JP2011053981A - 電源装置および車載用電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】 消費電流の大きい負荷でも駆動することができるようにするとともに、熱分散効果を高めた汎用性の高いシリーズレギュレーション方式の電源装置および車載用電子機器を提供することにある。
【解決手段】 シリーズレギュレータ５と、シリーズレギュレータ５に並列に接続されるトランジスタＴｒ_１とで負荷１０に対する電流の供給を分担することでシリーズレギュレータ５の定格を超える電流を消費する負荷１０も駆動可能とする。また、シリーズレギュレータ５に定電圧化を行うトランジスタＴｒ_２と電流制限部を搭載し、電流制限部にはトランジスタＴｒ_２の発熱温度を検知する発熱検知部Ｋ１１と、トランジスタＴｒ_２からの電流Ｉ_２を出力部３に供給するトランジスタＴｒ_３を設け、発熱検知部Ｋ１１で検知したトランジスタＴｒ_２の発熱温度に応じてトランジスタＴｒ_３に流れる電流を増減させることによって、トランジスタＴｒ_２とトランジスタＴｒ_１との間の電力分散制御を行う。
【選択図】 図３

Description

本発明は、シリーズレギュレーション方式の電源装置および車載用電子機器に関する。

シリーズレギュレータは、元電源の電圧が低下しても目標とする電圧（以下、「定格電圧」という）を出力することができるように許容最小入力電圧が定められている。シリーズレギュレータの許容最小入力電圧とは、シリーズレギュレータが定格電圧を出力しうる最小の入力電圧のことをいう。許容最小入力電圧以上の入力電圧が常に確保されることがシリーズレギュレータを設けるに際しての前提とされる。シリーズレギュレータは、許容最小入力電圧以上の元電源の電圧を入力することによって、安定した定格電圧を得ることができる。この際に生じる入力電圧および入力電流の積と、出力電圧および出力電流の積との差が負荷の駆動に関して無効な電力である。以下、前記負荷の駆動に関して無効な電力を「無効電力」という。入力電圧から安定した出力電圧への変換過程においてシリーズレギュレータ内で発生する無効電力は、発熱でもって消費されている。自動車のボンネットフード内のような狭小な空間に設置される車載機器用のシリーズレギュレータ等は、局所的に集中する発熱によって機器の動作に悪い影響を与えないようにすることが重要である。そのため熱の分散化に対し設計的配慮が図られている。

たとえば特許文献１に記載される定電圧生成装置は、前段に設けられる電圧可変型シリーズレギュレータおよび後段に設けられる電圧固定型シリーズレギュレータを直列に接続することによって発熱の分散化を図っている。この定電圧生成装置は、電圧可変型シリーズレギュレータによって、元電源の電圧が許容最小入力電圧以上の範囲で変動しても予め定める電圧を出力し、前段で制御された定電圧を入力する電圧固定型シリーズレギュレータによって、負荷が要求する電圧出力を得て、出力電圧値を一定に保つものである。

図１は、他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９の構成を示す回路図である。電源装置９は、シリーズレギュレータ４およびその外部に設けられるトランジスタＴｒ_１を並列に接続して、熱分散を図っている。以下、シリーズレギュレータの外部に設けられるトランジスタを「外付けトランジスタ」という。

電源装置９は、入力部２、出力部３、シリーズレギュレータ４、およびバイポーラ型外付けトランジスタであるトランジスタＴｒ_１を含んで構成されている。シリーズレギュレータ４は、トランジスタＴｒ_２、電圧制御部および過電流保護制御部を含んで構成されている。トランジスタＴｒ_２は、入力部２から供給される電流のうちから外付けトランジスタＴｒ_１に流れる電流を除いた残余の電流を出力部３に供給する。電圧制御部は、トランジスタＴｒ_２のゲートから流れ出す電流（以下、「ゲート電流」という）を制御して出力電圧値を一定に保つ制御を行う。また、設計上の許容値を超過する電流を「過電流」というが、過電流保護制御部は、外付けのトランジスタＴｒ_１の電流Ｉ_１およびトランジスタＴｒ_２の電流Ｉ_２の和が設計上の許容値を超過する場合に、シリーズレギュレータ４およびトランジスタＴｒ_１を停止させ、トランジスタＴｒ_１およびトランジスタＴｒ_２を破損から保護する。

トランジスタＴｒ_２は、金属酸化絶縁膜半導体（Metal Oxide Semiconductor：略称ＭＯＳ）技術を使って製造されるＰチャネルの電界効果型トランジスタ（以下、「ＦＥＴ」という）である。トランジスタＴｒ_２のソースは、端子Ｔ_１の外部でトランジスタＴｒ_１のコレクタと接続され、トランジスタＴｒ_２のゲートは、シリーズレギュレータ４の内部でトランジスタＴｒ_４のコレクタに接続され、トランジスタＴｒ_２のドレインは、端子Ｔ_２を介してトランジスタＴｒ_１のベースに接続されている。

電圧制御部は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ_１２，Ｒ_１３、演算増幅器１１およびトランジスタＴｒ_４を含んで構成される。電圧制御部は、トランジスタＴｒ_２を制御して入力部２に印加される入力電圧を定格電圧に変換し、出力部３から出力する。電圧制御部は、前記変換を行うに際して比較用に抵抗Ｒ_１２と抵抗Ｒ_１３との接続点であるＡ点の電圧を検知し、その検知電圧値Ｖ_ＣＯおよび直流電源Ｅ１の基準電圧値Ｖ_Ｅ１を演算増幅器１１で比較させる。電圧制御部は、比較結果に応じてトランジスタＴｒ_４のコレクタエミッタ間（以下、「Ｃ−Ｅ間」という）の電位差を変動させ、トランジスタＴｒ_２のゲートの電位（以下、「ゲート電位」という）を制御している。ここで検知電圧Ｖ_ＣＯは、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを抵抗Ｒ_１２と抵抗Ｒ_１３の比で分圧されたもので、式Ｖ_ＣＯ＝Ｖ_ｏｕｔ×Ｒ_１３／（Ｒ_１２＋Ｒ_１３）で算出される。

電圧制御部は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを以下のように制御する。基準電圧Ｖ_Ｅ１は、定格電圧出力が得られる場合にＶ_Ｅ１≧Ｖ_ＣＯとなるように設定される。演算増幅器１１は、基準電圧Ｖ_Ｅ１と検知電圧Ｖ_ＣＯとの差分に比例した電圧を出力する。トランジスタＴｒ_４のベース電位は、演算増幅器１１が出力する電圧に応じて上下する。トランジスタＴｒ_４は、ベース電位が上昇すれば、コレクタ電流を増加させる。また、ベース電位が低下すればコレクタ電流を減少させる。トランジスタＴｒ_２のゲート電位は、トランジスタＴｒ_４のコレクタ電流が増加すれば低下し、トランジスタＴｒ_４のコレクタ電流が減少すれば上昇する。ＰチャネルＭＯＳのトランジスタＴｒ_２は、ゲート電位が下がればゲート電流を増やし、ソースおよびドレイン間の電位差（以下、ソースおよびドレイン間を「Ｓ−Ｄ間」といい、Ｓ−Ｄ間の電位差を「Ｖ_ＳＤ」という）を増加させる。また、トランジスタＴｒ_２は、ゲート電位が上がればゲート電流を減らしてＶ_ＳＤを減少させる。

出力電圧Ｖ_ｏｕｔが定格電圧より低下する場合、基準電圧Ｖ_Ｅ１と検知電圧Ｖ_ＣＯとの差は、大きくなる。この結果、トランジスタＴｒ_４のベース電位が上昇し、コレクタ電流が増えるので、トランジスタＴｒ_２のゲート電位が下がり、ドレイン電流が増える。トランジスタＴｒ_２のドレイン電流が増えるとＶ_ＳＤが減少し、トランジスタＴｒ_１のＣ−Ｅ間の電位差が減少する。このため出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、上昇する。

また、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが定格電圧より上昇する場合、基準電圧Ｖ_Ｅ１と検知電圧Ｖ_ＣＯとの差が小さくなる。この結果、トランジスタＴｒ_４のベース電位が下降し、コレクタ電流が減少するので、トランジスタＴｒ_２のゲート電位が上がり、ドレイン電流が減る。トランジスタＴｒ_２のドレイン電流が減るとトランジスタＴｒ_２のＶ_ＳＤが大きくなり、トランジスタＴｒ_１のＣ−Ｅ間の電位差が増加する。このため出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、下降する。

過電流保護制御部は、過電流の検知に用いる抵抗Ｒ_１、演算増幅器１２およびトランジスタＴｒ_５を含んで構成される。抵抗Ｒ_１の電圧降下は、Ｒ_１×Ｉ_０であるが、その電圧降下の値と直流電源Ｅ２で発生する基準電圧値Ｖ_Ｅ２とを演算増幅器１２で比較させることによって以下に記述する過電流保護制御がなされる。

電流Ｉ_０がＩ_０≧Ｖ_Ｅ２／Ｒ_１となるとき、演算増幅器１２の比較結果が正となり、トランジスタＴｒ_５は、導通して前記電圧制御を行っている演算増幅器１１の出力、すなわちトランジスタＴｒ_４のベース電位をほぼ０ｖの電位にまで落としてトランジスタＴｒ_４を遮断させる。これによってトランジスタＴｒ_２が遮断され、ドレインから電流Ｉ_２が流れなくなるため、シリーズレギュレータ４が停止する。同時に、トランジスタＴｒ_２から外付けのトランジスタＴｒ_１にベース電流が供給されなくなるために外付けのトランジスタＴｒ_１も停止する。

図２は、さらに他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９ａを示す図である。図１に示した電源装置９との相違点は、以下である。図１に示した電源装置９では、抵抗Ｒ_２がトランジスタＴｒ_１のベースおよび出力部３の間に設けられ、トランジスタＴｒ_１のエミッタと出力部３とが直結されているが、電源装置９ａでは、ダイオードＤ_１および制御用の抵抗Ｒ_３がトランジスタＴｒ_１のベースおよび出力部３の間に設けられるとともに、抵抗Ｒ_４がトランジスタＴｒ_１のエミッタと出力部３との間に設けられていることである。

図１に示した電源装置９では、電流Ｉ_１，Ｉ_２は、Ｉ_１＝Ｖ_ＢＥ／Ｒ_２、およびＩ_２＝Ｉ_０−Ｉ_１と表される。ここでＶ_ＢＥは、トランジスタＴｒ_２のベースエミッタ間の順方向電圧である。電流Ｉ_１，Ｉ_２の電流Ｉ_０に対して占める割合は、不定である。しかし、図２に示した電源装置９ａでは、電流Ｉ_１は、Ｉ_１＝Ｉ_０×Ｒ_４／（Ｒ_３＋Ｒ_４）、および電流Ｉ_２は、Ｉ_２＝Ｉ_０×Ｒ_３／（Ｒ_３＋Ｒ_４）であり、電流Ｉ_０が変わっても電流Ｉ_１，Ｉ_２の分担率は常に一定である。

特開平１１−１１００５８号公報

しかしながら、特許文献１に記載される定電圧生成装置は、シリーズレギュレータが出力可能な電流以上に電流を大きく消費する負荷を接続することができないため、定電圧生成装置に接続可能な機器が限られている。

特許文献１に記載される定電圧生成装置は、前段に電圧可変型シリーズレギュレータおよび後段に電圧固定型シリーズレギュレータの２種類のシリーズレギュレータを直列に接続することによって、シリーズレギュレータの単一構成の場合に比べて発熱の分散を図っている。しかし、前記定電圧生成装置がシリーズレギュレータの電力供給能力を超えるような消費電流の大きい負荷を駆動することは、不可能である。特にシリーズレギュレータが集積回路化されているような場合、出力の範囲は小さく、該シリーズレギュレータは、その定格出力電流以上の電流を消費するような負荷を接続できないという問題がある。

他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９および電源装置９ａは、トランジスタＴｒ_１が入力部２および出力部３の間にシリーズレギュレータ４に並列に設けられることによって、シリーズレギュレータの定格電流以上の電流を消費する負荷まで駆動できるようになり、特許文献１に記載される定電圧生成装置の問題を解決することができる。しかし、シリーズレギュレータ４は、外付けトランジスタＴｒ_１を常時並列に接続しているので、シリーズレギュレータ４のみによって負荷１０が十分駆動され得るような場合でも、シリーズレギュレータ４およびトランジスタＴｒ_１は、両方とも常に動作している。このためシリーズレギュレータ４の入力電圧が低下し、シリーズレギュレータ４における電力損失が小さくなって、外付けトランジスタＴｒ_１から電流を供給する必要がなくなっても、トランジスタＴｒ_１に電流が流れて発熱することによる無効電力が大きいという問題がある。

本発明の目的は、消費電流の大きい負荷でも駆動することができるようにするとともに、熱分散効果を高めた汎用性の高いシリーズレギュレーション方式の電源装置および車載用電子機器を提供することである。

本発明（１）は、入力部に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部から出力するシリーズレギュレータと、
入力部と出力部との間においてシリーズレギュレータに並列に接続されて設けられ、入力部に供給される電流のうち一部の電流を出力部に供給する第１のトランジスタとを含み、
シリーズレギュレータは、
入力部から供給される電流のうち前記一部の電流を除く残余の電流を得る第２のトランジスタと、
第２のトランジスタに直列に接続されて、第２のトランジスタから供給される前記残余の電流の一部を出力部に供給する第３のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタの温度が上昇すると第３のトランジスタから出力され、かつ出力部に供給される電流が小さくなるように制限する電流制限部とを含むことを特徴とする電源装置である。

また本発明（４）は、前記電源装置、または前記集積回路を用いる電源装置を備えることを特徴とする車載用電子機器である。

本発明（１）によれば、電源装置は、入力部に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部から出力するシリーズレギュレータと、入力部と出力部との間にシリーズレギュレータに並列に接続されて設けられ、入力部に供給される電流のうちの一部の電流を出力部に供給する第１のトランジスタとを含んで構成される。シリーズレギュレータは、入力部から供給される電流のうち前記一部の電流を除く残余の電流を得る第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタに直列に接続されて、前記第２のトランジスタから供給される前記残余の電流の一部を出力部に供給する第３のトランジスタを含む電流制限部とを設けることによって、電流制限部で第２のトランジスタの温度を検出し、検出した温度が上昇するとき第３のトランジスタから出力され、かつ出力部に供給される電流が小さくなるように制限する。これによって、電源装置は、第１のトランジスタが用いられないシリーズレギュレータ単独構成の場合に比べ出力範囲を拡大し、消費電流の大きい負荷でも駆動することができるとともに、入力電圧の高低に応じてシリーズレギュレータの発熱を制御することによって熱分散効果を高めた汎用性の高いシリーズレギュレーション方式の電源装置として実現され得る。

また本発明（４）によれば、前記電源装置を備えるので、ノイズに強く電源からの発熱の影響を受けにくく、小型でコンパクト、かつ低コストおよび信頼性の高い車載用電子機器を実現することができる。

他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９の構成を示す回路図である。 さらに他の従来の技術であるシリーズレギュレータ方式の電源装置９ａの構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態である電源装置１の構成を示す回路図である。 温度検出部Ｋ_１１の内部構成ならびにトランジスタＴｒ_２および演算増幅器１３との接続を示す図である。 本発明の他の実施形態である電源装置１ａの構成を示す回路図である。 本発明のさらに他の実施形態である電源装置１ｂの構成を示す回路図である。 シリーズレギュレータ５ｂの回路を集積回路化した場合の電源装置１ｃの構成を示す回路図である。 集積回路化されたシリーズレギュレータ６を用いた電源装置１ｄを用いた電子機器１００を模式的に示す構成図である。

図３は、本発明の一実施形態である電源装置１の構成を示す回路図である。電源装置１は、入力部２、出力部３、シリーズレギュレータ５、抵抗Ｒ_１，Ｒ_２およびトランジスタＴｒ_１を含んで構成される。シリーズレギュレータ５は、入力部２に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部３から出力するシリーズレギュレータである。トランジスタＴｒ_１は、たとえばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、入力部２と出力部３との間にシリーズレギュレータ５と並列に接続されて設けられ、入力部２から供給される電流Ｉ_０のうち一部の電流Ｉ_１を出力部３に供給する。

入力部２は、電源装置１の外部で蓄電池などの図示しない直流電源と接続されている。入力部２は、シリーズレギュレータ５の端子Ｔ_０でシリーズレギュレータ５に接続されるとともに抵抗Ｒ_１の一端にも接続される。抵抗Ｒ_１は、抵抗素子であり、シリーズレギュレータ５およびトランジスタＴｒ_１の両方、またはいずれか一つの過電流を検知するために設けられる。抵抗Ｒ_１の他端は、端子Ｔ_１でシリーズレギュレータ５に接続されるとともにトランジスタＴｒ１のコレクタに接続される。トランジスタＴｒ_１のベースは、端子Ｔ_２でシリーズレギュレータ５に接続されている。トランジスタＴｒ_１のエミッタは、出力部３に接続される。抵抗Ｒ_２は、抵抗素子であり、トランジスタＴｒ_１のベースとエミッタとの間に接続される。出力部３は、端子Ｔ_３でシリーズレギュレータ５にも接続され、電源装置１の外部で負荷１０に接続される。

入力部２に入力される電圧は、Ｖ_ｉｎで表される。トランジスタＴｒ_１のベースとエミッタとの間の電位差は、Ｖ_ＢＥで表わされる。また、出力部３から出力される電圧は、Ｖ_ｏｕｔで表わされる。さらに入力部２から入力される電流は、電流Ｉ_０、トランジスタＴｒ_１に流れる電流は、電流Ｉ_１、シリーズレギュレータ５に流れる電流は、電流Ｉ_２で、それぞれ表わされる。電流Ｉ_１と電流Ｉ_２とは、電流Ｉ_０が抵抗Ｒ_１を通った後分流された電流である。

シリーズレギュレータ５は、トランジスタＴｒ_２、電圧制御部、過電流保護制御部および電流制限部を含んで構成され、端子Ｔ_０〜Ｔ_３が形成されている。トランジスタＴｒ_２は、たとえばＰチャネルの電界効果型トランジスタ（以下「ＦＥＴ」という）によって構成され、ソースが端子Ｔ_１および抵抗Ｒ_１１の一端に接続され、ゲートが抵抗Ｒ_１１の他端に接続され、ドレインが端子Ｔ_２を介してトランジスタＴｒ_１のベースに接続されている。トランジスタＴｒ_２は、抵抗Ｒ_１を流れる電流Ｉ_０のうち、トランジスタＴｒ_１に流れる電流Ｉ_１を除く残余の電流Ｉ_２を流す。

電圧制御部および電流保護制御部は、図１に示した従来の技術のシリーズレギュレータ４の電圧制御部および電流保護制御部と同じ回路で構成される。図３およびそれ以降の図では、図１に示した構成要素と同一の構成要素については、図１と同じ参照符を付す。

電圧制御部は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ_１２，Ｒ_１３、演算増幅器１１、直流電源Ｅ１およびトランジスタＴｒ_４を含んで構成される。電圧制御部は、トランジスタＴｒ_２を制御して入力部２に印加される電圧を予め定める電圧に変換し、出力部３から出力する。抵抗Ｒ_１２および抵抗Ｒ_１３の接続点をＡ点とすると、電圧制御部は、出力電圧に比例した電圧をＡ点から取り入れ、検知電圧値Ｖ_ＣＯを直流電源Ｅ１の基準電圧値Ｖ_Ｅ１と演算増幅器１１で比較させる。電圧制御部は、比較結果に応じてトランジスタＴｒ_４のコレクタエミッタ間（以下、「Ｃ−Ｅ間」という）の電位差を変動させ、トランジスタＴｒ_２のゲート電位を制御している。ここで検知電圧値Ｖ_ＣＯは、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを抵抗Ｒ_１２と抵抗Ｒ_１３との比で分圧された値であり、式Ｖ_ＣＯ＝Ｖ_ｏｕｔ×Ｒ_１３／（Ｒ_１２＋Ｒ_１３）で算出される。

目標値の電圧を「定格電圧」というが、電圧制御部は、定格電圧の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを得るために以下のように制御する。基準電圧値Ｖ_Ｅ１は、定格電圧出力が得られている場合にＶ_Ｅ１≧Ｖ_ＣＯとなるように予め設定される。演算増幅器１１は、基準電圧値Ｖ_Ｅ１と検知電圧値Ｖ_ＣＯとの差分に比例した電圧を出力する。トランジスタＴｒ_４のベース電位は、演算増幅器１１が出力する電圧に応じて増減する。トランジスタＴｒ_４は、ベース電位が上昇すれば、コレクタ電流を増加させる。また、ベース電位が低下すればコレクタ電流も減少させる。トランジスタＴｒ_４のコレクタは、トランジスタＴｒ_２のゲートに接続される。トランジスタＴｒ_２のゲート電位は、トランジスタＴｒ_４のコレクタ電流が増えれば低下し、トランジスタＴｒ_４のコレクタ電流が減れば上昇する。ＰチャネルＭＯＳのトランジスタＴｒ_２は、ゲート電位が下がればゲートから流れ出す電流（以下、「ゲート電流」という）を増やし、ソースおよびドレイン間の電位差（以下、ソースおよびドレイン間を「Ｓ−Ｄ間」といい、Ｓ−Ｄ間の電位差を「Ｖ_ＳＤ」と記号で略す）を増加させる。また、トランジスタＴｒ_２は、ゲート電位が上がればゲート電流を減らしてＳ−Ｄ間の電位差を減少させる。

出力電圧Ｖ_ｏｕｔが定格電圧より減少する場合、基準電圧値Ｖ_Ｅ１と検知電圧値Ｖ_ＣＯとの差は、大きくなる。この結果、トランジスタＴｒ_４のベース電位が上昇し、コレクタ電流が増えるので、トランジスタＴｒ_２のゲート電位が下がり、ドレイン電流が増える。トランジスタＴｒ_２のドレイン電流が増えるとＶ_ＳＤが減少し、トランジスタＴｒ_１のＣ−Ｅ間の電位差が減少する。このため出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、上昇する。

また、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが定格電圧より上昇する場合、基準電圧値Ｖ_Ｅ１と検知電圧値Ｖ_ＣＯとの差が小さくなる。この結果、トランジスタＴｒ_４のベース電位が下降し、コレクタ電流が減少するので、トランジスタＴｒ_２のゲート電位が上がり、ドレイン電流が減る。トランジスタＴｒ_２のドレイン電流が減るとトランジスタＴｒ_２のＶ_ＳＤが大きくなり、トランジスタＴｒ_１のＣ−Ｅ間の電位差が増加する。このため出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、下降する。

過電流保護制御部は、トランジスタＴｒ_１およびトランジスタＴｒ_２の両方、またはいずれか一方に過電流が流れることを防止する。過電流保護制御部は、過電流の検知に用いる抵抗Ｒ_１、直流電源Ｅ２、演算増幅器１２およびトランジスタＴｒ_５を含んで構成される。演算増幅器１２は、非反転入力端子が直流電源のマイナス極に接続され、反転入力端子が端子Ｔ_１を介して抵抗Ｒ_１の他端とトランジスタＴｒ_１のコレクタに接続され、出力端子がトランジスタＴｒ_５のベースに接続されている。トランジスタＴｒ_５は、たとえばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタによって構成され、ベースが演算増幅器１２の出力端子に接続され、エミッタが接地され、コレクタがトランジスタＴｒ_４のベースに接続される。抵抗Ｒ_１の電圧降下（＝Ｒ_１×Ｉ_０）と直流電源Ｅ２の基準電圧値Ｖ_Ｅ２とを演算増幅器１２で比較させることによって以下に記述する過電流保護制御がなされる。

電流Ｉ_０がＩ_０≧Ｖ_Ｅ２／Ｒ_１となるとき、演算増幅器１２の比較結果が正となり、トランジスタＴｒ_５は、導通する。導通によってトランジスタＴｒ_５は、トランジスタＴｒ_４のベース電位をほぼ０ｖの電位にまで落としてトランジスタＴｒ_４を遮断させる。これによってトランジスタＴｒ_２が遮断され、ドレインから電流Ｉ_２が流れなくなるため、シリーズレギュレータ５が停止する。同時に、トランジスタＴｒ_２から外付けのトランジスタＴｒ_１にベース電流が供給されなくなるために外付けのトランジスタＴｒ_１も停止する。

電源装置１は、シリーズレギュレータ５の内部に電流制限部を設け、電流制限部の構成要素であるトランジスタＴｒ_３の出力電流を制御している。電流制限部は、ＰチャネルＦＥＴのトランジスタＴｒ_３、温度検出部Ｋ_１１、演算増幅器１３、直流電源Ｅ３、抵抗Ｒ_１４およびトランジスタＴｒ_６を含んで構成される。

トランジスタＴｒ_３は、トランジスタＴｒ_２に直列に接続されて、トランジスタＴｒ_２から供給される電流Ｉ_２の一部を出力部３に供給する。

温度検出部Ｋ_１１は、トランジスタＴｒ_２のＳ−Ｄ間の温度の検出を行う半導体温度センサからなる。演算増幅器１３は、非反転入力端子が温度検出部Ｋ_１１の出力端子に接続され、反転入力端子が直流電源Ｅ３のプラス極に接続されている。トランジスタＴｒ_３は、ソースがトランジスタＴｒ_３のドレインおよび抵抗Ｒ_１４の一端に接続され、ゲートがトランジスタＴｒ_６のコレクタおよび抵抗Ｒ_１４の他端に接続され、ドレインが端子Ｔ_３を介して出力部３に接続されている。トランジスタＴｒ_６は、たとえばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、ベースが演算増幅器１３の出力端子と接続され、エミッタが接地され，コレクタがトランジスタＴｒ_３のゲートおよびＲ_１４の一端に接続される。

図４は、温度検出部Ｋ_１１の内部構成ならびにトランジスタＴｒ２および演算増幅器１３との接続を示す図である。温度検出部Ｋ_１１は、電流源ＣＳ_１および温度センサＳ_ｔｈ１を含んで構成される。温度センサＳ_ｔｈ１は、たとえばダイオードＤ_ｘ，Ｄ_ｙによって構成されている。電流源ＣＳ_１およびダイオードＤ_ｘのアノードは、直列に接続され、ダイオードＤ_ｘのカソードは、ダイオードＤ_ｙのアノードに接続されている。電流源ＣＳ_１は、端子ｓ_１を介してトランジスタＴｒ_２のソースに接続され、ダイオードＤ_ｙのカソードは、端子ｓ_２を介して信号グラウンドに接続され、電流源ＣＳ_１とダイオードＤ_ｘのアノードとの接続点が端子ｓ_３を介して演算増幅器１３の非反転端子に接続される。

さらに温度検出部Ｋ_１１の出力端子ｓ_３は、演算増幅器１３の非反転入力端子に接続されている。温度検出部Ｋ_１１は、測定対象物の温度が上昇するほど出力電圧が直線的に下がるというダイオードの特性を活かして温度検知を行う。トランジスタＴｒ_２のＳ−Ｄ間の電流が増えれば、トランジスタＴｒ_２の接合部における温度が上昇する。トランジスタＴｒ_２の接合部における温度が上昇すると、温度検出部Ｋ_１１では温度センサＳ_ｔｈ１のインピーダンスが下がり、出力電圧が低下する。すなわち、温度検出部Ｋ_１１の出力電圧値Ｖ_ｋ１が下がる。

図３を参照して、演算増幅器１３は、温度検出部Ｋ_１１の出力電圧値Ｖ_ｋ１および予め設定された基準電圧値Ｖ_Ｅ３を比較する。入力電圧Ｖ_ｉｎが上昇すればトランジスタＴｒ_２のＳ−Ｇ間およびＳ−Ｄ間の電位差が大きくなり、ドレイン電流が増える。ドレイン電流の増加によってトランジスタＴｒ_２のＳ−Ｄ間の温度が上昇し、温度検出部Ｋ_１１の出力電圧値Ｖ_ｋ１は、低下する。この結果、演算増幅器１３の出力が小さくなる。演算増幅器１３の出力が小さくなると、トランジスタＴｒ_６のコレクタの電位が上昇、すなわちトランジスタＴｒ_３のゲート電位が上昇するので、トランジスタＴｒ_３のドレイン電流が減る。トランジスタＴｒ_３のドレイン電流が減少すると、トランジスタＴｒ_２のドレイン電流も減少する。負荷に対する電流Ｉ_０の電流値が一定であるため、トランジスタＴｒ_３の電流が減少した分は、トランジスタＴｒ_１によって補われる。

同様に入力電圧Ｖ_ｉｎが下がり、トランジスタＴｒ_２のドレイン電流が減れば、トランジスタＴｒ_２の接合部における温度が低下し、演算増幅器１３の出力が大きくなる。演算増幅器１３の出力が大きくなればトランジスタＴｒ_３のゲート電位が下降し、トランジスタＴｒ_３の電流が増える。トランジスタＴｒ_３の電流が増えるとトランジスタＴｒ_２の電流Ｉ_２も増え、増えた分だけトランジスタＴｒ_１が負荷に供給する電流Ｉ_１が減少する。以上のように、電源装置１は、電流制限部を設けてトランジスタＴｒ_２の接合温度を検出させ、検出結果に応じてトランジスタＴｒ_１およびトランジスタＴｒ_２の負荷に対する電力の供給比率を変えるという制御を行っている。

図５は、本発明の他の実施形態である電源装置１ａの構成を示す回路図である。電源装置１ａは、入力部２、出力部３、抵抗Ｒ_１，Ｒ_２、トランジスタＴｒ_１およびシリーズレギュレータ５ａを含んで構成される。シリーズレギュレータ５ａは、図３に示したシリーズレギュレータ５と比較してダイオードＤ_１１、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ_７および抵抗Ｒ_１５が追加されている。電源装置１ａの構成要素のうち、図３に示した電源装置１の構成要素と同じ構成要素については、同じ参照符を付して、重複を避けるために説明を省略する。

ダイオードＤ_１１のアノードは、トランジスタＴｒ_２のドレインおよびトランジスタＴｒ_３のソースと接続される。ダイオードＤ_１１のカソードは、トランジスタＴｒ_７のエミッタに接続される。トランジスタＴｒ_７のベースは、トランジスタＴｒ_３のドレインと接続されるとともに、端子Ｔ_３を介して出力部３に接続される。トランジスタＴｒ_７のコレクタは、抵抗Ｒ_１５を介してトランジスタＴｒ_６のベースに接続される。抵抗Ｒ_１５は、抵抗素子であり、トランジスタＴｒ_７が導通したとき、トランジスタＴｒ_２からダイオードＤ_１１、トランジスタＴｒ_７およびトランジスタＴｒ_６という経路で大電流が流れることによるトランジスタおよびダイオードの破損を防護する目的で挿入される。

トランジスタＴｒ_２における発熱が低くなると、前記の通りトランジスタＴｒ_３においてゲート電位が下がり、ドレイン電流が増える。トランジスタＴｒ_３は、ドレイン電流が増えるとＳ−Ｄ間の接合部の抵抗によってトランジスタＴｒ_３の発熱が大きくなる。トランジスタＴｒ_３の発熱につながる電力損失を抑制するために、電源装置１ａは、ダイオードＤ_１１、トランジスタＴｒ_７および抵抗Ｒ１５を設けてトランジスタＴｒ_３のドレイン電流に対する分流回路を構成する。トランジスタＴｒ_３のＶ_ＳＤが、トランジスタＴｒ_７のＶ_ＢＥとダイオードＤ_１１の順方向電位差Ｖ_Ｆとの和を越える場合、すなわち、Ｖ_ＳＤ≧Ｖ_ＢＥ＋Ｖ_Ｆとなる場合、トランジスタＴｒ_７が導通してトランジスタＴｒ_３に流れる電流を分流させる。これによってトランジスタＴｒ_３における電力損失の増大を抑制することができる。

図６は、本発明のさらに他の実施形態である電源装置１ｂの構成を示す回路図である。電源装置１ｂは、入力部２、出力部３、抵抗Ｒ_１，Ｒ_２、トランジスタＴｒ_１およびシリーズレギュレータ５ｂを含んで構成される。シリーズレギュレータ５ｂは、図３に示したシリーズレギュレータ５と比較して温度検出部Ｋ_１２、演算増幅器１４、直流電源Ｅ４およびＮＰＮトランジスタのトランジスタＴｒ_８から構成される遮断制御部が追加されている。電源装置１ｂの構成要素のうち、図３に示した電源装置１の構成要素と同じ構成要素については、同じ参照符を付して、重複を避けるために説明を省略する。

温度検出部Ｋ_１２は、前記温度検出部Ｋ_１１と構成および動作が同じであり、トランジスタＴｒ_３のＳ−Ｄ間の温度を検出し、検出した温度を電圧値に変換して電圧値で出力する。温度検出部Ｋ_１２の出力は、演算増幅器１４に接続される。演算増幅器１４は、３入力端子をもち、非反転入力端子が直流電源Ｅ４のプラス極に接続され、１個の反転入力端子が温度検出部Ｋ_１１の出力端子に接続され、他の１個の反転入力端子が温度検出部Ｋ_１２の出力端子に接続される。演算増幅器１４の出力端子は、トランジスタＴｒ_８のベースに接続される。トランジスタＴｒ_８は、ベースが演算増幅器１４の出力端子に接続され、エミッタが接地され、コレクタがトランジスタＴｒ_４のベースに接続される。演算増幅器１４は、温度検出部Ｋ_１１から検知電圧値Ｖ_Ｋ１、温度検出部Ｋ_１２から検知電圧値Ｖ_Ｋ２および基準電圧値Ｖ_Ｅ４が入力され、基準電圧値Ｖ_Ｅ４と、Ｖ_Ｋ１およびＶ_Ｋ２とを比較する。Ｖ_Ｋ１またはＶ_Ｋ２のうちのいずれかが、基準電圧値Ｖ_Ｅ４より低いと、演算増幅器１４は正の出力となり、トランジスタＴｒ_８が導通するため、トランジスタＴｒ_４のベース電位はほぼ０ｖにまで低下す。これによってトランジスタＴｒ_４が遮断されてトランジスタＴｒ_２が遮断状態になる。トランジスタＴｒ_２が遮断されるとベース電流の供給が断たれるので外付けトランジスタＴｒ_１は、遮断される。また、トランジスタＴｒ_２が遮断されるとトランジスタＴｒ_２からドレイン電流の供給がなくなりトランジスタＴｒ_３も停止する。演算増幅器１４における比較結果に基づき電源動作を停止させ、Ｖ_Ｋ１およびＶ_Ｋ２がともに基準電圧値Ｖ_Ｅ４より大きいと、再度動作可能にさせるので、Ｖ_Ｋ１またはＶ_Ｋ２が基準電圧値Ｖ_Ｅ４となる付近で、演算増幅器１４が出力反転を繰返さないように演算増幅器１４には、ヒステリシス特性が設定される。また、トランジスタＴｒ_３の電流は、最大でもトランジスタＴｒ_２の電流Ｉ_２を超えることがないので、基準電圧値Ｖ_Ｅ４は、Ｖ_Ｋ１１の最大値以上の数値に設定される。

図７は、シリーズレギュレータ５ｂの回路を集積回路化した場合の電源装置１ｃの構成を示す回路図である。電源装置１ｃは、入力部２、出力部３、抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＴｒ_１および集積回路化されたシリーズレギュレータ６を含んで構成される。

集積回路化されたシリーズレギュレータ６は、個別の部品で離散的に構成されていた図６に示したシリーズレギュレータ５ａの回路を母体にして、トランジスタＴｒ_２、電圧制御部、過電流保後制御部、トランジスタＴｒ_３を含む電流制限部および遮断制御部を含み、さらにリセット信号発生部と入力電圧低下検知部とを含み、端子Ｊ_０〜Ｊ_５およびＪ_Ｇが形成される。図７では、図６に示した構成要素と同一の構成要素については、図６と同じ参照符を付し、説明を省略する。

リセット信号発生部は、該電源装置の負荷としてマイクロコンピュータが考えられるので設けられる。リセット信号を発生させるために図６に示した抵抗Ｒ_１２は、関係式Ｒ_１２＝Ｒ_１２１＋Ｒ_１２２が成り立つ抵抗Ｒ_１２１，Ｒ_１２２に置き換えられる。演算増幅器１５は、ヒステリシス特性を有し、出力電圧が３つの抵抗Ｒ_１２１ならびにＲ_１２２およびＲ_１３で分圧されて決まる電圧値Ｖ_Ｒと、基準電圧値Ｖ_Ｅ１とを比較する。Ｖ_Ｒ＞Ｖ_Ｅ１であるとき、リセット信号（図では「Ｒｅｓｅｔ」という）は正の電圧である。電源装置１ｃの立ち上がり時、過電流保護制御回路および遮断制御部によって電源動作を停止させられる場合、Ｖ_Ｒ≦Ｖ_Ｅ１となり、比較の対象とする電圧値Ｖ_Ｒが基準電圧値Ｖ_Ｅ１より大となるまで非正電圧のリセット信号を出力する。ここでＶ_Ｒ＝（Ｒ_１３＋Ｒ_１２１）／（Ｒ_１２１＋Ｒ_１２２＋Ｒ_１３）×Ｖ_ｏｕｔである。Ｖ_Ｒは、電圧制御部出力の検知電圧値Ｖ_ＣＯより高く設定されている。したがって、リセット信号（Ｒｅｓｅｔ）が外部に出力されるのは、電源投入時点の出力が安定するまでに過渡応答が見られた場合、トランジスタＴｒ２に対する過電流検知がなされた場合、トランジスタＴｒ_２およびトランジスタＴｒ_３の発熱異常が検知された場合および電圧制御部が何らかの理由で作動しなくなり定格値以上に電圧出力が上った場合などがあげられる。

入力電圧低下検知部は、演算増幅器１６および直流電源Ｅ５を含んで構成される。演算増幅器１６は、非反転入力端子が端子Ｊ_０に接続され、反転入力端子が直流電源Ｅ５のプラス極に接続される。端子Ｊ_０は、集積回路化されたシリーズレギュレータ６の外部で電源装置入力に接続される。電圧低下検知部は、端子Ｊ_０から取り込まれた入力電圧値Ｖ_ｉｎおよび基準電圧値Ｖ_Ｅ５を、ヒステリシス特性を有する演算増幅器１６で比較し、入力電圧値Ｖ_ｉｎが基準電圧値Ｖ_Ｅ５より大きければ正極性の入力電圧低下検知信号（図では「Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ」という）を端子Ｊ_５より出力する。また、入力電圧低下検知部は、入力電圧値Ｖ_ｉｎが（Ｖ_Ｅ５−α）より小さければ非正極性の入力電圧低下検知信号を出力端子（Ｊ_５）より出力する。αは、ヒステリシス分の電圧値である。入力電圧低下検知信号は、電源異常を知らせるモニタリング信号として用いられる。

図８は、図７で示される集積回路化されたシリーズレギュレータ６を用いた電源装置１ｄを用いた電子機器１００を模式的に示す構成図である。電源装置１ｄは、入力部２の外部で蓄電池などの直流電源Ｅ_０に接続される。また、電源装置１ｄは、出力部３からマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」という）１０ａおよび電気的書込み消去可能なＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ：以下「ＥＰＲＯＭ」という）１０ｂなどの負荷に接続される。

電源装置１ｄは、内部に電源フィルタ７が設けられ、電源フィルタ７の後段に抵抗Ｒ１、トランジスタＴｒ１および集積回路化されたシリーズレギュレータ６を有し、リセット信号用端子２０と入力電圧低下検知信号用端子２１とを設けている。電源フィルタ７は、一定方向に電流を流すためのダイオードＤ_０、その後に一定の高い電圧を抑える、すなわち、クリッピングを行うためのツェナーダイオードＤｚ_０およびπ型のＬＣフィルタで構成される。ダイオードＤ_０のアノードは入力部２に接続され、カソードがπ型のＬＣフィルタのインダクタンスＬ_０の一端およびツェナーダイオードＤｚ_０のカソードに接続され、インダクタンスＬ_０の他端は抵抗Ｒ１およびシリーズレギュレータ６の端子Ｊ０に接続される。ツェナーダイオードＤｚ_０は、アノードが接地される。π型のＬＣフィルタはたとえばダイオードＤ_０のアノードに接続されるインダクタンスＬ_０の一端と電源グラウンドとの間に直列接続されたコンデンサＣ_１，Ｃ_２が、またインダクタンスＬ_０の他端と電源グラウンドとの間に有極性の電界コンデンサＣ_０を設けて構成する。ここでコンデンサＣ_１，Ｃ_２と２個用いているがこれに限定されることはなく、必要に応じて１個でも良いし２個以上の複数個としても良い。

リセット信号は、集積回路化されたシリーズレギュレータ６の端子Ｊ４から出力され、電源装置１ｄのリセット信号用端子２０を経てマイコン１０ａに与えられる。また、入力電圧低下検知信号は、シリーズレギュレータ集積回路６の端子Ｊ５から出力され、電源装置１ｄの入力電圧低下検知信号用端子２１を経てマイコン１０ａに与えられる。

このように、電源装置１は、入力部２に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部３から出力するシリーズレギュレータ５と、入力部２と出力部３との間にシリーズレギュレータ５に並列に接続されて設けられ、入力部に供給される電流Ｉ_０のうち電流Ｉ_１を出力部に供給するトランジスタＴｒ_１とを含んで構成される。シリーズレギュレータ５は、入力部２から供給される電流Ｉ_０のうちＩ_１を除くＩ_２を得るトランジスタＴｒ_２と、トランジスタＴｒ_２に直列に接続されて、トランジスタＴｒ_２から供給される電流Ｉ_２の一部を出力部に供給するトランジスタＴｒ_３を含む電流制限部とを設けることによって、電流制限部でトランジスタＴｒ_２の温度を検出し、検出した温度が上昇するときトランジスタＴｒ_３から出力され、かつ出力部３に供給される電流が小さくなるように制限するので、負荷に対して電力を供給する能力を高め、消費電流の大きい負荷でも駆動することができるとともに、熱分散効果を高めた汎用性の高いシリーズレギュレーション方式の電源装置が実現できる。

さらに、電流制限部のトランジスタＴｒ_３に対しトランジスタＴｒ_３の電流制限回路を設けることによって、トランジスタＴｒ_３のドレイン電流Ｉ_３が予め定める電流値以下となるように制限させ、トランジスタＴｒ_３の発熱を抑制することができる。

さらに、シリーズレギュレータ５ｂは、トランジスタＴｒ_２の温度を検出する温度検出部温度Ｋ_１１と検出部Ｋ_１２と遮断制御部とを含み、温度検出部Ｋ_１２でトランジスタＴｒ_３の温度を検出させるとともに、温度検出部Ｋ_１１によって検出される温度または温度検出部Ｋ_１２によって検出される温度が上昇し，予め設定した基準電圧値Ｖ_Ｅ４を超えたときにトランジスタＴｒ_１およびトランジスタＴｒ_２を遮断状態とし、過熱からトランジスタＴｒ_１およびトランジスタＴｒ_２を保護することができる。

さらに、シリーズレギュレータ５〜５ｂのいずれか１つの回路を用いた電源装置１、または前記シリーズレギュレータ５〜５ｂのいずれか１つの集積化した回路を用いる電源装置を備えることによって、ノイズに強く電源部からの発熱の影響を受けにくく、小型でコンパクト、低コストおよび信頼性の高い車載用電子機器を実現することができる。

１，１ａ，１ｂ，１ｃ，９，９ａ 電源装置
２ 入力部
３ 出力部
４，４ａ，５，５ａ，５ｂ，６ シリーズレギュレータ
７ 電源フィルタ
１０ 電源装置の負荷
１０ａ マイコン
１０ｂ ＥＰＲＯＭ
１１，１２，１３，１４，１５，１６ 演算増幅器
１００ 電子機器
Ｔｒ_１，Ｔｒ_２，Ｔｒ_３，Ｔｒ_４，Ｔｒ_５，Ｔｒ_６，Ｔｒ_７，Ｔｒ_８ トランジスタ

Claims (4)

1. 入力部に印加される電圧を予め定める電圧に変換して出力部から出力するシリーズレギュレータと、
   入力部と出力部との間においてシリーズレギュレータに並列に接続されて設けられ、入力部に供給される電流のうち一部の電流を出力部に供給する第１のトランジスタとを含み、
   シリーズレギュレータは、
   入力部から供給される電流のうち前記一部の電流を除く残余の電流を得る第２のトランジスタと、
   第２のトランジスタに直列に接続されて、第２のトランジスタから供給される前記残余の電流の一部を出力部に供給する第３のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタの温度が上昇すると第３のトランジスタから出力され、かつ出力部に供給される電流が小さくなるように制限する電流制限部とを含むことを特徴とする電源装置。
2. 前記電流制限部は、前記第３のトランジスタを流れる電流の値が予め定める電流値以下となるように制限する制限回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記シリーズレギュレータは、前記第２のトランジスタの温度を検出する第１の温度検出部と、前記第３のトランジスタの温度を検出する第２の温度検出部と、前記第１の温度検出部が検出する温度または第２の温度検出部が検出する温度が上昇し、予め設定した許容値を超えたときに第１のトランジスタおよび第２のトランジスタを遮断状態とする遮断制御部とをさらに含むことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置を備えることを特徴とする車載用電子機器。

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