流を少なくし、機器が停止しているときは大きなＶgsを印加してオン抵抗を減少させて充電電流を増加させる。この動作によって機器動作中の充電による温度上昇を抑制し、機器が停止しているときは充電電流を大きくして充電時間を短縮させる。これら温度変動の影響軽減と充電時間の短縮は、同時に実現できる。

ここで、従来の固定抵抗をたとえばスイッチなどで切り替えて同様な制御を行う場合には、抵抗値は連続変化しないため過渡的な応答などにより不安定となる期間が発生するおそれがあったが、本発明の電界効果トランジスタＱのオン抵抗の変化は連続していて充電回路の制御を不安定にする要素を持たないことから、安定した動作が得られる。

このような構成によれば、電界効果トランジスタＱのオン抵抗が有する正の温度特性を利用して充電電流に温度変調をかけることで機内温度変化の安定化を図り、機器の性能を最大限引き出すことができる。

また、電界効果トランジスタＱのオン抵抗の変化を利用して充電電流を大きく可変することにより、機器動作中には最少電流で充電を行って温度上昇と消費電力を低減し、機器停止中には最大電流で充電を行うことで充電時間を短縮する。また、使用するＡＣアダプタの出力容量を小さく選ぶことができ、電力的、コスト的な経済性を改善できる。

図３は本発明の他の実施例の主要部を示す回路図であり、図１と共通する部分には同一の符号を付けている。図３の実施例回路では、ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間にサーミスタＴＭが接続されている。

図４は、図３の回路における温度に対するオン抵抗の変化特性例図である。図３のようにサーミスタＴＭを追加することにより、図４に点線で示すように温度に対するオン抵抗の変化率を大きくすることができる。よって、温度に対する充電電流の変化幅を大きくでき、所望の制御特性への調整も容易となる。なお、図１の可変電圧源ＶＳを温度変化に応じて制御することでも同様な結果が得られる。

図５も本発明の他の実施例の主要部を示す回路図であり、図１と共通する部分には同一の符号を付けている。図５の実施例回路では、負荷回路ＬＤに流れる電流ＩＬを検出抵抗Ｒ₃で電圧値として検出し、平滑回路ＲＦで平滑化した後、演算増幅器ＯＰを介してＭＯＳＦＥＴのゲートに入力している。

これにより、図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は演算増幅器ＯＰの出力電圧に応じて制御され、負荷回路ＬＤに流れる電流が少ないとＶgsを大きくして充電電流を増加させ、逆に電流が多いとＶgsを小さくして充電電流を減少させる。図６（Ａ）は演算増幅器ＯＰの出力電圧と負荷電流ＩＬの関係を示す特性図であり、図６（Ｂ）は演算増幅器ＯＰの出力電圧とオン抵抗の関係を示す特性図である。

このように機器全体での消費電力が一定になるように制御を行うことにより、発熱の均一化を図ることができ、ＡＣアダプタの定格に整合した消費電力を実現できる。

図７も本発明の他の実施例の主要部を示す回路図であり、図１と共通する部分には同一の符号を付けている。図７の実施例回路では、電圧値の異なる複数の負荷回路が選択的に接続できるように構成されるとともに、電池パックＢＰＫの充電を行うように構成されている。

たとえば負荷回路１は１Ｖ、負荷回路２は２Ｖ、負荷回路ｎはｎＶに設定されているものとする。充電回路にこれら負荷回路のいずれかが機械的または電気的に接続されることにより、充電回路のＭＯＳＦＥＴのゲートにはその負荷回路に設定されている所定の電圧値が印加される構造とする。この所定の電圧値でＭＯＳＦＥＴのＶgsが可変されることによりオン抵抗が変化し、各負荷回路に合わせた最適な充電電流で電池パックＢＰＫの充電を行う。

以上説明したように、本発明によれば、機器内温度変化の安定化が図れ、機器の動作状況に応じた適切な値の充電電流による効率的な充電が行える充電回路を実現できる。

Ｖin 直流電源
ＳＷスイッチ
ＣＴＬＰＷＭ制御部
Ｑ（MOSFET）電界効果トランジスタ
ＢＰＫ電池パック
ＶＳ可変電圧源
ＴＭサーミスタ

Claims

パルス幅制御手段から出力されるパルス幅制御信号により開閉制御されるスイッチング素子と充電電流検出手段を介して二次電池を充電するように構成された降圧型スイッチング方式の充電回路において、
前記充電電流検出手段はＭＯＳＦＥＴであり、このＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間には第１の抵抗が接続されるとともに、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートは第２の抵抗と可変電圧源との並列回路を介して前記二次電池を充電する直流電源の陰極および前記二次電池の陰極に接続され、前記可変電圧源は前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を制御する電圧を前記ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間に出力し、前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は温度が上昇すると抵抗値が増加して充電電流が減少し温度が下降すると抵抗値が減少して充電電流が増加する充電電流検出抵抗として機能し、前記充電電流に温度変調をかけることを特徴とする充電回路。
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間にサーミスタが接続されたことを特徴とする請求項１に記載の充電回路。
さらに負荷に供給する負荷電流の大きさを検出する負荷電流検出手段を設け、負荷電流の大きさに応じて機器全体の消費電力が一定になるように前記充電電流の大きさを制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の充電回路。
電圧値の異なる複数の負荷回路が選択的に接続できるように構成され、接続される負荷回路に合わせた最適な充電電流で充電を行うことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の充電回路。