JP2008206348A

JP2008206348A - 半導体装置

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Publication number: JP2008206348A
Application number: JP2007041212A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Hiyama; 一明日山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-02-21
Filing date: 2007-02-21
Publication date: 2008-09-04
Anticipated expiration: 2027-02-21
Also published as: JP4924086B2; US20080198526A1; US7602595B2

Abstract

【課題】基準電圧を変えることなく、過電流保護回路の動作レベルを調整することができる半導体装置を得る。
【解決手段】本発明に係る半導体装置は、メイン電流に対して所定の分流率で与えられるセンス電流をそのセンス端子より出力可能なセル分離構造を有するスイッチング素子と、一端がセンス端子に接続され、他端が接地されたセンス抵抗と、センス抵抗の一端に対して吐き出しと吸い込みの両方向で補正電流を供給する補正電流発生回路と、センス電流及び補正電流がセンス抵抗を流れるときに生じるセンス電圧を入力し、センス電圧が所定の基準電圧より大きい場合に停止信号を出力する過電流保護回路と、過電流保護回路から停止信号を受けるとスイッチング素子のゲートの駆動を中止する駆動回路とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子に所定の限度を超える過度のメイン電流（過電流）が流れたことを検出する過電流保護回路を有する半導体装置に関し、特に基準電圧を変えることなく、過電流保護回路の動作レベルを調整することができる半導体装置に関するものである。

絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）素子などのスイッチング素子を駆動すると共に、このスイッチング素子に所定の限度を超える過度のメイン電流（過電流）が流れたことを検出する過電流保護回路を有する半導体装置が、例えばＤＣ／ＤＣコンバータやインバータ装置などの電力変換装置に用いられている。

また、スイッチング素子、スイッチング装置駆動機能及び過電流保護機能等を集約した半導体装置は、ＩＰＭ（Inteligent Power Module）と呼ばれる。そして、ＩＰＭ機能、ＤＣリンク・キャパシタ、スイッチング素子のオン／オフ信号発生機能（インバータ制御）、負荷の状態を検出する手段（各種センサ）等を有したものは、インバータ装置と呼ばれる。

ＩＰＭ等では、過電流保護機能を専用のＡＳＩＣや電子回路等のハードウェア（Ｈ／Ｗ）で実現している。このＨ／Ｗによる過電流保護機能は、過電流等の異常発生に対して応答速度が速いという利点はあるが、電流検出精度が低いという欠点がある。そのため、過電流保護回路が動作する過電流レベルが大きく変動するという問題が有る。

一般的なインバータ装置は、出力電流を検出するために、カレント・トランスやホール素子などの比較的精度の良い電流検出手段を有する。この電流検出手段の出力電流は、ＡＤ変換器を介してインバータ制御部のマイクロコンピュータ等に入力される。そして、マイクロコンピュータ（ＭＰＵ）上で実行しているプログラム（ソフトウェア）が過電流を検出すると、インバータ運転を停止する等の保護動作を行う。このソフトウェア（Ｓ／Ｗ）による保護機能は、ＩＰＭ等のＨ／Ｗによる保護機能に比べて電流検出精度が高いという利点はあるが、応答速度が遅いという欠点がある。そのため、保護が間に合わずに、スイッチング素子の故障や負荷の損傷が生じるという問題が有る。

ここで、ＩＰＭ等の過電流保護機能について電流検出精度が低い理由について説明する。ＩＰＭ等では過電流保護機能を実現するために、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子に電流センス素子を設けて電流検出に用いている。電流センス素子は、スイッチング素子と同一のセル構造を有し、スイッチング素子と並列に接続され、スイッチング素子に対して一定のセル面積を有している。

過電流保護回路は、電流センス素子に流れるセンス電流値が所定の限度を超えた場合に、スイッチング素子をターンオフさせるなどの保護動作を行う。実際には、センス電流値を電圧に変換したセンス電圧と基準電圧をコンパレータに入力し、コンパレータ出力を過電流保護回路の動作開始トリガとしている。このようにセンス電流値を電圧に変換する従来の半導体装置を図１３，１４に示す。

図１３の半導体装置は、オペアンプを用いた電流−電圧変換回路を有する。この場合、オペアンプの−端子と＋端子の間はイマジナリ（Ｉｍａｇｉｎａｒｙ）ショート状態となるため、電流センス素子の動作に影響を与えない。しかし、一般的な電力変換装置では、スイッチング素子電流の時間あたりの変化率は数ｋＡ／μｓ程度と大きくセンス素子電流の変化率も大きくなるため、オペアンプの応答遅れが無視できなくなり、正確な電流−電圧変換結果が得られない。また、得られるセンス電圧が負の値となるため、過電流保護回路も含めて正と負の２電源が必要となり、装置の小型化が困難になる等の問題があった。このため、図１３の回路はあまり用いられていない。

図１４の回路は、センス抵抗の電圧降下をセンス電圧とする簡便な方法を採用しており、図１３の回路のように高速な応答性を持ったオペアンプを必要としない。従って、従来は図１４の回路を用いていた。しかし、図１４の回路には以下の問題があるため、電流検出精度が低くなり、過電流保護回路が動作するスイッチング素子電流レベルが大きく変動する。

この問題を解決する半導体装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１の回路において、センス電圧（最大値保持回路２３２の出力Ｓ４）と基準電圧（基準電圧発生回路２３３の出力ＲＥＦ）を比較回路２３４に入力する。そして、スイッチング素子１に過電流が流れた場合には、比較回路２３４の出力Ｓ２で駆動回路２１１にスイッチング素子をターンオフさせる等の保護動作を行わせている。この回路では、基準電圧ＲＥＦをスイッチング素子１の温度に応じて可変とすることで、スイッチング素子１の素子温度が変動しても過電流保護回路動作レベルを一定に保つことができる。

特開２００５−１５１６３１号公報、図２

特許文献１の回路において、センス電圧がスイッチング素子電流とセンス素子電流の分流比に与える影響を少なくするためには、できる限りセンス抵抗の値を小さくし、センス電圧と基準電圧を小さくする必要がある。しかし、比較回路は片電源動作であるため基準電圧を小さくしてＧＮＤレベルに近づけすぎると動作できなくなる。従って、温度変化に応じた基準電圧の可変範囲の幅を大きく取ることができないため、十分に広い範囲で過電流保護回路の動作レベルを調整することはできなかった。また、トリップレベルを下げるために基準電圧を下げると、センス電圧に重畳するノイズによる誤動作が問題となっていた。

また、一般に基準電圧発生回路には、温度特性の良いツェナダイオードやバンドギャップリファレンス等の基準電圧発生素子が使用される。これらの基準電圧発生素子の電圧を可変させることは難しいが、特許文献１では基準電圧を可変させる具体的な方法を提示していない。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、基準電圧を変えることなく、過電流保護回路の動作レベルを調整することができる半導体装置を得るものである。

本発明に係る半導体装置は、メイン電流に対して所定の分流率で与えられるセンス電流をそのセンス端子より出力可能なセル分離構造を有するスイッチング素子と、一端がセンス端子に接続され、他端が接地されたセンス抵抗と、センス抵抗の一端に対して吐き出しと吸い込みの両方向で補正電流を供給する補正電流発生回路と、センス電流及び補正電流がセンス抵抗を流れるときに生じるセンス電圧を入力し、センス電圧が所定の基準電圧より大きい場合に停止信号を出力する過電流保護回路と、過電流保護回路から停止信号を受けるとスイッチング素子のゲートの駆動を中止する駆動回路とを備える。本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。

本発明により、基準電圧を変えることなく、過電流保護回路の動作レベルを調整することができる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る半導体装置を示す回路図である。この半導体装置は、ＩＧＢＴ１１（スイッチング素子）と、センス抵抗１２と、補正電流発生回路１３と、過電流保護回路１４と、駆動回路１５とを有する。

ＩＧＢＴ１１は、コレクタ電流（メイン電流）に対して所定の分流率で与えられるセンス電流をそのセンス端子より出力可能なセル分離構造を有する。即ち、ＩＧＢＴ１１にコレクタ電流が流れると、コレクタ電流の一部がセンス電流としてセンス端子から出力される。

センス抵抗１２は、一端がＩＧＢＴ１１のセンス端子に接続され、他端が接地されている。補正電流発生回路１３は、センス抵抗１２の一端に対して吐き出しと吸い込みの両方向で補正電流を供給する。センス電流及び補正電流がセンス抵抗１２を流れるときに電圧降下（センス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}）が生じる。

上記構成の半導体装置の動作について説明する。図２は、図１の回路の動作を示すタイミングチャートである。通常動作時では、センス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}は基準電圧Ｖ_ｒｅｆより小さいため、コンパレータ２２の出力はＬｏｗである。従って、ゲートＯＮ／ＯＦＦ信号がＨｉｇｈの場合は、過電流保護回路１４はＨｉｇｈの信号（駆動信号）を出力する。そして、駆動回路１５は、過電流保護回路１４から駆動信号を受け、ＩＧＢＴ１１を駆動する。

一方、ＩＧＢＴ１１のコレクタ電流が一定値（ＳＣトリップレベル）以上になると、センス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}が基準電圧Ｖ_ｒｅｆを越えて、コンパレータ２２の出力はＬｏｗからＨｉｇｈに反転する。これに共い、フリップフロップ回路２４の出力も反転し、過電流保護回路１４はＬｏｗの信号（停止信号）を出力する。即ち、過電流保護回路１４は、センス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}を入力し、センス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}が所定の基準電圧Ｖ_ｒｅｆより大きい場合に停止信号を出力する。そして、駆動回路１５は、過電流保護回路１４から停止信号を受けるとＩＧＢＴ１１の駆動を中止する。

ここで、補正電流がセンス抵抗１２に供給されている場合には、センス電圧＝センス抵抗×（センス電流＋補正電流）に増加する。このため補正電流が無い場合よりも低いコレクタ電流で過電流保護回路が動作する。一方、補正電流の向きを逆にすれば、過電流保護回路の動作レベルを上げることもできる。

図３は、補正電流の有る場合と無い場合について図１のＩＧＢＴに流れるコレクタ電流を測定した結果を示す図である。補正電流が無い場合は保護回路が動作するコレクタ電流は８６０Ａであるが、補正電流が有る場合には４３６Ａに低下する。これにより、補正電流によって過電流保護回路の動作レベルを調整できることが確認された。

以上説明したように、本実施の形態は、補正電流発生回路から補正電流を供給することにより、センス電流とは独立してセンス電圧を自由に調整することができる。その結果、基準電圧を変えることなく、過電流保護回路の動作レベルを調整することができる。従って、従来の装置のように基準電圧を下げ過ぎて動作不良やノイズによる誤動作等が生じることは無い。また、過電流保護回路の構成を変更する必要が無いため、ＡＳＩＣを使用した従来構成の半導体装置への適用が容易である。

なお、過電流保護回路１４として保護回路動作を行うための基本的な構成を示したが、実用装置では過電流保護回路１４の構成や動作等が異なることがある。

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２に係る半導体装置を示す回路図である。ＩＧＢＴ１１の素子温度を測定する温度センサ３１が、ＩＧＢＴ１１の近傍に設置又はＩＧＢＴ１１に内蔵されている。そして、補正電流発生回路１３は、温度−電流変換回路であり、素子温度に比例するように補正電流を増減する。その他の構成は、実施の形態１と同様である。

図５は、過電流保護回路の動作レベルの温度特性を示す図である。図中で、実測値とは、補正電流を流さずに過電流保護回路の動作レベルを測定したものである。一方、シミュレーション値とは、補正電流＝−Ａ×（温度−１２０）＋Ｂをセンス抵抗１２に流した場合の過電流保護回路の動作レベルをシミュレーションしたものである。ただし、Ａ，Ｂは所定の定数である。この結果から、ＩＧＢＴ１１の素子温度に比例した補正電流をセンス抵抗１２に流すことで温度特性をキャンセルできることが分かる。従って、本実施の形態によれば、スイッチング素子の素子温度が変動しても、過電流保護回路動作レベルを一定に保つことができる。

図６は、本発明の実施の形態２に係る補正電流発生回路を示す回路図である。この補正電流発生回路は、オペアンプを用いた定電流回路で構成した温度−電流変換回路である。温度補正しない場合のＳＣトリップレベルの温度特性は、高温で低下する負の傾きを持っているとする。また、Ｖ_ｔｅｍｐは温度センサの出力電圧であり、スイッチング素子の素子温度Ｔ_ｊに対してＶ_ｔｅｍｐ＝−Ａ×Ｔ_ｊ＋Ｂの特性を示すものとする。この場合、補正電流I_correctは以下の値となる。

実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３に係る半導体装置を示す回路図である。ＩＧＢＴ１１の素子温度を測定する温度センサ３１が、ＩＧＢＴ１１の近傍に設置又はＩＧＢＴ１１に内蔵されている。また、Ａ／Ｄ変換回路３２及びマイクロプロセッサ３３が設けられている。そして、マイクロプロセッサ３３は、Ａ／Ｄ変換回路を介して温度センサ３１からの信号を入力し、プログラムに内蔵する計算式やマップ等に従って補正電流発生回路１３を制御して、ＩＧＢＴ１１の素子温度に応じて補正電流を増減させる。その他の構成は、実施の形態１と同様である。

本実施の形態によれば、過電流保護回路の動作レベルが図５の実測値のように単調減少する温度特性を持っていない場合でも、過電流保護回路動作レベルを一定に保つことができる。

図８は、本発明の実施の形態３に係る補正電流発生回路を示す回路図である。Ｖ_ｔｅｍｐはマイクロプロセッサ３３が出力する指令値（電圧）である。補正電流I_correctは以下のようになる。

実施の形態４．
図９は、本発明の実施の形態４に係る半導体装置を示す回路図である。過電流保護回路１４の入力と補正電流発生回路１３の出力との接続点とセンス抵抗１２の一端との間にフィルタ抵抗３４が設けられている。過電流保護回路１４の入力と補正電流発生回路１３の出力との接続点と接地点との間にフィルタコンデンサ３５が設けられている。その他の構成は、実施の形態１と同様である。

このフィルタ抵抗３４とフィルタコンデンサ３５でローパスフィルタ（以下ＬＰＦとする）を形成し、ノイズ除去の機能を発揮する。また、コンパレータ２２の入力インピーダンスは、追加したフィルタ抵抗３４やセンス抵抗１２よりも十分に大きいため、補正電流は追加したフィルタ抵抗３４とセンス抵抗１２に流れる。

ここで、スイッチング素子のメイン電流が規定値に達すると過電流保護回路が動作する。過電流保護回路が動作することをＳＣトリップ、過電流保護回路が動作するメイン電流の値をＳＣトリップレベルと呼ぶ。センス抵抗１２の抵抗値は、メイン電流がＳＣトリップレベルとなった時に、センス抵抗１２の電圧降下（＝センス抵抗の抵抗値×センス電流）が過電流保護回路の基準電圧Ｖ_ｒｅｆと等しくなるように設定する。一般に、センス抵抗１２の抵抗値は、電流センス素子に流れるセンス電流に応じて数Ω〜数十Ωに設定される。これに対して、フィルタ抵抗３４の抵抗値は数Ω〜数百ｋΩの広い範囲で自由に設定することができる。

実施の形態１では、補正電流発生回路に入力される電圧は、センス抵抗×（センス電流＋補正電流）となる。これに対し、本実施の形態４では、センス抵抗×（センス電流＋補正電流）＋フィルタ抵抗×補正電流となる。従って、実施の形態４は、実施の形態１と同様の効果を奏するだけでなく、実施の形態１よりも補正電流を低減することができる。特にフィルタ抵抗の抵抗値をセンス抵抗の抵抗値よりも大きくするのが好ましい。その結果、補正電流とセンス抵抗による電圧降下が電流センス素子に与える影響を軽減することができる。

例えば、センス抵抗１２の抵抗値が１００Ωで、コンパレータ２２へ入力するセンス電圧を０．１Ｖ増加させる場合、実施の形態１の構成では補正電流は０．２Ｖ÷１００Ω＝１ｍＡとなる。一方、実施の形態４の構成では、フィルタ抵抗３４の抵抗値を９．９ｋΩにすると、補正電流は０．１Ｖ÷（９．９ｋΩ＋１００Ω）＝１０μＡとなる。この補正電流によるセンス抵抗１２の電圧降下は１００Ω×１０μＡ＝１ｍＶであり、電流センス素子のＶ_ＧＥ，Ｖ_ＣＥに対して微小な値である。従って、電流センス素子に流れるセンス電流への影響は無視できる。一方、実施の形態１の構成では、センス電圧の電圧降下０．１Ｖの分だけ電流センス素子のＶ_ＧＥ，Ｖ_ＣＥが低下するため、センス電流が減少する。

実施の形態５．
図１０は、本発明の実施の形態５に係る半導体装置を示す回路図である。過電流保護回路１４の入力と補正電流発生回路１３の出力との接続点とセンス抵抗１２の一端との間にフィルタ抵抗３４が設けられている。過電流保護回路１４の入力と補正電流発生回路１３の出力との接続点と接地点との間にフィルタコンデンサ３５が設けられている。その他の構成は、実施の形態２と同様である。これにより、実施の形態２と同様の効果を奏するだけでなく、実施の形態２よりも補正電流を低減することができる。

実施の形態６．
図１１は、本発明の実施の形態６に係る半導体装置を示す回路図である。過電流保護回路１４の入力と補正電流発生回路１３の出力との接続点とセンス抵抗１２の一端との間にフィルタ抵抗３４が設けられている。過電流保護回路１４の入力と補正電流発生回路１３の出力との接続点と接地点との間にフィルタコンデンサ３５が設けられている。その他の構成は、実施の形態３と同様である。これにより、実施の形態３と同様の効果を奏するだけでなく、実施の形態３よりも補正電流を低減することができる。

本発明の実施の形態１に係る半導体装置を示す回路図である。図１の回路の動作を示すタイミングチャートである。補正電流の有る場合と無い場合について図１のＩＧＢＴに流れるコレクタ電流を測定した結果を示す図である。本発明の実施の形態２に係る半導体装置を示す回路図である。過電流保護回路の動作レベルの温度特性を示す図である。本発明の実施の形態２に係る補正電流発生回路を示す回路図である。本発明の実施の形態３に係る半導体装置を示す回路図である。本発明の実施の形態３に係る補正電流発生回路を示す回路図である。本発明の実施の形態４に係る半導体装置を示す回路図である。本発明の実施の形態５に係る半導体装置を示す回路図である。本発明の実施の形態６に係る半導体装置を示す回路図である。電流センス素子を内蔵したスイッチング素子の等価回路を示す図である。従来の半導体装置を示す回路図である。従来の半導体装置を示す回路図である。

符号の説明

１１ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
１２センス抵抗
１３補正電流発生回路
１４過電流保護回路
１５駆動回路
３１温度センサ
３３マイクロプロセッサ
３４フィルタ抵抗

Claims

メイン電流に対して所定の分流率で与えられるセンス電流をそのセンス端子より出力可能なセル分離構造を有するスイッチング素子と、
一端が前記センス端子に接続され、他端が接地されたセンス抵抗と、
前記センス抵抗の一端に対して吐き出しと吸い込みの両方向で補正電流を供給する補正電流発生回路と、
前記センス電流及び前記補正電流が前記センス抵抗を流れるときに生じるセンス電圧を入力し、前記センス電圧が所定の基準電圧より大きい場合に停止信号を出力する過電流保護回路と、
前記過電流保護回路から前記停止信号を受けると前記スイッチング素子の駆動を中止する駆動回路とを備えることを特徴とする半導体装置。
前記スイッチング素子の素子温度を測定する温度センサを更に備え、
前記補正電流発生回路は、前記素子温度に比例するように前記補正電流を増減することを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。
前記スイッチング素子の素子温度を測定する温度センサと、
所定のプログラムに従って前記補正電流発生回路を制御し、前記素子温度に応じて前記補正電流を増減させるマイクロプロセッサとを更に備えることを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。
前記過電流保護回路の入力と前記補正電流発生回路の出力との接続点と前記センス抵抗の一端との間に設けられたフィルタ抵抗を更に備えることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の半導体装置。