JP5632321B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
本発明は、出力電流を制御するスイッチング電源装置に関する。
２次電池や容量などの蓄電セル（以下、電池という）を充電するスイッチング電源装置は、入力電流及び電池を充電する出力電流が過大とならないように、入力電流及び出力電流の制御を行う必要がある。その理由は、入力電流が過大である場合、内部回路の破壊を引き起こし、出力電流が過大である場合、電池の発熱、液漏れ、ひいては破壊を引き起こしてしまうからである。そのため、入力電流及び出力電流を検出して、検出した電流値に基づいて入力電流及び出力電流が過大とならないように制御を行うことが必要となる。
そこで、従来、出力側に電流センサを設けて、出力電流を検出して制御を行うスイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、入力側に電流センサを設けて、入力電流を検出して制御を行うスイッチング電源装置が知られている。
そこで、従来、出力側に電流センサを設けて、出力電流を検出して制御を行うスイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、入力側に電流センサを設けて、入力電流を検出して制御を行うスイッチング電源装置が知られている。
図４は、従来のスイッチング電源装置の一例を示す図である。
従来のスイッチング電源装置は、図４に示すように、入力端子１０１に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する電流センサＳ１と、スイッチング素子を含むドライバＤ１と、インダクタＬ１とキャパシタ（容量素子）Ｃ１とを含みドライバＤ１の出力側に接続されるフィルタと、出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流センサＳ２と、電流センサＳ２の検出電流に応じてＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によりドライバＤ１のスイッチング素子のオンオフ制御を行うＰＷＭコントラーラＰ１と、を備えている。
従来のスイッチング電源装置は、図４に示すように、入力端子１０１に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する電流センサＳ１と、スイッチング素子を含むドライバＤ１と、インダクタＬ１とキャパシタ（容量素子）Ｃ１とを含みドライバＤ１の出力側に接続されるフィルタと、出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流センサＳ２と、電流センサＳ２の検出電流に応じてＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によりドライバＤ１のスイッチング素子のオンオフ制御を行うＰＷＭコントラーラＰ１と、を備えている。
電流センサＳ１は、３つの端子１０２〜１０４を備えている。端子１０２は、入力端子１０１と接続され、入力電流Ｉｉｎが入力される。端子１０３は、端子１０２に入力された入力電流Ｉｉｎがそのまま出力される。端子１０４は、入力電流Ｉｉｎに応じた電圧が後述のように出力される。
ドライバＤ１は、入力端子１０５、出力端子１０６、および電源端子１０７、１０８を備えている。入力端子１０５はＰＷＭコントローラＰ１の出力端子に接続され、出力端子１０６はインダクタＬ１の一端に接続されている。電源端子１０７は電流センサ１の端子１０３に接続され、電源端子１０８はグラウンドに接続されている。
ドライバＤ１は、入力端子１０５、出力端子１０６、および電源端子１０７、１０８を備えている。入力端子１０５はＰＷＭコントローラＰ１の出力端子に接続され、出力端子１０６はインダクタＬ１の一端に接続されている。電源端子１０７は電流センサ１の端子１０３に接続され、電源端子１０８はグラウンドに接続されている。
インダクタＬ１の他端は、電流センサＳ２の端子１０２に接続されている。電流センサＳ２の端子１０４は、ＰＷＭコントローラＰ１の入力端子に接続されている。電流センサＳ２の端子１０３は、キャパシタＣ１の一端と出力端子１０９にそれぞれ接続されている。キャパシタＣ１の他端はグラウンドに接続されている。出力端子１０９には、充電対象である電池Ｂ１が接続される。
次に、電流センサ１、Ｓ２の具体的な構成について、図５を参照して説明する。
電流センサＳ１、Ｓ２はその構成が同じであるので、電流センサＳ１の構成について説明する。
電流センサＳ１は、図５に示すように、端子１０２と端子１０３の間に設けられ抵抗値が「Ｒｓ」であるセンス抵抗Ｒｓと、センス抵抗Ｒｓに流れる電流によりその両端に生じる電位差を検出し、この検出した電位差を端子１０４に出力する電位差検出回路Ｄｉｆ１と、を備えている。
電流センサＳ１、Ｓ２はその構成が同じであるので、電流センサＳ１の構成について説明する。
電流センサＳ１は、図５に示すように、端子１０２と端子１０３の間に設けられ抵抗値が「Ｒｓ」であるセンス抵抗Ｒｓと、センス抵抗Ｒｓに流れる電流によりその両端に生じる電位差を検出し、この検出した電位差を端子１０４に出力する電位差検出回路Ｄｉｆ１と、を備えている。
次に、ドライバＤ１の具体的な構成について、図６を参照して説明する。
ドライバＤ１は、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタＭ１とＮチャネルのＭＯＳトランジスタＭ２からなりスイッチング素子として機能するＣＭＯＳインバータと、インバータＩＮＶ１とを備えている。
ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のゲートは共通接続され、その共通接続部はインバータＩＮＶ１を介して入力端子１０５に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインは共通接続され、その共通接続部は出力端子１０６に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１のソースは電源端子１０７に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２のソースは電源端子１０８に接続されている。
ドライバＤ１は、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタＭ１とＮチャネルのＭＯＳトランジスタＭ２からなりスイッチング素子として機能するＣＭＯＳインバータと、インバータＩＮＶ１とを備えている。
ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のゲートは共通接続され、その共通接続部はインバータＩＮＶ１を介して入力端子１０５に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインは共通接続され、その共通接続部は出力端子１０６に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１のソースは電源端子１０７に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２のソースは電源端子１０８に接続されている。
次に、このような構成の従来のスイッチング電源装置の動作を、図４〜図６を参照して説明する。
いま、入力端子１０１に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、入力電流Ｉｉｎが流れる。この入力電流Ｉｉｎは、電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓを流れ、ドライバＤ１の電源端子１０７に入力される。入力電流Ｉｉｎがセンス抵抗Ｒｓに流れることにより、センス抵抗Ｒｓの両端にＩｉｎ×Ｒｓ〔Ｖ〕の電圧が生じる。この電圧は、入力電流Ｉｉｎの大きさに応じたものであり、電位差検出回路Ｄｉｆ１により検出されて端子１０４から出力される。
いま、入力端子１０１に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、入力電流Ｉｉｎが流れる。この入力電流Ｉｉｎは、電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓを流れ、ドライバＤ１の電源端子１０７に入力される。入力電流Ｉｉｎがセンス抵抗Ｒｓに流れることにより、センス抵抗Ｒｓの両端にＩｉｎ×Ｒｓ〔Ｖ〕の電圧が生じる。この電圧は、入力電流Ｉｉｎの大きさに応じたものであり、電位差検出回路Ｄｉｆ１により検出されて端子１０４から出力される。
端子１０４から出力された電圧は、図示しない入力電流制限回路に入力される。この入力電流制限回路は、例えば、入力端子１０１の手前に設けられ、入力電流Ｉｉｎに応じた端子１０４の出力電圧の大きさを基に、入力電流Ｉｉｎが過大であるかどうかを検出して入力電流Ｉｉｎの電流量を制御する。
ドライバＤ１にはＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号が入力され、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２が、そのＰＷＭ信号によって以下のようにオンオフ制御される。
ドライバＤ１にはＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号が入力され、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２が、そのＰＷＭ信号によって以下のようにオンオフ制御される。
ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２は、ＰＷＭ信号がハイレベル（すなわち、論理値が１）のとき、インバータＩＮＶ１でＰＷＭ信号が反転するので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２はオフするので、入力電流Ｉｉｎが出力端子１０６に流れる。一方、ＰＷＭ信号がローレベル（すなわち、論理値が０）のとき、インバータＩＮＶ１でＰＷＭ信号が反転するので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１はオフし、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２はオンするので、グラウンドから電流が出力端子１０６に流れる。
このような動作により、出力電流Ｉｏｕｔは、インダクタＬ１を流れて、電流センサＳ２に入力され、センス抵抗Ｒｓを流れて出力端子１０９から出力される。そして、電池Ｂ１に流れて、電池Ｂ１が充電される。
ここで、電流センサＳ２のセンス抵抗Ｒｓには出力電流Ｉｏｕｔが流れるので、センス抵抗Ｒｓの両端にＩｏｕｔ×Ｒｓ〔Ｖ〕の電圧が生じる。この電圧は、出力電流Ｉｏｕｔの大きさに応じたものであり、電位差検出回路Ｄｉｆ１により検出されて端子１０４から出力される。
ここで、電流センサＳ２のセンス抵抗Ｒｓには出力電流Ｉｏｕｔが流れるので、センス抵抗Ｒｓの両端にＩｏｕｔ×Ｒｓ〔Ｖ〕の電圧が生じる。この電圧は、出力電流Ｉｏｕｔの大きさに応じたものであり、電位差検出回路Ｄｉｆ１により検出されて端子１０４から出力される。
その端子１０４から出力された電圧は、ＰＷＭコントローラＰ１に入力される。ＰＷＭコントローラＰ１は、出力電流Ｉｏｕｔに応じた電圧の大きさに応じたデューティ（パルス信号のハイレベルのパルス幅とローレベルのパルス幅との比）のＰＷＭ信号を出力する。すなわち、ＰＷＭコントローラＰ１は、電流センサＳ２の端子１０４の出力電圧が、出力電流Ｉｏｕｔの制御電流値に応じた電圧より大きい場合、出力電流Ｉｏｕｔの電流値は制御電流値より大きいので、ＰＷＭ信号のデューティを小さくする。一方、その出力電圧が、制御電流値に応じた電圧より小さい場合、出力電流Ｉｏｕｔの電流値は制御電流値より小さいので、ＰＷＭ信号のデューティを大きくする。
このように従来のスイッチング電源装置は、ＰＷＭコントローラＰ１が上述のように制御されたＰＷＭ信号をドライバＤ１に対して出力することで、出力端子１０９から出力される出力電流Ｉｏｕｔの電流値が制御される。
このように従来のスイッチング電源装置は、ＰＷＭコントローラＰ１が上述のように制御されたＰＷＭ信号をドライバＤ１に対して出力することで、出力端子１０９から出力される出力電流Ｉｏｕｔの電流値が制御される。
しかしながら、従来のスイッチング電源装置では、以下のような問題があった。
従来のスイッチング電源装置では、出力電流を制御したい制御電流値に制御するために、出力側に電流センサを設ける必要があった。出力側に電流センサを設けると、出力電流Ｉｏｕｔがセンス抵抗Ｒｓに流れるので、出力電圧がＩｏｕｔ×Ｒの電圧降下分だけ低下する。さらに、センス抵抗Ｒｓにおいて、（Ｉｏｕｔ）２ ×Ｒｓの電力損失が起こり、変換効率の低下及び充電時間の長期化という問題が生じる。
従来のスイッチング電源装置では、出力電流を制御したい制御電流値に制御するために、出力側に電流センサを設ける必要があった。出力側に電流センサを設けると、出力電流Ｉｏｕｔがセンス抵抗Ｒｓに流れるので、出力電圧がＩｏｕｔ×Ｒの電圧降下分だけ低下する。さらに、センス抵抗Ｒｓにおいて、（Ｉｏｕｔ）２ ×Ｒｓの電力損失が起こり、変換効率の低下及び充電時間の長期化という問題が生じる。
特に、出力側に設けられた電流センサには、入力電流に加えてグラウンドからも電流が供給されるため、出力側の電流センサにおける電力損失は、入力側に設けられた電流センサにおける電力損失よりも遥かに大きくなり問題である。
本発明の目的は、上記の点に鑑み、出力電圧の降下をなくすことにより、変換効率の低下および充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明の目的は、上記の点に鑑み、出力電圧の降下をなくすことにより、変換効率の低下および充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
上記の課題を解決して本発明の目的を達成するために、本発明は、以下のように構成される。
第１の発明は、出力電流を予め定めた制御電流値に制御するスイッチング電源装置であって、入力電流が供給されるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオンオフに応じた出力電流を出力端子に出力するドライバと、前記入力電流に応じた電圧を出力する電流センサと、前記出力電流を前記制御電流値に制御するための制御電圧を生成して出力する制御電圧生成手段と、前記電流センサの出力電圧と前記制御電圧生成手段が出力する制御電圧との差分を出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力に応じたデューティの第１のＰＷＭ信号を生成し、当該第１のＰＷＭ信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御する第１のＰＷＭコントローラと、を備え、前記制御電圧生成手段は、前記予め定めた制御電流値と前記第１のＰＷＭコントローラが前記第１のＰＷＭ信号を生成するときのデューティとの積に応じた制御電圧を出力する。
第１の発明は、出力電流を予め定めた制御電流値に制御するスイッチング電源装置であって、入力電流が供給されるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオンオフに応じた出力電流を出力端子に出力するドライバと、前記入力電流に応じた電圧を出力する電流センサと、前記出力電流を前記制御電流値に制御するための制御電圧を生成して出力する制御電圧生成手段と、前記電流センサの出力電圧と前記制御電圧生成手段が出力する制御電圧との差分を出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力に応じたデューティの第１のＰＷＭ信号を生成し、当該第１のＰＷＭ信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御する第１のＰＷＭコントローラと、を備え、前記制御電圧生成手段は、前記予め定めた制御電流値と前記第１のＰＷＭコントローラが前記第１のＰＷＭ信号を生成するときのデューティとの積に応じた制御電圧を出力する。
第２の発明は、第１の発明において、前記制御電圧生成手段は電圧源である。
第３の発明は、出力電流を予め定めた制御電流値に制御するスイッチング電源装置であって、入力電流が供給されるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオンオフに応じた出力電流を出力端子に出力するドライバと、前記入力電流に応じた電圧を出力する電流センサと、前記出力電流を前記制御電流値に制御するための制御電圧を生成して出力する制御電圧生成手段と、前記電流センサの出力電圧と前記制御電圧生成手段が出力する制御電圧との差分を出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力に応じたデューティの第１のＰＷＭ信号を生成し、当該第１のＰＷＭ信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御する第１のＰＷＭコントローラと、を備え、前記制御電圧生成手段は、前記第１のＰＷＭ信号を入力し、前記予め定めた制御電流値に応じた電圧が電源電圧として供給されるバッファと、前記バッファの出力信号を平滑化して前記制御電圧として前記差動増幅器に出力するローパスフィルタと、を備えている。
第３の発明は、出力電流を予め定めた制御電流値に制御するスイッチング電源装置であって、入力電流が供給されるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオンオフに応じた出力電流を出力端子に出力するドライバと、前記入力電流に応じた電圧を出力する電流センサと、前記出力電流を前記制御電流値に制御するための制御電圧を生成して出力する制御電圧生成手段と、前記電流センサの出力電圧と前記制御電圧生成手段が出力する制御電圧との差分を出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力に応じたデューティの第１のＰＷＭ信号を生成し、当該第１のＰＷＭ信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御する第１のＰＷＭコントローラと、を備え、前記制御電圧生成手段は、前記第１のＰＷＭ信号を入力し、前記予め定めた制御電流値に応じた電圧が電源電圧として供給されるバッファと、前記バッファの出力信号を平滑化して前記制御電圧として前記差動増幅器に出力するローパスフィルタと、を備えている。
第４の発明は、第１〜第３の発明において、前記電流センサの出力電圧を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力に応じたデューティの第２のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭコントローラと、前記第１のＰＷＭ信号と前記第２のＰＷＭ信号との論理和をとり、第３のＰＷＭ信号を出力するオア回路と、をさらに備え、前記スイッチング素子は、前記オア回路から出力される第３のＰＷＭ信号によりオンオフ制御される。
本発明によれば、出力側の電流センサが不要となって出力電圧の降下がないので、変換効率の低下および充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御することができる。
以下、図面を参照して本発明のスイッチング電源装置の実施形態について説明する。
（第1 実施形態）
本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図１を参照して説明する。
第１実施形態に係るスイッチング電源装置は、図１に示すように、電流センサＳ１と、スイッチング素子を含むドライバＤ１と、インダクタＬ１とキャパシタ（容量素子）Ｃ１とを含むフィルタＦ１と、制御電圧生成部ＣＶＧＥＮと、差動増幅器ＡＭＰ１と、ＰＷＭコントローラＰ１とを備えている。
（第1 実施形態）
本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図１を参照して説明する。
第１実施形態に係るスイッチング電源装置は、図１に示すように、電流センサＳ１と、スイッチング素子を含むドライバＤ１と、インダクタＬ１とキャパシタ（容量素子）Ｃ１とを含むフィルタＦ１と、制御電圧生成部ＣＶＧＥＮと、差動増幅器ＡＭＰ１と、ＰＷＭコントローラＰ１とを備えている。
電流センサＳ１は、入力端子１０１に入力される入力電流Ｉｉｎを入力し、この入力電流Ｉｉｎに応じた電圧を出力する機能を備えている。また、電流センサＳ１は、３つの端子１０２〜１０４を備えている。端子１０２は、入力端子１０１と接続され、入力電流Ｉｏｕｔが入力される。端子１０３は、端子１０２に入力された入力電流Ｉｏｕｔがそのまま出力される。端子１０４は、入力電流Ｉｏｕｔに応じた電圧が、後述のように差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に供給される。
なお、電流センサＳ１の具体的な構成は、図５に示す電流センサＳ１と同様であるので、その説明は省略する。本発明で用いる電流センサは、入力電流を検出できるものであれば何でもよい。例えば、他の電流センサとして、カレントミラー回路等が挙げられる。
ドライバＤ１は、ＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号によってオンオフ制御されるスイッチング素子を含み、入力端子１０５、出力端子１０６、および電源端子１０７、１０８を備えている。入力端子１０５はＰＷＭコントローラＰ１の出力端子に接続され、出力端子１０６はフィルタＦ１の入力側に接続されている。電源端子１０７は電流センサＳ１の端子１０３に接続され、電源端子１０８はグラウンドに接続されている。
ドライバＤ１は、ＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号によってオンオフ制御されるスイッチング素子を含み、入力端子１０５、出力端子１０６、および電源端子１０７、１０８を備えている。入力端子１０５はＰＷＭコントローラＰ１の出力端子に接続され、出力端子１０６はフィルタＦ１の入力側に接続されている。電源端子１０７は電流センサＳ１の端子１０３に接続され、電源端子１０８はグラウンドに接続されている。
ドライバＤ１の具体的な構成は図６に示すドライバＤ１と同様であり、ＰチャネルとＮチャネルの２つＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２からなりスイッチング素子として機能するＣＭＯＳインバータと、インバータＩＮＶ１とを備えている。なお、ドライバＤ１の具体的な構成は、ＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）でオンオフ制御されるスイッチング素子を含む構成であれば良い。
フィルタＦ１を構成するインダクタＬ１は、その一端がドライバＤ１の出力端子１０６に接続され、その他端がキャパシタＣ１の一端と出力端子１０９にそれぞれ接続されている。キャパシタＣ１の他端はグラウンドに接続されている。出力端子１０９には、充電対象である電池Ｂ１が接続される。
フィルタＦ１を構成するインダクタＬ１は、その一端がドライバＤ１の出力端子１０６に接続され、その他端がキャパシタＣ１の一端と出力端子１０９にそれぞれ接続されている。キャパシタＣ１の他端はグラウンドに接続されている。出力端子１０９には、充電対象である電池Ｂ１が接続される。
制御電圧生成部ＣＶＧＥＮは、出力端子１０９から出力される出力電流Ｉｏｕｔを制御電流値に制御するための制御電圧を生成し、この生成した制御電圧を差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に出力する。すなわち、制御電圧生成部ＣＶＧＥＮは、予め定めた制御電流値とＰＷＭコントローラＰ１が出力するＰＷＭ信号のデューティとの積に応じて制御電圧を生成し、この生成した制御電圧を差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に出力する。制御電圧生成部ＣＶＧＥＮの具体的な構成については後述する。
差動増幅器ＡＭＰ１は、電流センサＳ１から出力される入力電流Ｉｉｎに応じた電圧と制御電圧生成部ＣＶＧＥＮから出力される制御電圧との差に応じた差分信号を生成し、ＰＷＭコントローラＰ１に出力する。
ＰＷＭコントローラＰ１は、差動増幅器ＡＭＰ１から出力される差分信号を制御信号として入力し、この制御信号に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成し、この生成したＰＷＭ信号によりドライバＤ１のスイッチング素子をオンオフ制御する。
ＰＷＭコントローラＰ１は、差動増幅器ＡＭＰ１から出力される差分信号を制御信号として入力し、この制御信号に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成し、この生成したＰＷＭ信号によりドライバＤ１のスイッチング素子をオンオフ制御する。
次に、このような構成の第１実施形態の動作例について、図１、図５および図６を参照して説明する。
いま、入力端子１０１に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、入力電流Ｉｉｎが流れる。この入力電流Ｉｉｎは、電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓを流れ、ドライバＤ１の電源端子１０７に入力される。入力電流Ｉｉｎがセンス抵抗Ｒｓに流れることにより、センス抵抗Ｒｓの両端にＩｉｎ×Ｒｓ〔Ｖ〕の電圧が生じる。この検出電圧Ｖｓ＝Ｉｉｎ×Ｒｓは、入力電流Ｉｉｎの大きさに応じたものであり、電位差検出回路Ｄｉｆ１により検出されて端子１０４から出力される。
いま、入力端子１０１に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、入力電流Ｉｉｎが流れる。この入力電流Ｉｉｎは、電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓを流れ、ドライバＤ１の電源端子１０７に入力される。入力電流Ｉｉｎがセンス抵抗Ｒｓに流れることにより、センス抵抗Ｒｓの両端にＩｉｎ×Ｒｓ〔Ｖ〕の電圧が生じる。この検出電圧Ｖｓ＝Ｉｉｎ×Ｒｓは、入力電流Ｉｉｎの大きさに応じたものであり、電位差検出回路Ｄｉｆ１により検出されて端子１０４から出力される。
端子１０４から出力される検出電圧Ｖｓは、図示しない入力電流制限回路に入力される。この入力電流制限回路は、例えば、入力端子１０１の手前に設けられ、その検出電圧Ｖｓの大きさを基に、入力電流Ｉｉｎが過大であるかどうかを検出して入力電流Ｉｉｎの電流量を制御する。
制御電圧生成部ＣＶＧＥＮは、（１）式のような制御電圧Ｖｃを出力する。
Ｖｃ＝Ｒｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙ ・・・（１）
ただし、Ｒｓは電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓの抵抗値、Ｉｏｕｔｌｉｍは予め定めてある出力電流Ｉｏｕｔの制御電流値、ＤｕｔｙはＰＷＭコントローラＰ１が出力するＰＷＭ信号のデューティである。
制御電圧生成部ＣＶＧＥＮは、（１）式のような制御電圧Ｖｃを出力する。
Ｖｃ＝Ｒｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙ ・・・（１）
ただし、Ｒｓは電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓの抵抗値、Ｉｏｕｔｌｉｍは予め定めてある出力電流Ｉｏｕｔの制御電流値、ＤｕｔｙはＰＷＭコントローラＰ１が出力するＰＷＭ信号のデューティである。
ここで、センス抵抗Ｒｓの抵抗値「Ｒｓ」と、出力電流Ｉｏｕｔの制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍは予め分かっている値である。このため、制御電圧生成部ＣＶＧＥＮは、制御電圧Ｖｃを予め算出し、その算出値を出力電圧とする電圧源とすればよい。
例えば、制御電圧生成部ＣＶＧＥＮは、電流値がＩｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙの電流を出力する電流源と、センス抵抗Ｒｓと同じ抵抗値の負荷抵抗とを接続し、その接続点から制御電圧Ｖｃを出力する構成とすることができる。他には、制御電圧Ｖｃを予め算出し、その値を記憶するメモリと、メモリから制御電圧Ｖｃ読み出してデコードするデコーダとで構成することもできる。
例えば、制御電圧生成部ＣＶＧＥＮは、電流値がＩｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙの電流を出力する電流源と、センス抵抗Ｒｓと同じ抵抗値の負荷抵抗とを接続し、その接続点から制御電圧Ｖｃを出力する構成とすることができる。他には、制御電圧Ｖｃを予め算出し、その値を記憶するメモリと、メモリから制御電圧Ｖｃ読み出してデコードするデコーダとで構成することもできる。
差動増幅器ＡＭＰ１は、電流センサＳ１の端子１０４から出力される検出電圧Ｖｓと制御電圧生成部ＣＶＧＥＮから出力される制御電圧Ｖｃとの差分をとり、増幅して出力する。つまり、差動増幅器ＡＭＰ１は、次式の差分電圧Ｖｄｉｆを生成し、これをＰＷＭコントローラＰ１に出力する。
Ｖｄｉｆ＝ｋ（Ｖｓ−Ｖｃ）
＝ｋ×Ｒｓ×（Ｉｉｎ−Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙ） ・・・ （２）
ただし、ｋは比例定数である。
Ｖｄｉｆ＝ｋ（Ｖｓ−Ｖｃ）
＝ｋ×Ｒｓ×（Ｉｉｎ−Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙ） ・・・ （２）
ただし、ｋは比例定数である。
ＰＷＭコントローラＰ１は、（２）式で表される差分電圧Ｖｄｉｆに応じたデューティのＰＷＭ信号を生成して出力する。ＰＷＭコントローラＰ１が出力するＰＷＭ信号のデューティＤｕｔｙは次式となる。
Ｄｕｔｙ＝Ｉｉｎ／Ｉｏｕｔｌｉｍ ・・・ （３）
（３）式により、ＰＷＭコントローラＰ１は、（２）式で表される差分電圧Ｖｄｉｆが零、つまり、入力電流Ｉｉｎに電流制限をかけて、Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔｌｉｍ×ＤｕｔｙとなるようなＰＷＭ信号を出力する。
ドライバＤ１にはＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号が入力され、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２が、そのＰＷＭ信号によって以下のようにオンオフ制御される。
Ｄｕｔｙ＝Ｉｉｎ／Ｉｏｕｔｌｉｍ ・・・ （３）
（３）式により、ＰＷＭコントローラＰ１は、（２）式で表される差分電圧Ｖｄｉｆが零、つまり、入力電流Ｉｉｎに電流制限をかけて、Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔｌｉｍ×ＤｕｔｙとなるようなＰＷＭ信号を出力する。
ドライバＤ１にはＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号が入力され、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２が、そのＰＷＭ信号によって以下のようにオンオフ制御される。
ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２は、ＰＷＭ信号がハイレベル（すなわち、論理値が１）のとき、インバータＩＮＶ１でＰＷＭ信号が反転するので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２はオフするので、入力電流Ｉｉｎが出力端子１０６に流れる。一方、ＰＷＭ信号がローレベル（すなわち、論理値が０）のとき、インバータＩＮＶ１でＰＷＭ信号が反転するので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１はオフし、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２はオンするので、グラウンドから電流が出力端子１０６に流れる。
このため、ドライバＤ１からの出力電流は、インダクタＬ１を流れて出力端子１０９から出力電流Ｉｏｕｔとして出力される。そして、出力電流Ｉｏｕｔは電池Ｂ１に流れて、電池Ｂ１を充電させる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、インダクタＬ１とキャパシタとで構成されるリアクタンスフィルタにより平滑化された電圧として出力される。
ここで、出力電圧Ｖｏｕｔは、デューティＤｕｔｙに応じて入力電圧Ｖｉｎが伝わった電圧値となるため、次式で表される。
Ｖｏｕｔ＝Ｄｕｔｙ×Ｖｉｎ ・・・ （４）
また、エネルギー保存則より入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔの間には次式が成立する。
Ｖｉｎ×Ｉｉｎ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ ・・・ （５）
ここで、出力電圧Ｖｏｕｔは、デューティＤｕｔｙに応じて入力電圧Ｖｉｎが伝わった電圧値となるため、次式で表される。
Ｖｏｕｔ＝Ｄｕｔｙ×Ｖｉｎ ・・・ （４）
また、エネルギー保存則より入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔの間には次式が成立する。
Ｖｉｎ×Ｉｉｎ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ ・・・ （５）
よって、（４）式）を（５）式に代入すると、入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔとの関係は次式となる。
Ｉｉｎ＝Ｄｕｔｙ×Ｉｏｕｔ ・・・ （６）
さらに、（３）式を（６）式に代入すると、出力電流Ｉｏｕｔは、次式となる。
Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔｌｉｍ ・・・ （７）
したがって、（７）式により出力電流Ｉｏｕｔは、制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍに制御される。つまり、第１実施形態では、出力側に電流センサを設けることなく、出力電流Ｉｏｕｔを制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍに制御することができる。
Ｉｉｎ＝Ｄｕｔｙ×Ｉｏｕｔ ・・・ （６）
さらに、（３）式を（６）式に代入すると、出力電流Ｉｏｕｔは、次式となる。
Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔｌｉｍ ・・・ （７）
したがって、（７）式により出力電流Ｉｏｕｔは、制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍに制御される。つまり、第１実施形態では、出力側に電流センサを設けることなく、出力電流Ｉｏｕｔを制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍに制御することができる。
以上のように、本発明の第１実施形態は、上述した構成および動作により、出力側に電流センサが不要であり、出力電圧が降下しないので、変換効率の低下および充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御できるという効果を奏する。
また、本発明の第１実施形態は、フィードフォワード構成であるので、入力電流の変化に対して、高速に出力電流を制御電流値に制御できるという効果も奏する。
また、本発明の第１実施形態は、フィードフォワード構成であるので、入力電流の変化に対して、高速に出力電流を制御電流値に制御できるという効果も奏する。
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図２を参照して説明する。
第１実施形態は、上述のように、電流センサＳ１から出力される検出電圧Ｖｓを図示しない入力電流制限回路に入力し、その入力電流制限回路がその検出電圧Ｖｓに応じて入力電流Ｉｉｎの電流量を制御するようにした。
しかし、第２実施形態は、図１に示す構成を基本にし、入力電流Ｉｉｎを制御するために、図１の構成を以下のように追加、変更したものである。
次に、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図２を参照して説明する。
第１実施形態は、上述のように、電流センサＳ１から出力される検出電圧Ｖｓを図示しない入力電流制限回路に入力し、その入力電流制限回路がその検出電圧Ｖｓに応じて入力電流Ｉｉｎの電流量を制御するようにした。
しかし、第２実施形態は、図１に示す構成を基本にし、入力電流Ｉｉｎを制御するために、図１の構成を以下のように追加、変更したものである。
すなわち、この第２実施形態は、図１に示す構成を基本にし、さらに、増幅器ＡＭＰ、ＰＷＭコントローラＰ２、およびオア回路ＯＲを追加し、その制御系の構成を図２に示すように変更したものである。
増幅器ＡＭＰは、電流センサＳ１から出力される検出電圧Ｖｓを増幅してＰＷＭコントローラＰ２に出力する。ＰＷＭコントローラＰ２は、増幅器ＡＭＰの出力信号に制御信号として入力し、その制御信号に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成し、この生成したＰＷＭ信号をオア回路ＯＲに出力する。また、ＰＷＭコントローラＰ１は、自己の生成したＰＷＭ信号をオア回路ＯＲに出力する。
増幅器ＡＭＰは、電流センサＳ１から出力される検出電圧Ｖｓを増幅してＰＷＭコントローラＰ２に出力する。ＰＷＭコントローラＰ２は、増幅器ＡＭＰの出力信号に制御信号として入力し、その制御信号に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成し、この生成したＰＷＭ信号をオア回路ＯＲに出力する。また、ＰＷＭコントローラＰ１は、自己の生成したＰＷＭ信号をオア回路ＯＲに出力する。
オア回路ＯＲは、ＰＷＭコントローラＰ１からのＰＷＭ信号とＰＷＭコントローラＰ２からのＰＷＭ信号との論理和処理を行い、論理和処理された信号をドライバＤ１に出力する。ドライバＤ１のスイッチング素子は、オア回路ＯＲからの出力信号によりオンオフ制御される。
なお、第２実施形態の他の部分の構成は第１実施形態の構成と同様であるので、同一の構成要素には同一符号を付してその説明は省略する。
このような構成の第２実施形態によれば、入力電流Ｉｉｎの電流量の制御と、出力電流Ｉｏｕｔの電流量の制御を１個のドライバで制御できる。すなわち、ドライバを共有化できるため、スイッチング電源装置全体を小型化できるという効果を奏する。
なお、第２実施形態の他の部分の構成は第１実施形態の構成と同様であるので、同一の構成要素には同一符号を付してその説明は省略する。
このような構成の第２実施形態によれば、入力電流Ｉｉｎの電流量の制御と、出力電流Ｉｏｕｔの電流量の制御を１個のドライバで制御できる。すなわち、ドライバを共有化できるため、スイッチング電源装置全体を小型化できるという効果を奏する。
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図３を参照して説明する。
第３実施形態に係るスイッチング電源装置は、図１に示す第１実施形態の制御電圧生成部ＣＶＧＥＮを、図３に示すようにバッファＢＵＦ１とローパスフィルタＦ２に置き換えたものである。
したがって、第３実施形態では、図３に示すように、電流センサＳ１と、スイッチング素子を含むドライバＤ１と、インダクタＬ１とキャパシタ（容量素子）Ｃ１とを含むフィルタＦ１と、バッファＢＵＦ１と、ローパスフィルタＦ２と、差動増幅器ＡＭＰ１と、ＰＷＭコントラーラＰ１とを備えている。
次に、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図３を参照して説明する。
第３実施形態に係るスイッチング電源装置は、図１に示す第１実施形態の制御電圧生成部ＣＶＧＥＮを、図３に示すようにバッファＢＵＦ１とローパスフィルタＦ２に置き換えたものである。
したがって、第３実施形態では、図３に示すように、電流センサＳ１と、スイッチング素子を含むドライバＤ１と、インダクタＬ１とキャパシタ（容量素子）Ｃ１とを含むフィルタＦ１と、バッファＢＵＦ１と、ローパスフィルタＦ２と、差動増幅器ＡＭＰ１と、ＰＷＭコントラーラＰ１とを備えている。
ここで、第３実施形態は、第１実施形態の構成と共通する部分を有するので、共通部分の構成要素には同一符号を付して説明はできるだけ省略し、構成が異なる部分について主に説明する。
バッファＢＵＦ１は、ＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号が入力されるようになっている。また、バッファＢＵＦ１は、電源端子１１０から出力電流Ｉｏｕｔの制御電流値に応じた電源電圧Ｖ１が供給される。バッファＢＵＦ１の出力はローパスフィルタＦ２に入力される。
ローパスフィルタＦ２は、例えば抵抗と容量を用いた１次のパッシブローパスフィルタなどで構成される。また、ローパスフィルタＦ２は、バッファＢＵＦ１からの出力電圧を入力し、この入力電圧を平滑化して差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に出力する。
バッファＢＵＦ１は、ＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号が入力されるようになっている。また、バッファＢＵＦ１は、電源端子１１０から出力電流Ｉｏｕｔの制御電流値に応じた電源電圧Ｖ１が供給される。バッファＢＵＦ１の出力はローパスフィルタＦ２に入力される。
ローパスフィルタＦ２は、例えば抵抗と容量を用いた１次のパッシブローパスフィルタなどで構成される。また、ローパスフィルタＦ２は、バッファＢＵＦ１からの出力電圧を入力し、この入力電圧を平滑化して差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に出力する。
次に、このような構成の第３実施形態の動作例について、図３、図５および図６を参照して説明する。
いま、入力端子１０１に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、入力電流Ｉｉｎが電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓを流れ、ドライバＤ１の電源端子１０７に入力される。このため、センス抵抗Ｒｓの両端にＩｉｎ×Ｒｓ〔Ｖ〕の電圧Ｖｓが生じ、この電圧Ｖｓが電流センサＳ１の端子１０４から出力される。
端子１０４から出力される電圧Ｖｓは、図示しない入力電流制限回路に入力される。この入力電流制限回路は、例えば、入力端子１０１の手前に設けられ、入力電流Ｉｉｎに応じた端子１０４の出力電圧の大きさを基に、入力電流Ｉｉｎが過大であるかどうかを検出して入力電流Ｉｉｎの電流量を制御する。
いま、入力端子１０１に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、入力電流Ｉｉｎが電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓを流れ、ドライバＤ１の電源端子１０７に入力される。このため、センス抵抗Ｒｓの両端にＩｉｎ×Ｒｓ〔Ｖ〕の電圧Ｖｓが生じ、この電圧Ｖｓが電流センサＳ１の端子１０４から出力される。
端子１０４から出力される電圧Ｖｓは、図示しない入力電流制限回路に入力される。この入力電流制限回路は、例えば、入力端子１０１の手前に設けられ、入力電流Ｉｉｎに応じた端子１０４の出力電圧の大きさを基に、入力電流Ｉｉｎが過大であるかどうかを検出して入力電流Ｉｉｎの電流量を制御する。
バッファＢＵＦ１は、電源端子１１０に電圧値がＲｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍである電源電圧Ｖ１が与えられ、ＰＷＭコントローラＰ１が出力するデューティがＤｕｔｙのＰＷＭ信号が入力される。ただし、Ｒｓは電流センサＳ１のセンス抵抗Ｒｓの抵抗値、Ｉｏｕｔｌｉｍは出力電流Ｉｏｕｔの制御電流値である。
ここで、センス抵抗Ｒｓの抵抗値Ｒｓは、予め分かっている値であるので、Ｒｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍの値を予め算出して、その算出値を電源電圧Ｖ１として電源端子１１０に与えればよい。
ここで、センス抵抗Ｒｓの抵抗値Ｒｓは、予め分かっている値であるので、Ｒｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍの値を予め算出して、その算出値を電源電圧Ｖ１として電源端子１１０に与えればよい。
したがって、バッファＢＵＦ１は、デューティがＤｕｔｙ、ハイレベルの電圧がＲｓ×ＩｏｕｔｌｉｍであるＰＷＭ信号を出力する。つまり、バッファＢＵＦ１は、平均した電圧値がＲｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙとなる電圧信号を出力する。
ローパスフィルタＦ２は、バッファＢＵＦ１の出力信号を平均化して、電圧値がＲｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙとなる電圧信号を出力する。
ローパスフィルタＦ２は、バッファＢＵＦ１の出力信号を平均化して、電圧値がＲｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙとなる電圧信号を出力する。
そして、差動増幅器ＡＭＰ１は、電流センサＳ１の端子１０４から出力される電圧Ｒｓ×ＩｉｎとローパスフィルタＦ２の出力電圧Ｒｓ×Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙとの差分をとり、増幅して出力する。つまり、差動増幅器ＡＭＰ１は、次式の差分電圧Ｖｄｉｆを生成し、これをＰＷＭコントローラＰ１に出力する。
Ｖｄｉｆ＝ｋ×Ｒｓ×（Ｉｉｎ−Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙ） ・・・ （８）
ただし、ｋは比例定数である。
Ｖｄｉｆ＝ｋ×Ｒｓ×（Ｉｉｎ−Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙ） ・・・ （８）
ただし、ｋは比例定数である。
ＰＷＭコントローラＰ１は、（８）式で表される差分電圧Ｖｄｉｆに応じたデューティのＰＷＭ信号を生成して出力する。ＰＷＭコントローラＰ１が出力するＰＷＭ信号のデューティＤｕｔｙは次式となる。
Ｄｕｔｙ＝Ｉｉｎ／Ｉｏｕｔｌｉｍ ・・・ （９）
（９）式により、ＰＷＭコントローラＰ１は、（８）式で表される差分電圧Ｖｄｉｆが零、つまり、入力電流Ｉｉｎに電流制限をかけて、Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔｌｉｍ×ＤｕｔｙとなるようなＰＷＭ信号を出力する。
Ｄｕｔｙ＝Ｉｉｎ／Ｉｏｕｔｌｉｍ ・・・ （９）
（９）式により、ＰＷＭコントローラＰ１は、（８）式で表される差分電圧Ｖｄｉｆが零、つまり、入力電流Ｉｉｎに電流制限をかけて、Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔｌｉｍ×ＤｕｔｙとなるようなＰＷＭ信号を出力する。
ドライバＤ１にはＰＷＭコントローラＰ１から出力されるＰＷＭ信号が入力され、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２は、そのＰＷＭ信号によって第１実施形態の場合と同様にオンオフ制御される。
このため、ドライバＤ１からの出力電流は、インダクタＬ１を流れて出力端子１０９から出力電流Ｉｏｕｔとして出力される。そして、出力電流Ｉｏｕｔは電池Ｂ１に流れて、電池Ｂ１を充電させる。出力端子１０９における出力電圧Ｖｏｕｔは、インダクタＬ１とキャパシタとで構成されるリアクタンスフィルタにより平滑化された電圧として出力される。
このため、ドライバＤ１からの出力電流は、インダクタＬ１を流れて出力端子１０９から出力電流Ｉｏｕｔとして出力される。そして、出力電流Ｉｏｕｔは電池Ｂ１に流れて、電池Ｂ１を充電させる。出力端子１０９における出力電圧Ｖｏｕｔは、インダクタＬ１とキャパシタとで構成されるリアクタンスフィルタにより平滑化された電圧として出力される。
ここで、出力電圧Ｖｏｕｔは、デューティＤｕｔｙに応じて入力電圧Ｖｉｎが伝わった電圧値となるため、次式で表される。
Ｖｏｕｔ＝Ｄｕｔｙ×Ｖｉｎ ・・・ （１０）
また、エネルギー保存則より入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔの間には次式が成立する。
Ｖｉｎ×Ｉｉｎ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ ・・・ （１１）
Ｖｏｕｔ＝Ｄｕｔｙ×Ｖｉｎ ・・・ （１０）
また、エネルギー保存則より入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔの間には次式が成立する。
Ｖｉｎ×Ｉｉｎ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ ・・・ （１１）
よって、（１０）式を（１１）式に代入すると、入力電流Ｉｉｎと出力電流Ｉｏｕｔとの関係は次式となる。
Ｉｉｎ＝Ｄｕｔｙ×Ｉｏｕｔ ・・・ （１２）
さらに、（９）式を（１２）式に代入すると、出力電流Ｉｏｕｔは、次式となる。
Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔｌｉｍ ・・・ （１３）
したがって、（１３）式により出力電流Ｉｏｕｔは、制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍに制御される。つまり、第３実施形態では、出力側に電流センサを設けることなく、出力電流Ｉｏｕｔを制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍに制御することができる。
Ｉｉｎ＝Ｄｕｔｙ×Ｉｏｕｔ ・・・ （１２）
さらに、（９）式を（１２）式に代入すると、出力電流Ｉｏｕｔは、次式となる。
Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔｌｉｍ ・・・ （１３）
したがって、（１３）式により出力電流Ｉｏｕｔは、制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍに制御される。つまり、第３実施形態では、出力側に電流センサを設けることなく、出力電流Ｉｏｕｔを制御電流値Ｉｏｕｔｌｉｍに制御することができる。
以上のように本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置は、上述した構成及び動作により、出力側に電流センサが不要であり、出力電圧が降下しないので、変換効率の低下及び充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御できるという効果を奏する。
また、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置は、制御電圧生成手段を、バッファとローパスフィルタによる簡易な構成で実現できるので、小型にすることができるという効果も奏する。
また、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置は、制御電圧生成手段を、バッファとローパスフィルタによる簡易な構成で実現できるので、小型にすることができるという効果も奏する。
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について説明する。
第３実施形態は、上述のように、電流センサＳ１から出力される電圧Ｖｓを図示しない入力電流制限回路に入力し、その入力電流制限回路がその検出電圧Ｖｓに応じて入力電流Ｉｉｎの電流量を制御するようにした。
しかし、第４実施形態は、図３に示す構成を基本にし、入力電流Ｉｉｎを制御するために、図２に示す増幅器ＡＭＰ、ＰＷＭコントローラＰ２、およびオア回路ＯＲを追加し、その構成を変更したものである。
このような構成の第４実施形態によれば、入力電流Ｉｉｎの電流量の制御と、出力電流Ｉｏｕｔの電流量の制御を１個のドライバで制御できる。すなわち、ドライバを共有化できるため、スイッチング電源装置全体を小型化できるという効果を奏する。
次に、本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について説明する。
第３実施形態は、上述のように、電流センサＳ１から出力される電圧Ｖｓを図示しない入力電流制限回路に入力し、その入力電流制限回路がその検出電圧Ｖｓに応じて入力電流Ｉｉｎの電流量を制御するようにした。
しかし、第４実施形態は、図３に示す構成を基本にし、入力電流Ｉｉｎを制御するために、図２に示す増幅器ＡＭＰ、ＰＷＭコントローラＰ２、およびオア回路ＯＲを追加し、その構成を変更したものである。
このような構成の第４実施形態によれば、入力電流Ｉｉｎの電流量の制御と、出力電流Ｉｏｕｔの電流量の制御を１個のドライバで制御できる。すなわち、ドライバを共有化できるため、スイッチング電源装置全体を小型化できるという効果を奏する。
（その他）
上記のように、本発明における制御電圧生成手段について、第１実施形態では制御電圧生成部ＣＶＧＥＮとし、第３実施形態ではバッファＢＵＦ１およびローパスフィルタＦ２としたが、（Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙ）に応じた電圧が出力できる構成であれば、どのような構成でもよい。
例えば、ＰＷＭコントローラＰ１の出力を、アナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換器の入力に接続して、ＡＤ変換器の出力を、高周波成分を除去するディジタルフィルタに接続して、ディジタルフィルタの出力を、ディジタル信号からアナログ信号に変換するＤＡ変換器の入力に接続して、ＤＡ変換器の出力を差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続するという構成が挙げられる。
上記のように、本発明における制御電圧生成手段について、第１実施形態では制御電圧生成部ＣＶＧＥＮとし、第３実施形態ではバッファＢＵＦ１およびローパスフィルタＦ２としたが、（Ｉｏｕｔｌｉｍ×Ｄｕｔｙ）に応じた電圧が出力できる構成であれば、どのような構成でもよい。
例えば、ＰＷＭコントローラＰ１の出力を、アナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換器の入力に接続して、ＡＤ変換器の出力を、高周波成分を除去するディジタルフィルタに接続して、ディジタルフィルタの出力を、ディジタル信号からアナログ信号に変換するＤＡ変換器の入力に接続して、ＤＡ変換器の出力を差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続するという構成が挙げられる。
他には、ＰＷＭコントローラＰ１が出力するＰＷＭ信号を、アップカウントとダウンカウントを切り替える制御信号として、アップダウンカウンタの制御端子に入力し、ＰＷＭ信号よりも十分周波数が高いクロック信号をアップダウンカウンタのクロック端子に入力し、ＰＷＭ信号のハイレベルのパルス幅に対して、アップカウントを行い、ＰＷＭ信号のローレベルのパルス幅に対して、ダウンカウントを行い、ある一定時間内にカウントしたカウント値をデコードするデコーダに入力し、デコーダの出力を差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に入力するという構成も挙げられる。
本発明のスイッチング電源装置は、蓄電システム等の分野で好適に利用できる。
Ｄ１・・・ドライバ
Ｆ１・・・フィルタ
Ｓ１・・・電流センサ
ＣＶＧＥＮ・・・制御電圧生成部
ＡＭＰ１・・・差動増幅器
Ｐ１、Ｐ２・・・ＰＷＭコントローラ
ＢＵＦ１・・・バッファ
Ｆ２・・・ローパスフィルタ
ＡＭＰ・・・増幅器
Ｆ１・・・フィルタ
Ｓ１・・・電流センサ
ＣＶＧＥＮ・・・制御電圧生成部
ＡＭＰ１・・・差動増幅器
Ｐ１、Ｐ２・・・ＰＷＭコントローラ
ＢＵＦ１・・・バッファ
Ｆ２・・・ローパスフィルタ
ＡＭＰ・・・増幅器
Claims (4)
- 出力電流を予め定めた制御電流値に制御するスイッチング電源装置であって、
入力電流が供給されるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオンオフに応じた出力電流を出力端子に出力するドライバと、
前記入力電流に応じた電圧を出力する電流センサと、
前記出力電流を前記制御電流値に制御するための制御電圧を生成して出力する制御電圧生成手段と、
前記電流センサの出力電圧と前記制御電圧生成手段が出力する制御電圧との差分を出力する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力に応じたデューティの第１のＰＷＭ信号を生成し、当該第１のＰＷＭ信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御する第１のＰＷＭコントローラと、
を備え、
前記制御電圧生成手段は、
前記予め定めた制御電流値と前記第１のＰＷＭコントローラが前記第１のＰＷＭ信号を生成するときのデューティとの積に応じた制御電圧を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記制御電圧生成手段は、電圧源であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 出力電流を予め定めた制御電流値に制御するスイッチング電源装置であって、
入力電流が供給されるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオンオフに応じた出力電流を出力端子に出力するドライバと、
前記入力電流に応じた電圧を出力する電流センサと、
前記出力電流を前記制御電流値に制御するための制御電圧を生成して出力する制御電圧生成手段と、
前記電流センサの出力電圧と前記制御電圧生成手段が出力する制御電圧との差分を出力する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力に応じたデューティの第１のＰＷＭ信号を生成し、当該第１のＰＷＭ信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御する第１のＰＷＭコントローラと、
を備え、
前記制御電圧生成手段は、
前記第１のＰＷＭ信号を入力し、前記予め定めた制御電流値に応じた電圧が電源電圧として供給されるバッファと、
前記バッファの出力信号を平滑化して前記制御電圧として前記差動増幅器に出力するローパスフィルタと、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記電流センサの出力電圧を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力に応じたデューティの第２のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭコントローラと、
前記第１のＰＷＭ信号と前記第２のＰＷＭ信号との論理和をとり、第３のＰＷＭ信号を出力するオア回路と、をさらに備え、
前記スイッチング素子は、前記オア回路から出力される第３のＰＷＭ信号によりオンオフ制御されることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
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