JP5323451B2 - 電源供給装置及び電源供給方法 - Google Patents

Description

本発明は、過電流保護機能を有する電源供給装置に関し、例えば自動車等の車両において、負荷への電源の供給、遮断をおこなうスイッチを備えた電源供給装置及び電源供給方法に関する。

従来、自動車等の車両には、ヘッドライトスイッチ、オーディオスイッチ等の操作スイッチの操作に応じてヘッドライト等の電気部品（負荷）へのバッテリ電源の供給、遮断を行う電源供給装置が収容されたジャンクションボックス（電気接続箱）が搭載されている。このジャンクションボックスは、バッテリ、各種の操作スイッチ及び各種負荷にそれぞれ電線（ハーネス）を介して接続されている。

また、ジャンクションボックス内の電源供給回路には、操作スイッチの操作に応じて、バッテリから供給される電源を負荷に供給・遮断するための複数の半導体スイッチが設けられている。従来、負荷や半導体スイッチ及び電線を過電流から保護するために、ヒューズ等の過電流保護素子が設けられている。近年、過電流保護素子の電子化が進められており、従来のヒューズに代えて半導体スイッチの過電流保護や過熱保護機能を用いて電線を保護する電源供給装置が種々提案されている（例えば、特許文献１,特許文献２参照）。

特許文献１に開示された技術では、負荷へ電力を供給する負荷駆動用のパワー素子近傍の温度を検出し、検出温度が所定温度以上のとき、制御手段により、パワー素子への制御信号の入力を遮断し、その遮断状態を保持することで、パワー素子自身を保護する技術が開示されている。

特許文献２に開示された技術では、半導体素子からワイヤを介して負荷に流れる負荷電流を検出し、負荷電流が過電流制限闘値を超えると、電流制限回路により、半導体素子の駆動電流を低下させて負荷電流を過電流制限闘値以下に制限する。この過電流制限闘値は、負荷電流によってワイヤが焼損する電流値以下の値に設定される。また、この過電流制限闘値は、起動時から所定時間の間は、突入電流で誤作動しないように第１の闘値に設定され、所定時間経過後は、第１の闘値より小さい第２の闘値に設定される。これにより、電線の保護を図っている。
特開平１０−１４５２０５号公報 特開２００３−１１１２６４号公報

ところで、上記特許文献１の従来技術では、負荷駆動用の半導体スイッチを破壊から保護することはできても、半導体スイッチの温度が所定の温度まで上昇し続ける間、過電流が電線を介して負荷に流れ続けることになり、電線を保護することができないという問題がある。従って、特許文献１の技術を、従来のヒューズの代替品として用いることはできない。

また、半導体スイッチ近傍の温度に基づいて電流遮断を行わせる場合に、半導体スイッチと電線が周囲環境温度の異なった位置に搭載されると、半導体スイッチを保護することはできても、電線を保護することができない場合がある。このように半導体スイッチと電線の周囲環境温度の差を考慮すると、電流遮断閾値に対して大きなマージンを取らなければならなくなる。

パワー素子の近傍の温度を検出し、その検出温度に基づき、半導体スイッチを遮断する特許文献１の技術では、半導体スイッチの保護を充分に図ることができない。すなわち、その検出温度は、センサ自身の検出精度やチップ内における温度分布によりばらつきが大きいため、これを基準にすると、実際の遮断温度もばらつくという問題がある。また、温度センサの精度が一般的に良くないため（±２５℃程度）、温度検出による半導体スイッチ遮断方法を用いると遮断電流値が安定せず、バラツキが大きくなるといった問題もある。そのため、温度検出による保護機能では、パワー素子等を十分に保護することはできない。
さらに、短絡時の突入電流に対し、素子の発熱を検知する方法では熱が伝導するまでに時間がかかるため、パワー素子の定格電流をオーバーして、パワー素子にダメージを与えてしまうといった問題がある。

上記特許文献２の従来技術では、起動時から所定時間の間と所定時間経過後とで異なる閾値を設定した過電流検出方法を用いている。このような過電流検出方法を用いた保護機能では、遮断閾値数を多く設定して細かく制御しないと、電線の過渡許容電流値に対して、かなり狭い許容電流範囲となる。すなわち、時間によって異なる閾値を設定した過電流検出方法を用いるためには、時間に対し複数の閾値を設定し、これを所定のタイミングをトリガーとして閾値を切り替える、といった複雑な処理が必要となる。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みて為されたもので、その目的は、半導体スイッチまたは電線を過電流及びそれに伴う過熱から保護しつつ過渡時での許容電流領域を広く使うことが可能な電源供給装置及び電源供給方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明に係る電源供給装置は、電源と負荷との間に接続される半導体スイッチと、前記半導体スイッチと前記負荷との間の電線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出した電流値から、大きさが前記電流値の２乗に相当する２乗電流値を演算して出力する電流変換手段と、前記２乗電流値を入力して前記半導体スイッチまたは前記電線の温度上昇の大きさに相当する温度上昇相当値もしくは温度に相当する温度相当値を出力する熱等価手段と、前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値が、前記半導体スイッチの限界温度に基づき設定される第１異常判定値または前記電線の限界温度に基づき設定される第２異常判定値を超えたときに異常と判定する異常判定手段と、前記異常判定手段により異常と判定されたときに前記半導体スイッチをオフ状態にする半導体スイッチ駆動手段と、を備え、前記熱等価手段は、前記半導体スイッチの半導体限界過電流特性と前記電線の電線限界過電流特性のうち、限界過電流値がより低い方の限界過電流特性を超えずかつこれに近い前記半導体スイッチの過渡的な熱変動特性を表現するように構成されていることを特徴とする。

この構成によれば、電流検出手段によりパワー素子に流れる電流値に比例した検出値を出力し、電流変換手段によりその検出値を演算して２乗電流値を出力し、熱等価手段によりその２乗電流値から電線の温度上昇相当値もしくは温度相当値を出力する。この温度上昇相当値もしくは温度相当値は、半導体スイッチをオン状態にした後（負荷の起動後）、半導体スイッチ及び電線に流れる電流に応じて変化する。例えば、電線に流れる電流が増えると、電線の消費電力（発熱量）が増えることから、それによる温度上昇相当値もしくは温度相当値が熱等価手段から出力される。また、半導体スイッチに流れる電流が増えると、半導体スイッチの消費電力（発熱量）が増えることから、それによる温度上昇相当値もしくは温度相当値が熱等価手段から出力される。

熱等価手段から出力された半導体スイッチの温度上昇相当値もしくは温度相当値を第１異常判定値と比較するとともに、電線の温度上昇相当値もしくは温度相当値を第２異常判定値と比較し、少なくともいずれか一方の温度上昇相当値もしくは温度相当値が異常判定値を超えた場合に半導体スイッチをオフ状態にすることで、電線限界過電流特性及び半導体限界過電流特性とマッチングのとれた電流遮断特性（過電流保護特性）が得られる。ここでは、熱等価手段で半導体スイッチ及び電線の温度上昇相当値もしくは温度相当値を出力させるようにしていることから、半導体スイッチ及び電線のそれぞれの過渡時の許容電流領域を広くとることができる。

このように、半導体限界温度及び電線限界温度とマッチングのとれた電流遮断特性が得られるので、環境温度が変動する中でも電線及び半導体スイッチを過電流及びそれに伴う過熱から保護しながら、電線及び半導体スイッチを効率良く使うことが可能になる。これに対し、半導体スイッチ近傍の温度を測定して半導体スイッチ及び電線を過電流及び過熱から保護するシステムを構築しようとすると、温度センサの精度，応答性や電線の温度が計れない等、求める電流遮断特性を得ることができない。

請求項２に記載の発明に係る電源供給装置は、前記熱等価手段が前記半導体スイッチ及び前記電線の少なくともいずれか一方における熱容量及び熱伝導に対応させてコンデンサ（Ｃ）と抵抗（Ｒ）とを組合せたＣＲ時定数回路で構成され、前記２乗電流値を入力して前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値を出力することを特徴とする。
電流変換手段から２乗電流値が与えられることから、熱等価手段ではチップコンデンサや抵抗を組み合わせるだけで、半導体スイッチまたは／及び電線の過渡的な熱変動を電気的に容易に表現することが可能となる。

請求項３に記載の発明に係る電源供給装置は、前記ＣＲ時定数回路が、ＣとＲを多段に組合せて構成されていることを特徴とする。

この構成によれば、ＣとＲを多段に組合せて多段ＣＲ時定数回路とすることで、半導体スイッチまたは／及び電線の過渡的な熱変動（昇温及び降温）の電気的なモデルを詳細化することができ、電流遮断特性を詳細に設定することが可能となる。一例として、半導体スイッチがチップ（半導体素子）とこれを収容し封止するケースと基板とから構成されるとしたとき、半導体スイッチの過渡的な熱変動のモデルは、各構成部品の熱容量を表すコンデンサ及び各構成部品間での熱抵抗を表す抵抗を多段に接続した多段ＣＲ時定数回路で詳細に表すことができ、熱発生源であるチップから雰囲気までの熱経路を電気等価回路でモデル化することができる。

請求項４に記載の発明に係る電源供給装置は、前記ＣＲ時定数回路の定数及び前記異常判定値を調整することで、前記半導体スイッチをオフにして電流を遮断する電流遮断特性が任意に設定されることを特徴とする。

この構成によれば、ＣＲ時定数回路の定数及び前記異常判定値を調整することで、例えば電流遮断特性を実際のデバイスのものよりも保守的に設定することができ、安全性をより高めることが可能となる。例えば、デッドショートに対する保護も可能となるように電流遮断特性を設定することができる。

請求項５に記載の発明に係る電源供給装置は、前記第１異常判定値または前記第２異常判定値のデータを格納する記憶手段を備え、前記熱等価手段は、デジタル演算回路により構成され、前記異常判定手段は、前記記憶手段から前記第１異常判定値または前記第２異常判定値を読み込んで前記熱等価手段のデジタル演算値と比較することで異常を判定することを特徴とする。

コンデンサ及び抵抗を用いたアナログ回路で構成する場合、コンデンサ容量や抵抗値が大きくなり、大型化や高級化（コストアップ）する場合がある。これに対して、この構成によれば、熱等価手段をデジタル演算回路により構成しているため、小型化やコストの低減を図れる。

請求項６に記載の発明に係る電源供給装置は、前記電流変換手段が、デジタル演算回路により構成されていることを特徴とする。
この構成によれば、電流変換手段としてデジタル演算回路を用いることにより、電流検出手段で検出した電流値から２乗電流値をデジタル演算して出力することができる。

請求項７に記載の発明に係る電源供給装置は、前記デジタル演算回路の定数及び異常判定値を調整することで、前記半導体スイッチの電流遮断特性を任意に設定可能であることを特徴とする。
この構成によれば、任意の電流遮断特性を設定することができ、例えば電流遮断特性を実際のデバイスのものよりも保守的に設定することができ、安全性をより高めることが可能となる。

請求項８に記載の発明に係る電源供給装置は、前記半導体スイッチは、半導体パッケージ及び基板の構成条件を調整することによって、過渡的な熱変動特性に基づく限界電流特性が前記電線の限界電流特性に略相似するように構成されており、前記熱等価手段は、前記熱変動特性に基づいて前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値を出力することを特徴とする。

断続的な過電流等が発生した場合に、電線と半導体スイッチの熱容量が異なる場合には、例えば熱容量が大きい電線に蓄熱されていくことになる。この場合、電線の温度は下がらないで、半導体スイッチの温度だけが低下することになる。その結果、半導体スイッチは保護されるが、電線は保護できない。これに対し、本発明の構成によれば、半導体スイッチの過渡的な熱変動特性が電線の熱変動特性に略相似するように半導体スイッチを構成することで、断続的な過電流等が発生した場合でも、半導体スイッチと電線の両方を保護することができる。

請求項９に記載の発明に係る電源供給装置は、前記半導体スイッチは、半導体パッケージ及び基板の構成条件により該半導体スイッチの熱容量を調整することによって、負荷電流の過渡的な変動を許容する電流遮断特性を有していることを特徴とする。

ここで、「過渡的な負荷電流」とは、負荷への通電開始直後の短期間に発生するモータ突入電流、ランプのラッシュ電流等の過渡領域での負荷電流を意味する。過渡領域での負荷電流は、その過渡領域が終わった後の安定動作領域（長期通電領域）における定常電流の数倍から10倍程度の電流が発生する。この構成によれば、安定動作領域で負荷電流を許容すると共に、過渡電流領域においても負荷電流を許容できるように設定することができる。

上記課題を解決するために、請求項１０に記載の発明に係る電源供給方法は、電源と負荷との間に接続される半導体スイッチと前記負荷との間の電線に流れる電流を検出する工程と、前記工程で検出した電流値から大きさが前記電流値の２乗に相当する２乗電流値を演算して出力する工程と、前記２乗電流値を入力して前記半導体スイッチまたは前記電線の温度上昇の大きさに相当する温度上昇相当値もしくは温度に相当する温度相当値を出力する工程と、前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値が、前記半導体スイッチの限界温度に基づき設定される第１異常判定値または前記電線の限界温度に基づき設定される第２異常判定値を超えたときに異常と判定する工程と、異常と判定されたときに前記半導体スイッチをオフ状態にする工程と、を備え、前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値を出力する工程では、前記半導体スイッチの半導体限界過電流特性と前記電線の電線限界過電流特性のうち、限界過電流値がより低い方の限界過電流特性を超えずかつこれに近い前記半導体スイッチの過渡的な熱変動特性を表現するように構成された手段を用いていることを特徴とする。

この構成によれば、電線限界過電流特性及び半導体限界過電流特性とマッチングのとれた電流遮断特性が得られるので、電線及び半導体スイッチを過電流及び過熱から保護しながら、電線及び半導体スイッチを効率良く使うことが可能になる。

次に、本発明に係る電源供給装置を自動車等の車両に搭載される電気接続箱（ジャンクションボックス）に適用した各実施形態を図面に基づいて説明する。

（第１実施形態）
図１は本発明の第１実施形態に係る電源供給装置の概略構成を示すブロック図、図２はその電源供給装置のより詳細な構成を示す回路である。

図１に示す第１実施形態に係る電源供給装置１は、自動車等の車両において、操作スイッチの操作に応じてオン、オフし、バッテリ２（バッテリ２の電源電圧+Ｂ）から負荷１０にバッテリ電源を供給、遮断する半導体スイッチ１２を備えており、電気接続箱１００内に設けられている。

図１に示す電源供給装置１では、負荷へのバッテリ電源の供給をオン、オフする複数の半導体スイッチのうち、一つの半導体スイッチ１２のみを示してある。電気接続箱１００には、バッテリ電源を半導体スイッチ１２に供給するための電源入力端子３と、負荷１０を駆動するための電流を半導体スイッチ１２から負荷１０へ出力するための出力端子４と、図示を省略した操作スイッチから出力され、半導体スイッチ１２をオン、オフさせる制御信号が入力される制御信号入力端子５とが設けられている。負荷１０は、例えばヘッドライトである。

図１に示す電源供給装置１は、バッテリ２と負荷１０との間に接続される半導体スイッチ１２と、半導体スイッチ１２と負荷１０との間の電線１１に流れる負荷電流（Ｉload）を検出する電流検出回路１３と、電流検出回路１３で検出された電流値から２乗電流値を演算して出力する電流変換回路１４と、を備える。ここで、２乗電流値は、大きさが入力した電流値の２乗となる電流値である。

また、電源供給装置１は、電流変換回路１４で演算した２乗電流値を入力し、半導体スイッチ１２の温度上昇もしくは温度に相当する温度上昇相当値もしくは温度相当値（Tj(t)）を出力する熱等価回路１５を備える。また、電源供給装置１は、熱等価回路１５から半導体スイッチ１２の温度上昇相当値もしくは温度相当値を入力し、半導体スイッチ１２の限界温度上昇もしくは限界温度（Tjlimit〔℃〕）に基づき設定される第１異常判定値を超えた場合に異常と判定する異常判定回路１６と、異常判定回路１６により異常と判定された場合に半導体スイッチ１２をオフにするＦＥＴ駆動回路１７と、を備える。半導体スイッチ１２の限界温度は、例えば、１５０℃或いは１７５℃である。

半導体スイッチ１２はｎチャネル形パワーMOSFETであり、そのゲート端子にＦＥＴ駆動回路１７からＨレベルの駆動電圧が入力されると、半導体スイッチ１２がオンになり、半導体スイッチ１２から負荷１０に電線１１を介して負荷電流（Ｉload）が流れる。一方、そのゲート端子に入力されている駆動電圧がＨレベルからＬレベルになると、半導体スイッチ１２がオン状態からオフ状態になり、負荷１０への電源供給が停止される。

電源供給装置１のより詳しい回路構成を、図２に基づいて説明する。
電線１１に流れる負荷電流（Ｉload）を検出する電流検出手段としての電流検出回路１３は、差動増幅器２３と、抵抗Ｒｓと、Ｐチャネル形MOSFET２４とを備える。差動増幅器２３の非反転入力端子に電線１１が、その反転入力端子に抵抗Ｒｓを介してバッテリ２が、その出力端子にMOSFET２４のゲート端子がそれぞれ接続されている。MOSFET２４のドレイン端子は差動増幅器２３の反転入力端子と抵抗Ｒｓの接続点に、そのソース端子は電流変換回路１４の入力端子にそれぞれ接続されている。なお、符号２４ａは、MOSFET２４の寄生のダイオードである。また、符号１２ａは、MOSFET１２の寄生のダイオードである。

この電流検出回路１３は、半導体スイッチ１２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓと抵抗Ｒｓの端子間電圧Ｖｓとが等しくなるように、差動増幅器２３の出力でMOSFET２４のゲート電位を制御することで、電線１１に流れる負荷電流（Ｉload）に比例した電流（検出電流）Ｉｓが抵抗Ｒｓに流れるようになっている。検出電流Ｉｓは、（負荷電流Ｉload）×Ｋの値の電流である。ここで、Ｋは係数で、Ｋ＝（半導体スイッチ１２のオン抵抗Ｒｏｎ／Ｒｓ）である。この検出電流Ｉｓが、電線１１に流れる負荷電流に相当する電流として、電流検出回路１３から電流変換回路１４へ出力される。

電流変換回路１４は、電流検出回路１３から出力される検出電流Ｉｓを乗算部２５で２乗することで、大きさが検出電流Ｉｓの２乗に相当する２乗電流値を出力する。電流変換回路１４の乗算部２５は、例えばトランスリニア原理を使った２乗回路で構成され、２乗電流値Ｉout（＝Ｉｓ^２）を熱等価回路１５へ出力する。

熱等価手段としての熱等価回路１５は、オン状態で半導体スイッチ１２に流れる電流Ｉloadによる消費電力に相当する発熱の時間的な変化を模擬した電気的等価回路であり、半導体スイッチ１２における過渡的な熱変動を忠実に表現する多段ＣＲ時定数回路により構成されている。符号２６は、半導体スイッチ１２の熱源に相当する電流源であり、電流変換回路１４から出力される２乗電流値Ｉoutを多段ＣＲ時定数回路へ流す。このように、本実施形態の電源供給装置１では、電流変換回路１４から熱等価回路１５への入力は、負荷電流に相当する検出電流Ｉｓの２乗の大きさの２乗電流値である。

半導体スイッチ１２は、例えば図４に示すように、チップ（半導体素子）１２ａと、これを収容し封止するケース１２ｂと、プリント基板等の基板１２ｃとを構成部品としている。図４（ａ）では抵抗とコンデンサを並列接続したものを多段に接続しているが、図４（ｂ）（図２、図５に示す熱等価回路１５に対応）ではそれと等価なはしご段状に多段接続したものとしている。熱等価回路１５の多段ＣＲ時定数回路は、半導体スイッチ１２の各構成部品の熱容量に等価なコンデンサと、各構成部品間での熱抵抗(℃／Ｗ)に等価な抵抗（Ω）とからなる回路を多段に接続した回路であり、熱源であるチップ１２ａのチャネルから外部（雰囲気）までの熱経路を表す電気等価回路となっている。

具体的には、図２及び図５に示す熱等価回路１５の多段ＣＲ時定数回路において、１段目のＣＲ時定数回路は、チップ１２ａの熱容量に等価なコンデンサＣ１と、チップ１２ａとケース１２ｂ間での熱抵抗に等価な抵抗Ｒ１（Ｒth1（chip-case））とからなる。２段目のＣＲ時定数回路は、ケース１２ｂの熱容量に等価なコンデンサＣ２と、ケース１２ｂと基板１２ｃ間での熱抵抗を表す抵抗Ｒ２（Ｒth2（case-board））とからなる。そして、３段目のＣＲ時定数回路は、基板１２ｃの熱容量に等価なコンデンサＣ３と、基板１２ｃと外部間での熱抵抗に等価な抵抗Ｒ３（Ｒth3（board-air））とからなる。

図５に示す熱等価回路１５の多段ＣＲ時定数回路において、チップ１２ａの温度に相当する温度相当値（Ｔchip：ａ１点の温度相当値）、ケース１２ｂの温度に相当する温度相当値（Ｔcase：ａ２点の温度相当値）、及び基板１２ｃの温度に相当する温度相当値（Ｔboard：ａ３点の温度相当値）は、各抵抗に流れる熱流に等価な電流をそれぞれ時間の関数として、Ichip(t)、Icase(t)、Iboard(t)とすると、下記の式で表される。

Ｔchip＝Ｉchip(t)×Ｒ１＋Ｔcase ・・・(１式)
Ｔcase＝Ｉcase(t)×Ｒ２＋Ｔboard ・・・（２式）
Ｔboard＝Ｉboard(t)×Ｒ３＋Ｔair ・・・（３式）
ここで、Ｔairは外気温度に相当する温度相当値である。上記の各温度相当値は、熱等価回路１５では各位置の電位として与えられる。なお、ここでは、熱等価回路１５から温度相当値が与えられるものとしたが、所定の温度からの温度上昇相当値が与えられるようにしてもよい。

また、半導体スイッチ１２での熱変動に相当する熱流の時間Δtによる過渡的な熱変動は、その前後の温度より下記(４式)〜（６式）により表される。
Ｉchip(t＋Δt)＝Iout(t＋Δt)・｛1−exp(-a1・Δt）｝＋Ｉchip(t)・exp(-a1・Δt) …（４式）
Ｉcase(t＋Δt)＝Ichip(t＋Δt)・{1−exp(-a2・Δt)}＋Ｉcase(t)・exp(-a2・Δt) …（５式）
Ｉboard(t＋Δt)＝Icase(t＋Δt)・｛1−exp(-a3・Δt）｝＋Ｉboard (t)・exp(-a3・Δt) …（６式）
ここで、a1、a2、a3はそれぞれの熱時定数の逆数であり、それぞれa1＝1/(Ｃ１・Ｒ１)、a2＝1/(Ｃ２・Ｒ２)、 a3＝1/(Ｃ３・Ｒ３)となる。また、上記(４式) 〜（６式）で第２項は熱流増大過程を、第３項は熱流縮小過程をそれぞれ表現している。
更にデジタル演算にて計算を進める場合に、このように時間Δｔによる変動で計算を進めていくことにより、指数項が定数で表現でき、また連続性をもった簡単な演算となり計算速度の向上が見込める。

この（１式）〜（６式）から、図５に示す熱等価回路１５の出力端子であるａ１点には、半導体スイッチ１２の温度相当値Ｔchipとして電位が発生する。

このように、熱等価回路１５は、電線１１に流れる負荷電流の検出値（Ｉｓ）から演算された２乗電流値を入力し、これから半導体スイッチ１２の温度相当値Ｔchipである電圧値を出力する。

図６は、図５に示す多段ＣＲ時定数回路における、ａ１点の電位（チップ１２ａの温度に相当する電圧Ｖchip）、ａ２点の電位（ケース１２ｂの温度に相当する電圧Ｖcase）、及び、ａ３点の電位（基板１２ｃの温度に相当する電圧Ｖboad）が、半導体スイッチ１２の熱変動に応じて変動する様子を示す。図６の横軸は時間〔ｔ〕を、縦軸は電圧〔Ｖ〕をそれぞれ示す。図６において、符号３３はＶchipの変動を、符号３４はＶcaseの変動を、符号３５はＶboardの変動をそれぞれ示している。そして、図６において、ｔ０と、ｔ２と、ｔ４は、それぞれ半導体スイッチ１２がオン状態にされた時点を示し、ｔ１とｔ３は、それぞれ半導体スイッチ１２がオフ状態にされた時点を示している。

図６に示すように、半導体スイッチ１２がオン状態になると、チップ１２ａの温度上昇に伴いＶchipが符号３３で示すように上昇し、ケース１２ｂの温度がチップ１２ａより低いレベルで上昇するのに伴いＶcaseが符号３４で示すように上昇し、Ｖboardが符号３５
で示すように上昇する。また、図６から分かるように、半導体スイッチ１２のオン、オフが繰り返されることで、半導体スイッチ１２の熱変動は昇温過程と降温過程を繰り返しながら、チップ１２ａ、ケース１２ｂ及び基板１２ｃの各温度が、起動時から次第に高くなる。このような半導体スイッチ１２の熱変動（昇温過程、降温過程）に応じてＶchip、Ｖcase及びＶboardが変動する。

その結果、電流変換回路１４の乗算部２５から出力される２乗電流値Ｉout（＝Ｉｓ^２）が熱等価回路１５の電流源２６に入力されると、熱等価回路１５は、半導体スイッチ１２における消費電力に対応する温度相当値（Ｔj(t)）（電圧）を異常判定回路１６に出力する。即ち、熱等価回路１５は、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動（昇温及び降温）、つまり、半導体スイッチ１２に電流が流れたときの半導体スイッチ温度の時間的変化（ΔＴ）を、アナログ電気信号（電圧信号）で忠実に表現できることになる。

図７（ａ）における曲線３９の３９ａ部は、図７（ｂ）に示す制御信号３６により半導体スイッチ１２がオン状態にされて電流（負荷電流Ｉload）が半導体スイッチ１２に流れたときの半導体スイッチの温度相当値（Tj(t)）の変化を示す。ここで、曲線３９の３９ａは、突入電流が流れたときの状態を示す。また、曲線３９の３９ｂ部は、図７（ｂ）に示すパルス幅変調による制御信号３７により、或いは断続ショート（レアショート）により半導体スイッチ１２に過電流が流れたときの半導体スイッチの温度相当値（Tj(t)）の変化を示す。そして、図７（ａ）における曲線３９の３９ｃ部は、図７（ｂ）に示すパルス幅変調による制御信号３８により半導体スイッチ１２がオン状態にされて電流が半導体スイッチ１２に流れたときの半導体スイッチの温度相当値（Tj(t)）の変化を示す。

図２に示す異常判定手段としての異常判定回路１６は、コンパレータ２７を備えている。このコンパレータ２７の一方の入力端子には、熱等価回路１５の出力端子（ａ１点）から出力される半導体スイッチ１２の温度相当値（Ｔj(t)）（電圧）が入力されると共に、その他方の入力端子には、半導体スイッチの限界温度に基づき設定される第１異常判定値（Ｔjlimit〔℃〕）としての基準電圧Ｖrefが印可されている。ここで、基準電圧Ｖrefを設定する基準となっている半導体スイッチの限界温度に対応する限界過電流値は、電線１１の限界過電流値より低く設定されており、図３に示すように、半導体限界過電流特性３０が電線限界過電流特性３１より低く設定されている。

コンパレータ２７は、半導体スイッチ１２の温度相当値（Ｔj(t)）が半導体スイッチ１２の限界温度に基づき設定された第１異常判定値（Ｔjlimit）を超えた場合、つまり、熱等価回路１５からの出力電圧（Ｖout）が基準電圧Ｖrefを超えた場合、Ｈレベルの信号を出力し、その出力電圧（Ｖout）が基準電圧Ｖrefより低い間はＬレベルの信号を出力する。ここで、半導体スイッチ１２の限界温度は、例えば、１５０℃或いは１７５℃である。

コンパレータ２７からの出力信号は、ラッチ回路２８に入力されるようになっている。このラッチ回路２８は、コンパレータ２７からＬレベルの信号が出力されている間は、Ｌレベルの信号を出力し、コンパレータ２７からＨレベルの信号が出力されると、その出力をＨレベルにラッチするようになっている。

図２に示す半導体スイッチ駆動手段としてのＦＥＴ駆動回路１７は、ＮＡＮＤ回路２０と、ｐｎｐ形トランジスタ２１と、ｎｐｎ形トランジスタ２２と、インバータ２９とを備えている。

ＮＡＮＤ回路２０の一方の入力端子には、制御信号入力端子５から、半導体スイッチ１２をオン、オフさせる制御信号が入力される。この制御信号として、図示を省略した操作スイッチがオン操作されると、Ｈレベル（例えば、５Ｖ）の制御信号が、操作スイッチがオフ操作されると、Ｌレベルの制御信号がそれぞれＮＡＮＤ回路２０の一方の入力端子に入力される。ＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端子には、ラッチ回路２８の出力信号がインバータ２９を介して入力されるようになっている。

トランジスタ２１とトランジスタ２２のコレクタ同士が接続され、トランジスタ２１とトランジスタ２２のゲート同士が接続されている。トランジスタ２１のエミッタには、チャージポンプ６から、電源電圧を昇圧した電圧（駆動電圧）が供給され、トランジスタ２２のエミッタは接地されている。

このような構成を有するＦＥＴ駆動回路１７は、次のように動作する。
（１）不図示の操作スイッチがオフになっていて制御信号入力端子５からＬレベルの制御信号がＮＡＮＤ回路２０の一方の入力端子に入力され、かつ、ラッチ回路２８の出力信号がＬレベルの信号で、その信号がインバータ２９で反転されてＨレベルの信号がＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端子に入力されている場合、ＮＡＮＤ回路２０からＨレベルの電圧信号が出力される。これにより、トランジスタ２１がオフになってトランジスタ２２がオンになるので、チャージポンプ６からの駆動電圧が半導体スイッチ１２のゲート端子に印加されず、半導体スイッチ１２がオフ状態に維持される。

（２）負荷１０を駆動するために操作スイッチがオン操作されると、ＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端子にＨレベルの信号が入力されている状態で、ＮＡＮＤ回路２０の一方の入力端子にＨレベルの制御信号が入力されるので、ＮＡＮＤ回路２０からＬレベルの信号が出力される。これにより、トランジスタ２２がオフになってトランジスタ２１がオンになるので、チャージポンプ６からの駆動電圧が半導体スイッチ１２のゲート端子に印加され、半導体スイッチ１２がオン状態にされ、負荷１０へ電線１１を介してバッテリ電源が供給され、負荷１０が駆動される。

（３）半導体スイッチ１２がオン状態にあるとき、ラッチ回路２８の出力信号がＬレベルからＨレベルに変化すると、ＮＡＮＤ回路２０の一方の入力端子にＨレベルの制御信号が入力されている状態で、その他方の入力端子にＬレベルの信号が入力されるので、ＮＡＮＤ回路２０からＨレベルの信号が出力される。これにより、チャージポンプ６からの駆動電圧が半導体スイッチ１２のゲート端子に印加されなくなり、半導体スイッチ１２がオン状態からオフ状態になり、負荷１０へのバッテリ電源の供給が遮断され、負荷１０の駆動が停止する。

また、図２に示す電源供給回路では、インバータ２９の出力側とラッチ回路２８の入力側は、ＤＩＡＧ端子７に接続されている。このＤＩＡＧ端子７は、ラッチ回路２８を、Ｈレベル信号を出力している状態からＬレベルの信号を出力する状態にリセットするためのリセット信号入力用の端子として、或いは、ラッチ回路２８の出力信号から半導体スイッチ１２のオン、オフ状態を外部でモニタするために、ラッチ回路２８の出力信号を外部回路へ出力するための端子として用いられる。

次に、以上のような構成を有する電源供給装置１の動作を説明する。
負荷（例えばヘッドライト）１０を駆動するために操作スイッチ（例えばヘッドライトスイッチ）をオン操作すると、ＮＡＮＤ回路２０の出力がＬレベルになり、トランジスタ２１がオンになってトランジスタ２２がオフになる。これにより、チャージポンプ６から駆動電圧がトランジスタ２１を介して半導体スイッチ１２のゲート端子に印加され、半導体スイッチ１２がオン状態になり、バッテリ電源が電線１１を介して負荷１０に供給され、負荷１０が駆動される。

このようにして負荷１０が起動された後、電線１１に流れる負荷電流（Ｉload）に比例した電流（検出電流Ｉｓ）が電流検出回路１３により検出される。この検出電流Ｉｓが、電流検出回路１３から電流変換回路１４へ出力される。

電流変換回路１４は、その検出電流Ｉｓを乗算部２５で２乗して２乗電流値Ｉout（＝Ｉｓ^２）を求め、これを熱等価回路１５に出力する。

熱等価回路１５は、電流変換回路１４から２乗電流値Ｉout（＝Ｉｓ２）を入力し、半導体スイッチ１２の温度相当値（Tj(t)）（電圧値）に変換して出力する。

コンパレータ２７は、半導体スイッチ１２の温度相当値（Ｔj(t)）が半導体スイッチ１２の限界温度に基づき設定された第１異常判定値（Ｔjlimit）を超えたか否か、つまり、熱等価回路１５からの出力電圧（Ｖout）が基準電圧Ｖrefを超えたか否かを判定する。

コンパレータ２７による判定の結果、（１）出力電圧（Ｖout）が基準電圧Ｖrefより低い間は、コンパレータ２７はＬレベルの信号を出力する。これにより、ＮＡＮＤ回路２０の出力信号がＬレベルに維持され、半導体スイッチ１２がオン状態に維持され、負荷１０の駆動が継続される。

一方、（２）負荷１０の起動後における過渡状態或いは、その後の定常状態において、過電流が半導体スイッチ１２に流れることで、半導体スイッチ１２の温度相当値（Ｔj(t)）が半導体スイッチ１２の限界温度に基づき設定された第１異常判定値（Ｔjlimit）を超えた場合、つまり、熱等価回路１５からの出力電圧（Ｖout）が基準電圧Ｖrefを超えた場合には、コンパレータ２７はＨレベルの信号を出力し、ラッチ２８はコンパレータ２７の出力をＨレベルにラッチする。これにより、ＮＡＮＤ回路２０の出力信号がＬレベルからＨレベルになり、トランジスタ２１がオフになってトランジスタ２２がオンになるので、チャージポンプ６からの駆動電圧が半導体スイッチ１２のゲート端子に印加されなくなり、半導体スイッチ１２が強制的にオフ状態にされ、負荷１０へのバッテリ電源の供給が遮断され、負荷１０の駆動が停止する。

なお、過電流が半導体スイッチ１２に流れる場合として、デッドショートにより非常に短い時間（例えば、数100μs以下）に過電流が発生する場合、パルス幅変調による制御信号３７（図７（ｂ）参照）により或いは断続ショート（レアショート）により断続的な過電流が発生する場合がある。

以上のように構成された第１実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
熱等価回路１５は、電線１１に流れる電流の検出値（検出電流Ｉｓ）から演算された２乗電流値を入力し、半導体スイッチ１２の温度相当値（Tj(t)）として出力電圧（Ｖout））を出力する。

この熱等価回路１５の出力値（出力電圧（Ｖout））は、半導体スイッチ１２をオン状態にした後（負荷１０の起動後）、半導体スイッチ１２に流れる電流(Ｉｄｓ)に応じて変化する。例えば、半導体スイッチ１２に流れる電流が増えると、その２乗に相当する大きさの２乗電流値が増加し、熱等価回路１５では２乗電流値から求まる消費電力の増加に対応して温度相当値を示す出力値（出力電圧（Ｖout））が増加する。このように変化する熱等価回路１５の出力値を基準電圧Ｖrefと比較し、その出力値が基準電圧Ｖrefを超えた場合に、半導体スイッチ１２をオフ状態にすることで、半導体限界過電流特性及び電線限界過電流特性とマッチングのとれた、つまり、それらの特性を近似する曲線で表される電流遮断特性（過電流保護特性）が得られる。

具体的には、図３の符号３０で示す半導体限界過電流特性は、半導体スイッチ１２の限界温度（例えば、半導体の接合温度で１５０℃或いは１７５℃）になる限界過電流値が、時間の経過に伴って変化する特性であり、その限界過電流値は、半導体スイッチ１２の起動時は大きく、その後、時間の経過に伴い次第に小さくなる。また、図３の符号３１で示す電線限界過電流特性は、電線の限界温度（例えば、電線の発煙又は、被覆溶解温度で１５０℃〜１６０℃）になる限界過電流値が、時間の経過に伴って変化する特性であり、その限界過電流値は、半導体スイッチ１２の起動時は大きく、その後、時間の経過に伴い次第に小さくなる。そして、これらの特性とマッチングのとれた図３の符号３２で示す電流遮断特性（過電流保護特性）の遮断電流値も、起動時は大きく、その後、時間の経過に伴い次第に小さくなる。

このように、半導体限界過電流特性３０及び電線限界過電流特性３１とマッチングのとれた電流遮断特性（過電流保護特性）３２が得られるので、半導体スイッチ１２を過電流及び過熱から保護しながら効率良く使うことが可能になる。このような領域での使用は、上記従来技術では出来ない。

また、デッドショート等の瞬時的に遮断が必要な場合にも容易に対応することができる。

上記特許文献１に記載された従来技術のように、負荷駆動用のパワー素子近傍の温度を検出し、検出温度が所定温度以上の時、パワー素子への制御信号の入力を遮断する方法では、検出温度とパワー素子の真の温度との間に差が生じたり、あるいは温度の検出に時間的な遅れが生じたりすることがある。これに対して、本実施形態によれば、電線１１に流れる電流の検出値から演算された２乗電流値を入力し、半導体スイッチ１２の温度相当値（Tj(t)）を示す出力電圧（Ｖout）を出力する熱等価回路１５を用いているので、半導体スイッチ１２の熱変動を、時間遅れを生じることなく検出することができる。このため、半導体スイッチ１２の劣化及び故障を抑制することができると共に、デッドショートのように非常に短い時間（例えば、数100μs以下）に発生する過電流に対しても、電線を保護することができる。

熱等価回路１５は、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動を忠実に表現する多段ＣＲ時定数回路により構成されているので、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動（昇温及び降温）、つまり、過電流が半導体スイッチ１２に流れたときの半導体スイッチ温度の時間的変化（ΔＴ）を、アナログ電気信号（本例では出力電圧（Ｖout））で忠実に表現できる。

電流変換回路１４から熱等価回路１５への出力を電流出力としているため、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動（昇温過程、降温過程）を、電源変動の影響をほとんどうけずに表現できる。

熱等価回路１５は、多段ＣＲ時定数回路の定数（各段のＣＲ時定数回路のコンデンサの容量及び抵抗の抵抗値）を調整することで半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動を調整することができ、これと第１異常判定値（半導体スイッチの限界温度に基づき設定された異常判定値（Ｔjlimit）としての基準電圧Ｖref）を調整することで、過渡電流領域及び定常動作領域（定常状態）での電流遮断特性を任意に設定可能である。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係る電源供給装置１Ａを図８に基づいて説明する。
この電源供給装置１Ａは、図２に示す上記第１実施形態に係る電源供給装置１において、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動を忠実に表現する多段ＣＲ時定数回路により構成した熱等価回路１５に代えて、熱等価手段として、デジタル演算部（デジタル演算回路）４０により構成した熱等価回路１５Ａを用いている。
また、この電源供給装置１Ａは、第１異常判定値のデータを格納する記憶手段としての記憶部４１と、記憶部４１に格納された第１異常判定値のデータと、デジタル演算部４０のデジタル演算値とを比較することで異常を判定する異常判定回路１６Ａと、を備えている。

具体的には、電源供給装置１Ａの熱等価回路１５Ａは、電流変換回路１４の乗算部２５（図２参照）から２乗電流値Ｉout（＝Ｉｓ^２）を入力する電流源２６と、一端が接地された抵抗Ｒ１０と、電流源２６と抵抗Ｒ１０との接続点に接続されてその電位をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部４２と、デジタル演算部４０と、ＲＯＭ４３とを備えている。デジタル演算部４０は、ＲＯＭ４３に格納された演算式に基づき、Ａ／Ｄ変換部４２から入力したデジタル値から半導体スイッチ１２の温度相当値を演算し、そのデジタル演算値を出力する。

異常判定回路１６Ａは、記憶部４１と、この記憶部４１に格納された第１異常判定値のデータとデジタル演算部４０から出力されるデジタル演算値とを比較することで異常を判定する比較判定部４４と、制御部４５とを備えている。比較判定部４４は、デジタル演算値が第１異常判定値を超える場合に異常と判定し、異常信号として例えばＨレベルの信号を出力するようになっている。また、制御部４５は、比較判定部４４からＨレベルの信号が出力されると、そのＨレベルの信号をラッチして、図２に示すＦＥＴ駆動回路１７のインバータ２９へ出力するようになっている。

このように、異常判定回路１６Ａの比較判定部４４及び記憶部４１は、上記第１実施形態に係る電源供給装置１における異常判定回路１６に相当し、制御部４５はラッチ回路２８に相当する。なお、デジタル演算部４０、比較判定部４４、及び制御部４５はＣＰＵにより構成されている。その他の構成は、図２に示す上記第１実施形態に係る電源供給装置１と同様である。
以上の構成を有する第２実施形態によれば、上記第１実施形態の奏する作用効果に加えて、以下の作用効果を奏する。

半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動（昇温及び降温）、つまり、電流が半導体スイッチ１２に流れたときの半導体スイッチ１２の熱変動を、デジタル信号で忠実に表現できる。

熱等価回路１５Ａは、デジタル演算部の定数（ＲＯＭ４３に格納された演算式）及び記憶部４１に格納された第１異常判定値のデータを調整することで、過渡電流領域及び定常動作領域での電流遮断特性を任意に設定可能である。

また、半導体スイッチ１２のパッケージや基板の構成条件を調整することによって、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動が電線の熱変動と相似するようにするのが好ましい。これにより、熱等価回路１５Ａでは、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動特性を、図３の曲線３１で示す電線１１の電線限界過電流特性と相似するように表現することができる。この構成によれば、電線の電線限界過電流特性３１と相似する熱変動特性を有する半導体限界過電流特性が得られるので、電線１１を過電流及び過熱から保護しながら電線１１を更に効率良く使うことが可能になる。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態に係る電源供給装置１Ｂを図９に基づいて説明する。
この電源供給装置１Ｂは、図２に示す上記第１実施形態に係る電源供給装置１において、乗算部２５を有する電流変換回路１４に代えて、電流検出回路１３で検出した電流値から２乗電流値を演算するデジタル演算部（デジタル演算回路）７０を有する電流変換回路１４Ａを用いている。

この電流変換回路１４Ａは、電流検出回路１３のＰチャネル形MOSFET２４のソース端子と一端が接地された抵抗Ｒ１１との接続点の電位（電圧信号：Ｖｉｎ）が入力され、その電位をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部７１と、デジタル演算部７０と、ＲＯＭ７２と、デジタル演算部７０で演算されたデジタル演算値（電流検出回路１３で検出した電流値の２乗に相当するデジタル値）をアナログ信号（Ｖｉｎ^２の電圧信号）に変換するＤ／Ａ変換部７３とを備えている。デジタル演算部７０は、ＣＰＵで構成されている。

また、電源供給装置１Ｂは、図２に示す熱等価回路１５に代えて、電流変換回路１４Ａから出力されるアナログ信号（Ｖｉｎ^２の電圧信号）を入力する熱等価回路１５Ｂを用いている。この熱等価回路１５Ｂは、電流変換回路１４Ａから出力されるアナログ信号（Ｖｉｎ^２の電圧信号）を電流信号（Ｉout＝Ｉｓ^２）に変換して多段ＣＲ時定数回路へ出力する電圧／電流変換回路７４を備えている。この電圧／電流変換回路７４は、差動増幅器２３と、抵抗Ｒ１２と、Ｐチャネル形MOSFET７５とを備えている。その他の構成は、図２に示す上記第１実施形態に係る電源供給装置１と同様である。
以上の構成を有する第３実施形態によれば、上記第１実施形態及び第２実施形態の奏する作用効果に加えて、以下の作用効果を奏する。

電流変換回路１４Ａのデジタル演算部７０により、電流検出回路１３で検出した電流値から、それを２乗した２乗電流値をデジタル演算して出力することができる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態に係る電源供給装置１を図２に基づいて説明する。この電源供給装置１の特徴は、以下の構成にある。

電源供給装置１において、熱等価回路１５が、電流変換回路１４で演算した２乗電流値を入力し、電線１１の温度相当値に変換して出力するように構成されている。

電源供給装置１において、異常判定回路１６が、熱等価回路１５から出力された温度相当値が、電線１１の限界温度に基づき設定される第２異常判定値を超えた場合に異常と判定するように構成されている。

そして、異常判定回路１６により異常と判定された場合に、ＦＥＴ駆動回路１７により半導体スイッチ１２をオフにするように構成されている。
以上のように構成された第５実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

熱等価回路１５の出力値は、半導体スイッチ１２をオン状態にした後、電線１１に流れる電流(負荷電流)に応じて変化する。例えば、電線１１に流れる電流が増えると、電線１１の消費電力（発熱量）が増え、熱等価回路１５の出力値が増加する。

このように変化する熱等価回路１５の出力値を基準電圧Ｖrefと比較し、その出力値が基準電圧Ｖrefを超えた場合に、半導体スイッチ１２をオフ状態にすることで、図３の曲線３１で示す電線限界過電流特性とマッチングのとれた、つまり、その特性に相似した熱変動特性を有する電流遮断特性（過電流保護特性）が得られる。

このように、電線限界過電流特性３１とマッチングのとれた電流遮断特性が得られるので、電線１１を過電流及び過熱から保護しながら、電線１１を効率良く使うことが可能になる。このような領域での使用は、上記従来技術では出来ない。

電線限界過電流特性３１とマッチングのとれた電流遮断特性３２（図３参照）が得られるので、負荷１０と電線１１の間に配置される電線保護用ヒューズを無くした構成でも、上記特許文献１の従来技術のように、電線保護のために電線径を太くせずに電線を過熱から保護することができ、電線の細径化を図れる。また、電気接続箱１００内に電線保護用ヒューズを設けるためのスペースが不要になり、電気接続箱１００の小型化を図れる。

熱等価回路１５は、多段ＣＲ時定数回路の定数（各段のＣＲ時定数回路のコンデンサの容量及び抵抗の抵抗値）を調整することで電線１１の過渡的な熱変動を調整することができ、これと第２異常判定値（電線１１の限界温度に基づき設定される異常判定値としての基準電圧Ｖref）を調整することで、過渡電流領域及び定常動作領域での電流遮断特性を任意に設定可能である。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態に係る電源供給装置１Ａを図２及び図８に基づいて説明する。

この電源供給装置１Ａは、図２を用いて説明した上記第４実施形態に係る電源供給装置１において、電線１１の過渡的な熱変動を忠実に表現する多段ＣＲ時定数回路により構成した熱等価回路１５に代えて、熱等価手段として、デジタル演算部（デジタル演算回路）４０により構成した熱等価回路１５Ａを用いている。

また、この電源供給装置１Ａは、第２異常判定値のデータを格納する記憶手段としての記憶部４１と、記憶部４１に格納された第２異常判定値のデータと、デジタル演算部４０のデジタル演算値とを比較することで異常を判定する異常判定回路１６Ａと、を備えている。

具体的には、電源供給装置１Ａの熱等価回路１５Ａは、電流変換回路１４の乗算部２５（図２参照）から出力される２乗電流値を入力する電流源２６と、この電流源２６と一端が接地された抵抗Ｒ１０との接続点の電位が入力され、その電位をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部４２と、デジタル演算部４０と、ＲＯＭ４３とを備えている。デジタル演算部４０は、ＲＯＭ４３に格納された演算式に基づき、Ａ／Ｄ変換部４２からのデジタル値から電線１１の過渡的な熱変動を演算し、そのデジタル演算値を出力する。

異常判定回路１６Ａは、記憶部４１と、この記憶部４１に格納された第２異常判定値のデータとデジタル演算部４０から出力されるデジタル演算値とを比較することで異常を判定する比較判定部４４と、制御部４５とを備えている。比較判定部４４は、デジタル演算値が第２異常判定値を超える場合、異常と判定し、異常信号として例えばＨレベルの信号を出力するようになっている。また、制御部４５は、比較判定部４４からＨレベルの信号が出力されると、そのＨレベルの信号をラッチして、図２に示すＦＥＴ駆動回路１７のインバータ２９へ出力するようになっている。

以上の構成を有する第５実施形態によれば、上記第４実施形態の奏する作用効果に加えて、以下の作用効果を奏する。

電線１１の過渡的な熱変動（昇温及び降温）、つまり、電流が電線１１に流れたときの電線１１の熱変動を、デジタル信号で忠実に表現できる。

熱等価回路１５Ａは、デジタル演算部の定数（ＲＯＭ４３に格納された演算式）を調整することで電線１１の過渡的な熱変動を調整することができ、これと記憶部４１に格納された第２異常判定値のデータを調整することで、過渡電流領域及び定常動作領域での電流遮断特性を任意に設定可能である。

（第６実施形態）
次に、本発明の第６実施形態に係る電源供給装置１を図２に基づいて説明する。この電源供給装置１の特徴は、以下の構成にある。

電源供給装置１において、熱等価回路１５が、電流変換回路１４で演算した２乗電流値を入力し、電線１１及び半導体スイッチ１２の温度相当値に変換して出力するように構成されている。

電源供給装置１において、異常判定回路１６が、熱等価回路１５から出力された温度相当値が、半導体スイッチ１２の限界温度に基づき設定される第１異常判定値（第１の基準電圧Ｖref）または電線１１の限界温度に基づき設定される第２異常判定値（第２の基準電圧Ｖref）を超えた場合に異常と判定するように構成されている。

そして、異常判定回路１６により異常と判定された場合に、ＦＥＴ駆動回路１７により半導体スイッチ１２をオフにするように構成されている。
以上のように構成された第６実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

熱等価回路１５は、電線１１に流れる電流の検出値（検出電流Ｉｓ）から演算された２乗電流値を入力し、電線１１及び半導体スイッチ１２のそれぞれの温度相当値を演算して出力する。

熱等価回路１５の２つの出力をそれぞれに対応する第１異常判定値及び第２異常判定値とそれぞれ比較し、一方の出力値が第１異常判定値を超えた場合または他方の出力値が第２異常判定値を超えた場合に、半導体スイッチをオフ状態にすることで、図３の曲線３１で示す電線限界過電流特性及び図３の曲線３０で示す半導体限界過電流特性とマッチングのとれた電流遮断特性（過電流保護特性）が得られる。

従って、電線１１及び半導体スイッチ１２を過電流及び過熱から保護しながら、電線１１及び半導体スイッチ１２を効率良く使うことが可能になる。このような領域での使用は、上記従来技術では出来ない。

熱等価回路１５は、電線１１及び半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動を忠実に表現する多段ＣＲ時定数回路により構成されている。このため、電線１１及び半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動（昇温及び降温）、つまり、電流が電線１１及び半導体スイッチ１２にそれぞれ流れたときの電線温度及び半導体スイッチ温度の時間的変化（ΔＴ）を、アナログ電気信号（本例では出力電圧（Ｖout））でそれぞれ忠実に表現できる。

熱等価回路１５は、多段ＣＲ時定数回路の定数を調整することで電線１１及び半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動を調整することができ、これと第１、第２異常判定値を調整することで、過渡電流領域及び定常動作領域での電流遮断特性を任意に設定可能である。これにより、任意の電流遮断特性を熱等価回路１５により表現可能である。

（第７実施形態）
次に、本発明の第７実施形態に係る電源供給装置１Ａを図２及び図８に基づいて説明する。
この電源供給装置１Ａは、図２を用いて説明した上記第７実施形態に係る電源供給装置１において、電線１１の過渡的な熱変動を忠実に表現する多段ＣＲ時定数回路により構成した熱等価回路１５に代えて、熱等価手段として、電線１１及び半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動をそれぞれ演算するデジタル演算部（デジタル演算回路）４０により構成した熱等価回路１５Ａを用いている。

また、この電源供給装置１Ａは、第１及び第２異常判定値のデータを格納する記憶手段としての記憶部４１と、記憶部４１に格納された第１及び第２異常判定値のデータと、デジタル演算部４０のデジタル演算値とを比較することで異常を判定する異常判定回路１６Ａと、を備えている。

デジタル演算部４０は、ＲＯＭ４３に格納された演算式に基づき、Ａ／Ｄ変換部４２からのデジタル値から電線１１及び半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動をそれぞれ演算し、そのデジタル演算値を出力する。

異常判定回路１６Ａは、記憶部４１と、この記憶部４１に格納された第１及び第２異常判定値のデータとデジタル演算部４０から出力されるデジタル演算値とを比較することで異常を判定する比較判定部４４と、制御部４５とを備えている。比較判定部４４は、デジタル演算値が第１異常判定値または第２異常判定値を超える場合、異常と判定し、異常信号として例えばＨレベルの信号を出力するようになっている。また、制御部４５は、比較判定部４４からＨレベルの信号が出力されると、そのＨレベルの信号をラッチして、図２に示すＦＥＴ駆動回路１７のインバータ２９へ出力するようになっている。

以上の構成を有する第７実施形態によれば、上記第６実施形態の奏する作用効果に加えて、以下の作用効果を奏する。

熱等価回路１５Ａは、デジタル演算部の定数（ＲＯＭ４３に格納された演算式）を調整することで電線１１及び半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動を調整することができ、これと記憶部４１に格納された異常判定値のデータを調整することで、過渡電流領域及び定常動作領域での電流遮断特性を任意に設定可能である。

また、電流変換回路１４による出力を電流出力としているため、半導体スイッチ１２及び電線１１の過渡的な熱変動（昇温過程、降温過程）を電源変動の影響をほとんど受けずに表現できる。

なお、この発明は以下のように変更して具体化することもできる。
・上記第１実施形態において、熱等価回路１５は、半導体スイッチ１２の半導体限界過電流特性と電線１１の電線限界過電流特性のうち、限界過電流値がより低い方に近い半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動特性を多段ＣＲ時定数回路により忠実に表現する構成にしても良い。この構成によれば、半導体限界過電流特性と電線限界過電流特性が異なる場合、例えば、図１０に示すように断続ショートやパルス過電流発生時に半導体限界過電流特性４１と電線限界過電流特性４２が過渡状態から定常状態に移行する過程で交差する場合でも、電流遮断特性は、図１０の曲線４３で示すように、過渡状態では半導体限界過電流特性４１に近い領域を通り、定常状態では電線限界過電流特性４２に近い領域を通る。このため、過渡状態及び定常状態のいずれの状態でも、半導体スイッチ１２と電線１１のいずれ一方が限界温度に達する前に、半導体スイッチ１２をオフ状態にして回路を遮断することができる。

・上記各実施形態では、電流変換回路１４の乗算部２５から２乗電流値Ｉout（＝Ｉｓ^２）が熱等価回路１５の電流源２６に入力されるようにしているが、本発明はこれに限定されない。電流変換回路１４から熱等価回路１５への出力を、電圧出力（電圧源、I-V変換）としてもよい。つまり、電流変換回路１４から検出電流の２乗値に相当する値として出力される電圧出力が熱等価回路１５に入力されるようにした構成にも本発明は適用可能である。

・上記第４実施形態を除く上記各実施形態において、半導体スイッチ１２の熱容量を、過渡的な熱変動が電線１１と近似されるように、半導体パッケージ、基板実装条件を設定することによって、上記熱等価回路１５，１５Ａは、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動を、電線１１の電線限界過電流特性と相似した熱変動特性で表現することが可能である。これを実現するには、例えば、（１）半導体スイッチ１２に、熱容量の大きな半導体パッケージを使う、（２）半導体スイッチ１２の基板搭載時の熱容量が大きくなるように、基板放熱パターンのサイズを大きくする。（３）メタルコア基板のような熱容量の大きいパワー基板を使う。このような構成により、熱等価回路１５，１５Ａは、半導体スイッチ１２の過渡的な熱変動を、図１１の曲線５０で示す電線の電線限界過電流特性と相似な或いは近似された熱変動特性を有する半導体限界過電流特性５１で表現することができる。このような構成の電源供給装置にも本発明は適用可能である。

・上記第４実施形態を除く上記各実施形態において、半導体スイッチ１２の熱容量を、過渡的な負荷電流が許容できるように、半導体スイッチ１２のパッケージや基板搭載条件を調整することによって、過渡的な負荷電流を許容する半導体スイッチ１２の電流遮断特性を得るように構成するのが好ましい。この構成によれば、過渡的な負荷電流を許容する半導体スイッチの電流遮断特性を得ることができる。

具体的には、図１２において、曲線８１は図２に示す負荷１０がランプ負荷の場合のラッシュ電流を、曲線８２は負荷１０がモータの場合の過渡電流をそれぞれ示す。ランプに電源を供給する場合、ランプのフィラメントが暖まるまで、曲線８１で示すラッシュ電流のように過渡的に過大な電流が流れる。上記構成によれば、このような過渡的な負荷電流を許容する半導体スイッチの電流遮断特性（図１２の曲線８３で示す電流遮断特性）を得ることができる。

また、モータに電源を供給する場合（モータ駆動開始時）、モータが発生するトルク（始動トルク）に比例して、曲線８２で示すような過渡的に過大な電流が流れる。同様に、モータがロックされた場合も、負荷トルクが大きくなり、過大な電流が流れる。上記構成によれば、このような過渡的な負荷電流を許容する半導体スイッチの電流遮断特性（図１２の曲線８４で示す電流遮断特性）を得ることができる。

図１に示す電気接続箱１００内にｎ個の半導体スイッチが設けられており、各半導体スイッチに対して、上述した電流検出回路１３、電流変換回路１４、熱等価回路１５、異常判定回路１６及びＦＥＴ駆動回路１７から成る異常検出部をそれぞれ設けた構成の電源供給装置にも本発明は適用可能である。この場合、図５に示す熱等価回路１５も各半導体スイッチに対して一つずつ、合計でｎ個の熱等価回路１５１〜１５ｎが設けられることになる。この場合、各熱等価回路１５１〜１５ｎにおける基板１２ｃの熱容量に等価なコンデンサＣ３は容量が大きいため、図１３に示すように、熱等価回路１５１のａ３点に、他の１５２〜１５ｎのａ３点を配線６０で接続することで、一つのコンデンサＣ３をｎ個の熱等価回路１５１〜１５ｎで共用することができる。このような構成により、部品点数が削減されて、コストの低減を図れる。

・上記各実施形態で説明した多段ＣＲ時定数回路は、図４及び図５に示す回路に限らず、他の回路構成を有する多段ＣＲ時定数回路を備えた電源供給装置にも本発明は適用可能である。

上記実施形態では、熱等価回路１５で用いるＣＲ時定数回路として図５に示した多段構成のものを用いていた。図５に示した多段ＣＲ時定数回路は、図４に示した半導体スイッチ１２に対応させて構成されたものであり、半導体スイッチ１２の構成部品であるチップ１２ａ、ケース１２ｂ、および基板１２ｃに対応させて多段ＣＲ時定数回路の段数を３段としている。本発明の電源供給装置は、これに限らず図５に示した構成以外のＣＲ時定数回路を用いることも可能である。異なる構成のＣＲ時定数回路を用いたときの電流遮断特性の一例を以下に説明する。

異なる構成のＣＲ時定数回路として、以下では図１４に示すものについて検討する。図１４では、（ａ）〜（ｅ）の右側に構成の異なる５種類のＣＲ時定数回路を示しており、それぞれの左側には各ＣＲ時定数回路への入力電流が示されている。このうち、図１４（ａ）〜（ｄ）の入力電流は負荷電流に比例する検出電流（Ｉｓ）を２乗した２乗電流値であり、横軸の負荷電流に対しその２乗で変化している。また、図１４（ｅ）には、ＣＲ時定数回路の構成を図１４（ａ）に示したものと同じとし、入力する電流値を２乗電流値でなく検出電流Ｉｓとしている。

図１４（ａ）に示すＣＲ時定数回路１５ａは、図５に示した多段ＣＲ時定数回路と同じ構造のものである。コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の静電容量を、それぞれ０．２２μＦ、８０μＦ、２００μＦとし、合計が概ね３００μＦとなるようにしている。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を、それぞれ２００Ω、４．７ｋΩ、２０ｋΩとし、合計が概ね２５ｋΩとなるようにしている。以下では、ＣＲ時定数回路１５ａを基準として他の構造のものとの比較を行う。

図１４（ｂ）に示すＣＲ時定数回路１５ｂは、半導体スイッチ１２を一体にして１つのコンデンサ５１と１つの抵抗Ｒ５１で表現するようにしたものであり、最もシンプルな構成となっている。ＣＲ時定数回路１５ｂは、半導体スイッチ１２全体の熱容量に等価なコンデンサＣ５１と、半導体スイッチ１２と外部間での熱抵抗に等価な抵抗Ｒ５１とで構成されており、コンデンサＣ５１の静電容量を３００μＦとし、抵抗Ｒ５１の抵抗値を２５ｋΩとしている。また、図１４（ｃ）に示すＣＲ時定数回路１５ｃは、ＣＲ時定数回路１５ｂと同様に１つのコンデンサＣ５２と１つの抵抗Ｒ５２で構成しているが、ここではコンデンサＣ５２の静電容量を３００ｎＦとし、抵抗Ｒ５２の抵抗値を２５ｋΩとしている。

さらに、図１４（ｄ）に示すＣＲ時定数回路１５ｄは、２つのコンデンサＣ５３、Ｃ５４と、３つの抵抗Ｒ５３、Ｒ５４，Ｒ５５とで構成されている。ＣＲ時定数回路１５ｄは、図１４（ａ）に示したＣＲ時定数回路１５ａと比較して、ケース１２ｂの熱容量に対応するコンデンサＣ２を省略した構成となっている。すなわち、熱容量の比較的小さいケース１２ｂを熱容量の大きい基板１２ｃに含めて構成したものであり、これによりコンデンサを１つ省略してＣＲ時定数回路１５ｄの構成を簡素化している。ここでは、Ｃ５３、Ｃ５４の静電容量をそれぞれ０．２２μＦ、３００μＦとし、抵抗Ｒ５３、Ｒ５４，Ｒ５５の抵抗値をそれぞれ２００Ω、４．７ｋΩ、２０ｋΩとしている。

図１４に示したＣＲ時定数回路１５ａ〜１５ｅを用いた時のそれぞれの電流遮断特性を図１５に示す。同図では、横軸を時間［ｓ］、縦軸を半導体スイッチ１２の通電電流［Ａ］とし、図１４に示した各ＣＲ時定数回路で実現される半導体スイッチ１２の電流遮断特性を示している。ここで、符号６０ａ、６０ｂは、半導体スイッチ１２が定格温度（上限温度）に達するときの通電電流及びその上限値（これらを合わせたものが半導体限界過電流特性）をそれぞれ示している。また、符号６０ｃは、電線１１の発煙特性（電線限界過電流特性）を比較のために示している。ここでは、電線限界過電流特性に相当する通電電流が、半導体限界過電流特性に相当する通電電流より常に高いものとしていることから、半導体限界過電流特性以下の電流遮断特性であれば、電線限界過電流特性も同時に満たしている。

図１５では、図１４に示したＣＲ時定数回路１５ａ〜１５ｅで実現される電流遮断特性を、それぞれ符号６１〜６５で示している。同図に示す電流遮断特性より、上記実施形態の熱等価回路１５で用いた多段ＣＲ時定数回路と同じ構造のＣＲ時定数回路１５ａの電流遮断特性６１が、半導体限界過電流特性に最も近い通電電流値を示しかつそれより低くなっている。特に、電流遮断特性６１の時間変化が、半導体限界過電流特性に相似していることから、半導体スイッチ１２の過渡時の許容電流領域を広くすることが可能となる。

これに対し、構造を簡素化したＣＲ時定数回路１５ｂでは、その電流遮断特性６２が電線限界過電流特性よりは低くなっているものの、半導体限界過電流特性よりも高くなってしまう。また、ＣＲ時定数回路の構成をＣＲ時定数回路１５ａと同じにしたＣＲ時定数回路１５ｅでも、入力する電流値を２乗電流値でなく負荷電流に比例する検出電流Ｉｓとしたために、電流遮断特性６５が電線限界過電流特性よりは低いものの、半導体限界過電流特性よりも高くなってしまう。従って、ＣＲ時定数回路１５ｂを用いた場合、あるいはＣＲ時定数回路１５ｅを用いて負荷電流に比例する検出電流Ｉｓを入力するようにした場合には、電線１１を保護することはできるものの半導体スイッチ１２を保護することはできなくなる。

一方、構造がＣＲ時定数回路１５ｂと同じでコンデンサＣ５２の静電容量と抵抗Ｒ５２の抵抗値を調整したＣＲ時定数回路１５ｃでは、電流遮断特性６３が半導体限界過電流特性よりも必要以上に低く抑えられてしまう。そのため、半導体スイッチ１２を効率よく使用することができなくなってしまう。同様に、ＣＲ時定数回路１５ｄを用いた場合も、電流遮断特性６４が半導体限界過電流特性よりも必要以上に低く抑えられ、半導体スイッチ１２の過渡時の許容電流領域を広くすることができなくなっている。

図１４、１５に一例を示したように、熱等価回路１５に用いるＣＲ時定数回路を好適に構成することにより、半導体限界過電流特性及び電線限界過電流特性を満たすとともに、いずれか低いほうに相似する時間変化を示す電流遮断特性を得ることが可能となる。これは、熱等価回路への入力信号として２乗電流値を用い、さらに、熱等価回路に対応した多段ＣＲ時定数回路を実現させることにより、半導体スイッチ１２の過渡時の許容電流領域を広くすることが可能となる。

特に、半導体スイッチ１２を模擬するには、チップ１２ａ、ケース１２ｂ、および基板１２ｃに対応させた多段ＣＲ時定数回路が必要となり、その段数を３段以上とすることによって、半導体スイッチ１２の過渡時の許容電流領域を広くすることが可能となる。

本発明の第１実施形態に係る電源供給装置の概略構成を示すブロック図。 電源供給装置のより詳細な構成を示す回路。 電線限界過電流特性、半導体限界過電流特性、及び第１実施形態により得られる電流遮断特性を示すグラフ。 半導体スイッチの構成例を示す模式図。 図４に示す半導体スイッチの熱等価回路を示す回路図。 図４に示す熱等価回路における、チップの温度に相当する電圧Ｖchip、ケースの温度に相当するＶcase、及び、基板の温度に相当するＶboadが、半導体スイッチの熱変動に応じて変動する様子を示すグラフ。 図７（ａ）は、図７（ｂ）に示す制御信号により過電流が流れたときの半導体スイッチ温度Ｔj(t)の変化を示すグラフである。 本発明の第２実施形態に係る電源供給装置の主要部を示すブロック図。 本発明の第３実施形態に係る電源供給装置の主要部を示すブロック図。 断続ショートやパルス過電流発生時に半導体限界過電流特性と電線限界過電流特性が過渡状態から定常状態に移行する過程で交差する場合を示す説明図。 半導体スイッチが熱容量の大きい基板に実装される場合に、半導体スイッチの過渡的な熱変動を、電線限界過電流特性と相似な熱変動特性で表現する場合の説明図。 過渡的な負荷電流を許容する半導体スイッチの電流遮断特性を示すグラフ。 第１実施形態に係る電源供給装置の変形例におけるｎ個の熱等価回路を示す回路図。 ＣＲ時定数回路の構造例を示すブロック図。 図１４に示す各構造のＣＲ時定数回路で得られる電流遮断特性を示すグラフ。

符号の説明

１，１Ａ，１Ｂ：電源供給装置
２：バッテリ
３：電源入力端子
４：出力端子
５：制御信号入力端子
１０：負荷
１１：電線
１２：半導体スイッチ
１３：電流検出回路
１４：電流変換回路
１５，１５Ａ：熱等価回路
１６，１６Ａ：異常判定回路
１７：ＦＥＴ駆動回路
４０：デジタル演算部（デジタル演算回路）
４１：記憶手段としての記憶部
７０：デジタル演算部（デジタル演算回路）
１００：電気接続箱

Claims (10)

1. 電源と負荷との間に接続される半導体スイッチと、
   前記半導体スイッチと前記負荷との間の電線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段で検出した電流値から、大きさが前記電流値の２乗に相当する２乗電流値を演算して出力する電流変換手段と、
   前記２乗電流値を入力して前記半導体スイッチまたは前記電線の温度上昇の大きさに相当する温度上昇相当値もしくは温度に相当する温度相当値を出力する熱等価手段と、
   前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値が、前記半導体スイッチの限界温度に基づき設定される第１異常判定値または前記電線の限界温度に基づき設定される第２異常判定値を超えたときに異常と判定する異常判定手段と、
   前記異常判定手段により異常と判定されたときに前記半導体スイッチをオフ状態にする半導体スイッチ駆動手段と、を備え、
   前記熱等価手段は、前記半導体スイッチの半導体限界過電流特性と前記電線の電線限界過電流特性のうち、限界過電流値がより低い方の限界過電流特性を超えずかつこれに近い前記半導体スイッチの過渡的な熱変動特性を表現するように構成されている
   ことを特徴とする電源供給装置。
2. 前記熱等価手段は、前記半導体スイッチ及び前記電線の少なくともいずれか一方における熱容量及び熱伝導に対応させてコンデンサ（Ｃ）と抵抗（Ｒ）とを組合わせたＣＲ時定数回路で構成され、前記２乗電流値を入力して前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値を出力することを特徴とする請求項１に記載の電源供給装置。
3. 前記ＣＲ時定数回路は、ＣとＲを多段に組合わせて構成されていることを特徴とする請求項２に記載の電源供給装置。
4. 前記ＣＲ時定数回路の定数及び前記異常判定値を調整することで、前記半導体スイッチをオフにして電流を遮断する電流遮断特性が任意に設定されることを特徴とする請求項３に記載の電源供給装置。
5. 前記第１異常判定値または前記第２異常判定値のデータを格納する記憶手段を備え、
   前記熱等価手段は、デジタル演算回路により構成され、前記異常判定手段は、前記記憶手段から前記第１異常判定値または前記第２異常判定値を読み込んで前記熱等価手段のデジタル演算値と比較することで異常を判定することを特徴とする請求項１に記載の電源供給装置。
6. 前記電流変換手段は、デジタル演算回路により構成されていることを特徴とする請求項１または５に記載の電源供給装置。
7. 前記熱等価手段は、前記デジタル演算回路の定数及び異常判定値を調整することで、前記半導体スイッチの電流遮断特性を任意に設定可能であることを特徴とする請求項５に記載の電源供給装置。
8. 前記半導体スイッチは、半導体パッケージ及び基板の構成条件を調整することによって、過渡的な熱変動特性に基づく限界電流特性が前記電線の限界電流特性に略相似するように構成されており、
   前記熱等価手段は、前記熱変動特性に基づいて前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値を出力することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電源供給装置。
9. 前記半導体スイッチは、半導体パッケージ及び基板の構成条件により該半導体スイッチの熱容量を調整することによって、負荷電流の過渡的な変動を許容する電流遮断特性を有していることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電源供給装置。
10. 電源と負荷との間に接続される半導体スイッチと前記負荷との間の電線に流れる電流を検出する工程と、
    前記工程で検出した電流値から大きさが前記電流値の２乗に相当する２乗電流値を演算して出力する工程と、
    前記２乗電流値を入力して前記半導体スイッチまたは前記電線の温度上昇の大きさに相当する温度上昇相当値もしくは温度に相当する温度相当値を出力する工程と、
    前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値が、前記半導体スイッチの限界温度に基づき設定される第１異常判定値または前記電線の限界温度に基づき設定される第２異常判定値を超えたときに異常と判定する工程と、
    異常と判定されたときに前記半導体スイッチをオフ状態にする工程と、を備え、
    前記温度上昇相当値もしくは前記温度相当値を出力する工程では、前記半導体スイッチの半導体限界過電流特性と前記電線の電線限界過電流特性のうち、限界過電流値がより低い方の限界過電流特性を超えずかつこれに近い前記半導体スイッチの過渡的な熱変動特性を表現するように構成された手段を用いている
    ことを特徴とする電源供給方法。

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