JP2002026707A - Ｍｏｓトランジスタの過電流保護装置 - Google Patents
Ｍｏｓトランジスタの過電流保護装置Info
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- JP2002026707A JP2002026707A JP2000205723A JP2000205723A JP2002026707A JP 2002026707 A JP2002026707 A JP 2002026707A JP 2000205723 A JP2000205723 A JP 2000205723A JP 2000205723 A JP2000205723 A JP 2000205723A JP 2002026707 A JP2002026707 A JP 2002026707A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 温度変化によらず安定した作動特性が得られ
るＭＯＳトランジスタの過電流保護装置を提供する。 【解決手段】 演算増幅回路３１において、第１及び第
２の定電圧回路１２，４０の出力電圧の差を演算し、そ
の差に応じた電圧Vref2を出力し、比較回路３４でこの
演算増幅回路の出力電圧Vref2とカレントミラーＭＯＳ
トランジスタ１３のソースに接続されたセンス抵抗Rsの
端子電圧Vsとを比較する。そして制御回路５０が負荷駆
動用ＭＯＳトランジスタ１１とカレントミラーＭＯＳト
ランジスタ１３とのゲートへの制御電圧をこの比較回路
による比較結果に基づいて補正する。これにより、カレ
ントミラー型過電流保護装置において、ＭＯＳトランジ
スタのオン抵抗の温度係数による過電流検知電流値の温
度による影響を少なくすることができる。
るＭＯＳトランジスタの過電流保護装置を提供する。 【解決手段】 演算増幅回路３１において、第１及び第
２の定電圧回路１２，４０の出力電圧の差を演算し、そ
の差に応じた電圧Vref2を出力し、比較回路３４でこの
演算増幅回路の出力電圧Vref2とカレントミラーＭＯＳ
トランジスタ１３のソースに接続されたセンス抵抗Rsの
端子電圧Vsとを比較する。そして制御回路５０が負荷駆
動用ＭＯＳトランジスタ１１とカレントミラーＭＯＳト
ランジスタ１３とのゲートへの制御電圧をこの比較回路
による比較結果に基づいて補正する。これにより、カレ
ントミラー型過電流保護装置において、ＭＯＳトランジ
スタのオン抵抗の温度係数による過電流検知電流値の温
度による影響を少なくすることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パワー素子である
ＭＯＳトランジスタの過電流を保護するための過電流保
護装置に関する。
ＭＯＳトランジスタの過電流を保護するための過電流保
護装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、パワー素子であるＭＯＳトランジ
スタに対するカレントミラー型の過電流保護装置とし
て、例えば、コロナ社発行の「パワーデバイス・パワー
ＩＣハンドブック」、第１５６ページに記載されたよう
なものが知られている。この従来のカレントミラー型の
過電流保護装置は、図４に示すような構成である。
スタに対するカレントミラー型の過電流保護装置とし
て、例えば、コロナ社発行の「パワーデバイス・パワー
ＩＣハンドブック」、第１５６ページに記載されたよう
なものが知られている。この従来のカレントミラー型の
過電流保護装置は、図４に示すような構成である。
【０００３】図４において、１０は半導体チップ、１１
はこの半導体チップ１０上に形成されたＭＯＳトランジ
スタ、１３はカレントミラーＭＯＳトランジスタ、２０
は負荷素子、３０はコンパレータ回路（Ｃｏｍｐ）、４
０は定電圧（Vref）回路、５０はゲートドライブ回路、
６０は電源ライン、７０はセンス抵抗（Rs）である。
はこの半導体チップ１０上に形成されたＭＯＳトランジ
スタ、１３はカレントミラーＭＯＳトランジスタ、２０
は負荷素子、３０はコンパレータ回路（Ｃｏｍｐ）、４
０は定電圧（Vref）回路、５０はゲートドライブ回路、
６０は電源ライン、７０はセンス抵抗（Rs）である。
【０００４】この従来の過電流保護装置の動作について
説明する。ゲートドライブ回路５０から‘Hi’信号が出
力され、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミラーＭ
ＯＳトランジスタ１３がオンになっている状態で、負荷
素子２０に故障等が発生して短絡した場合、ＭＯＳトラ
ンジスタ１１及びカレントミラーＭＯＳトランジスタ１
３を介して電源ライン６０とＧＮＤが短絡され、短絡電
流Id1が流れる。この短絡電流Id1の内、Id2がＭＯＳト
ランジスタ１１側に流れ、Id3がカレントミラートラン
ジスタ１３側に流れる。この短絡電流Id1が流れ続ける
と、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミラーＭＯＳ
トランジスタ１３は破壊に至る。
説明する。ゲートドライブ回路５０から‘Hi’信号が出
力され、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミラーＭ
ＯＳトランジスタ１３がオンになっている状態で、負荷
素子２０に故障等が発生して短絡した場合、ＭＯＳトラ
ンジスタ１１及びカレントミラーＭＯＳトランジスタ１
３を介して電源ライン６０とＧＮＤが短絡され、短絡電
流Id1が流れる。この短絡電流Id1の内、Id2がＭＯＳト
ランジスタ１１側に流れ、Id3がカレントミラートラン
ジスタ１３側に流れる。この短絡電流Id1が流れ続ける
と、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミラーＭＯＳ
トランジスタ１３は破壊に至る。
【０００５】カレントミラーＭＯＳトランジスタ１３に
流れる短絡電流Id3とこのトランジスタ１３のオン抵抗
ｍ＊Ron（ここで、ｍはミラー比）と、センス抵抗１３
の抵抗値Rsにより規定されるセンス電圧Vsは、次の数１
式のようになる。
流れる短絡電流Id3とこのトランジスタ１３のオン抵抗
ｍ＊Ron（ここで、ｍはミラー比）と、センス抵抗１３
の抵抗値Rsにより規定されるセンス電圧Vsは、次の数１
式のようになる。
【０００６】
【数１】 このセンス電圧Vsと、定電圧回路４０の出力電圧Vrefと
をコンパレータ回路３４により比較し、Vs≧Vrefになっ
た場合、コンパレータ回路３４はゲートドライブ回路５
０に対してＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミラー
ＭＯＳトランジスタ１３のゲート部を閉じるような信号
の出力を要求する。
をコンパレータ回路３４により比較し、Vs≧Vrefになっ
た場合、コンパレータ回路３４はゲートドライブ回路５
０に対してＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミラー
ＭＯＳトランジスタ１３のゲート部を閉じるような信号
の出力を要求する。
【０００７】これを受けてゲートドライブ回路５０は
‘Lo’信号を出力し、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレ
ントミラーＭＯＳトランジスタ１３はオフし、短絡電流
Id1を遮断してデバイス破壊を防ぐ。このときのカレン
トミラーＭＯＳトランジスタ１３の短絡電流Id3は、数
２式に示すものである。
‘Lo’信号を出力し、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレ
ントミラーＭＯＳトランジスタ１３はオフし、短絡電流
Id1を遮断してデバイス破壊を防ぐ。このときのカレン
トミラーＭＯＳトランジスタ１３の短絡電流Id3は、数
２式に示すものである。
【０００８】
【数２】
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
従来のカレントミラー型の過電流保護装置の場合、カレ
ントミラーＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗とセンス
抵抗７０の抵抗値Rsとの比で決まるセンス電圧を定電圧
回路４０の出力電圧Vrefと比較する構成であるため、次
のような問題点があった。すなわち、カレントミラーＭ
ＯＳトランジスタ１３のオン抵抗Ronの温度係数により
センス電圧は温度特性をもつため、検知電流値も温度特
性を持つことになる。例えば、検知電流値Id3は、カレ
ントミラーＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗Ronの温
度係数を考慮すると、次の数３式で表わされる。
従来のカレントミラー型の過電流保護装置の場合、カレ
ントミラーＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗とセンス
抵抗７０の抵抗値Rsとの比で決まるセンス電圧を定電圧
回路４０の出力電圧Vrefと比較する構成であるため、次
のような問題点があった。すなわち、カレントミラーＭ
ＯＳトランジスタ１３のオン抵抗Ronの温度係数により
センス電圧は温度特性をもつため、検知電流値も温度特
性を持つことになる。例えば、検知電流値Id3は、カレ
ントミラーＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗Ronの温
度係数を考慮すると、次の数３式で表わされる。
【００１０】
【数３】 ここで、αはオン抵抗Ronの温度係数である。
【００１１】このパワーＭＯＳトランジスタのオン抵抗
の温度係数αは非常に大きいことが知られており、例え
ば、α＝０．３５％／℃である。すると、オン抵抗Ron
は−４０℃〜１５０℃の範囲で−２５％〜４５％程度変
動することになる。一方、比較電圧Vrefには、ＢＧＲ回
路ような温度依存性のほとんどない定電圧回路４０の出
力電圧が使用される。このため、数３式で示されるよう
な検知電流Id3は、ＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗R
onの温度係数により大きく変動し、−４０℃〜１５０℃
の範囲で−３０％〜３０％程度変動することになる。
の温度係数αは非常に大きいことが知られており、例え
ば、α＝０．３５％／℃である。すると、オン抵抗Ron
は−４０℃〜１５０℃の範囲で−２５％〜４５％程度変
動することになる。一方、比較電圧Vrefには、ＢＧＲ回
路ような温度依存性のほとんどない定電圧回路４０の出
力電圧が使用される。このため、数３式で示されるよう
な検知電流Id3は、ＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗R
onの温度係数により大きく変動し、−４０℃〜１５０℃
の範囲で−３０％〜３０％程度変動することになる。
【００１２】このように、従来のＭＯＳトランジスタの
過電流保護装置では、過電流検知電流がＭＯＳトランジ
スタのオン抵抗の温度係数により大きく変動し、安定し
た作動特性が得られない問題点があった。
過電流保護装置では、過電流検知電流がＭＯＳトランジ
スタのオン抵抗の温度係数により大きく変動し、安定し
た作動特性が得られない問題点があった。
【００１３】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたもので、温度変化によらず安定した作動特性が
得られるＭＯＳトランジスタの過電流保護装置を提供す
ることを目的とする。
なされたもので、温度変化によらず安定した作動特性が
得られるＭＯＳトランジスタの過電流保護装置を提供す
ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明のＭＯＳ
トランジスタの過電流保護装置は、半導体基板上に集積
された負荷駆動用ＭＯＳトランジスタ及びこれと並列な
カレントミラーＭＯＳトランジスタと、前記カレントミ
ラーＭＯＳトランジスタのソースに接続されたセンス抵
抗と、前記半導体基板上に形成された、適数段のダイオ
ードで成る第１の定電圧回路と、温度依存性の少ない第
２の定電圧回路と、前記第１の定電圧回路の出力電圧を
第１の抵抗を介して入力する第１の入力端と、前記第２
の定電圧回路の出力電圧を入力する第２の入力端と、出
力端とを有し、かつ前記第１の入力端と当該出力端との
間に第２の抵抗が接続され、前記第１及び第２の定電圧
回路の出力電圧の差を演算すると共にその差に応じた電
圧を出力する演算増幅回路と、前記演算増幅回路の出力
電圧と前記センス抵抗の端子電圧とを比較する比較回路
と、前記負荷駆動用ＭＯＳトランジスタとカレントミラ
ーＭＯＳトランジスタとのゲートへの制御電圧を前記比
較回路による比較結果に基づいて補正する制御回路とを
備えたものである。
トランジスタの過電流保護装置は、半導体基板上に集積
された負荷駆動用ＭＯＳトランジスタ及びこれと並列な
カレントミラーＭＯＳトランジスタと、前記カレントミ
ラーＭＯＳトランジスタのソースに接続されたセンス抵
抗と、前記半導体基板上に形成された、適数段のダイオ
ードで成る第１の定電圧回路と、温度依存性の少ない第
２の定電圧回路と、前記第１の定電圧回路の出力電圧を
第１の抵抗を介して入力する第１の入力端と、前記第２
の定電圧回路の出力電圧を入力する第２の入力端と、出
力端とを有し、かつ前記第１の入力端と当該出力端との
間に第２の抵抗が接続され、前記第１及び第２の定電圧
回路の出力電圧の差を演算すると共にその差に応じた電
圧を出力する演算増幅回路と、前記演算増幅回路の出力
電圧と前記センス抵抗の端子電圧とを比較する比較回路
と、前記負荷駆動用ＭＯＳトランジスタとカレントミラ
ーＭＯＳトランジスタとのゲートへの制御電圧を前記比
較回路による比較結果に基づいて補正する制御回路とを
備えたものである。
【００１５】請求項２の発明のＭＯＳトランジスタの過
電流保護装置は、半導体基板上に設けられた負荷駆動用
ＭＯＳトランジスタと、前記半導体基板上に形成され
た、適数段のダイオードで成る第１の定電圧回路と、温
度依存性の少ない第２の定電圧回路と、前記第１の定電
圧回路の出力電圧を第１の抵抗を介して入力する第１の
入力端と、前記第２の定電圧回路の出力電圧を入力する
第２の入力端と、出力端とを有し、かつ前記第１の入力
端と出力端との間に第２の抵抗が接続され、前記第１及
び第２の定電圧回路の出力電圧の差を演算すると共にこ
の差に応じた電圧を出力する演算増幅回路と、前記演算
増幅回路の出力電圧と負荷駆動用ＭＯＳトランジスタの
ドレイン電圧とを比較する比較回路と、前記負荷駆動用
ＭＯＳトランジスタのゲートへの制御電圧を前記比較回
路による比較結果に基づいて補正する制御回路とを備え
たものである。
電流保護装置は、半導体基板上に設けられた負荷駆動用
ＭＯＳトランジスタと、前記半導体基板上に形成され
た、適数段のダイオードで成る第１の定電圧回路と、温
度依存性の少ない第２の定電圧回路と、前記第１の定電
圧回路の出力電圧を第１の抵抗を介して入力する第１の
入力端と、前記第２の定電圧回路の出力電圧を入力する
第２の入力端と、出力端とを有し、かつ前記第１の入力
端と出力端との間に第２の抵抗が接続され、前記第１及
び第２の定電圧回路の出力電圧の差を演算すると共にこ
の差に応じた電圧を出力する演算増幅回路と、前記演算
増幅回路の出力電圧と負荷駆動用ＭＯＳトランジスタの
ドレイン電圧とを比較する比較回路と、前記負荷駆動用
ＭＯＳトランジスタのゲートへの制御電圧を前記比較回
路による比較結果に基づいて補正する制御回路とを備え
たものである。
【００１６】
【発明の効果】請求項１の発明のＭＯＳトランジスタの
過電流保護装置では、演算増幅回路において、第１及び
第２の定電圧回路の出力電圧の差を演算し、その差に応
じた電圧を出力し、比較回路でこの演算増幅回路の出力
電圧とカレントミラーＭＯＳトランジスタのソースに接
続されたセンス抵抗の端子電圧とを比較する。そして制
御回路が負荷駆動用ＭＯＳトランジスタとカレントミラ
ーＭＯＳトランジスタとのゲートへの制御電圧をこの比
較回路による比較結果に基づいて補正し、過電流を検知
した場合にはＭＯＳトランジスタのゲートをオフさせ
る。
過電流保護装置では、演算増幅回路において、第１及び
第２の定電圧回路の出力電圧の差を演算し、その差に応
じた電圧を出力し、比較回路でこの演算増幅回路の出力
電圧とカレントミラーＭＯＳトランジスタのソースに接
続されたセンス抵抗の端子電圧とを比較する。そして制
御回路が負荷駆動用ＭＯＳトランジスタとカレントミラ
ーＭＯＳトランジスタとのゲートへの制御電圧をこの比
較回路による比較結果に基づいて補正し、過電流を検知
した場合にはＭＯＳトランジスタのゲートをオフさせ
る。
【００１７】これにより、カレントミラー型過電流保護
装置において、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の温度係
数による過電流検知電流値の温度による影響を少なくす
ることができる。
装置において、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の温度係
数による過電流検知電流値の温度による影響を少なくす
ることができる。
【００１８】請求項２の発明のＭＯＳトランジスタの過
電流保護装置では、演算増幅回路において、第１及び第
２の定電圧回路の出力電圧の差を演算し、その差に応じ
た電圧を出力し、比較回路でこの演算増幅回路の出力電
圧と負荷駆動用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧とを
比較する。そして制御回路が負荷駆動用ＭＯＳトランジ
スタのゲートへの制御電圧をこの比較回路による比較結
果に基づいて補正し、過電流を検知した場合にはＭＯＳ
トランジスタのゲートをオフさせる。
電流保護装置では、演算増幅回路において、第１及び第
２の定電圧回路の出力電圧の差を演算し、その差に応じ
た電圧を出力し、比較回路でこの演算増幅回路の出力電
圧と負荷駆動用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧とを
比較する。そして制御回路が負荷駆動用ＭＯＳトランジ
スタのゲートへの制御電圧をこの比較回路による比較結
果に基づいて補正し、過電流を検知した場合にはＭＯＳ
トランジスタのゲートをオフさせる。
【００１９】これにより、ドレイン型の過電流保護装置
において、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の温度係数に
よる過電流検知電流値の温度による影響を少なくするこ
とができる。
において、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の温度係数に
よる過電流検知電流値の温度による影響を少なくするこ
とができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の
カレントミラー型のＭＯＳトランジスタの過電流保護装
置の回路構成を示している。
基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の
カレントミラー型のＭＯＳトランジスタの過電流保護装
置の回路構成を示している。
【００２１】半導体チップ１０内にＭＯＳトランジスタ
１１と第１の定電圧回路１２であるｎ段（ｎは適当な自
然数）直列のダイオードと、カレントミラーＭＯＳトラ
ンジスタ１３が形成されている。このダイオード１２の
出力電圧の温度係数が、ＭＯＳトランジスタ１１のオン
抵抗Ronの温度係数と逆符号の場合の構成は、以下のよ
うになる。
１１と第１の定電圧回路１２であるｎ段（ｎは適当な自
然数）直列のダイオードと、カレントミラーＭＯＳトラ
ンジスタ１３が形成されている。このダイオード１２の
出力電圧の温度係数が、ＭＯＳトランジスタ１１のオン
抵抗Ronの温度係数と逆符号の場合の構成は、以下のよ
うになる。
【００２２】ＭＯＳトランジスタ１１のソース電極はグ
ランドＧＮＤに、ドレイン電極は負荷素子２０を介して
電源ライン６０に接続されている。カレントミラーＭＯ
Ｓトランジスタ１３のソース電極はセンス抵抗（Rs）７
０に、ドレイン電極はＭＯＳトランジスタ１１のドレイ
ン電極に接続され、ＭＯＳトランジスタ１１，１３が並
列接続されている。
ランドＧＮＤに、ドレイン電極は負荷素子２０を介して
電源ライン６０に接続されている。カレントミラーＭＯ
Ｓトランジスタ１３のソース電極はセンス抵抗（Rs）７
０に、ドレイン電極はＭＯＳトランジスタ１１のドレイ
ン電極に接続され、ＭＯＳトランジスタ１１，１３が並
列接続されている。
【００２３】第１の定電圧回路１２であるダイオードの
カソード部はＧＮＤに接続されている。またこのダイオ
ードのアノード部は過電流検知回路３０内の定電流源３
５と、第１の抵抗素子（R1）３２の一端とに接続されて
いる。この過電流検知回路３０は、この定電流源３５
と、第１の抵抗素子３２と、第２の抵抗素子（R2）３３
と、演算増幅回路（ＯＰ）３１と、コンパレータ回路
（Ｃｏｍｐ）３４により構成されている。第１の抵抗素
子３２の他端は、第２の抵抗素子３３の一端と、演算増
幅回路３１の反転入力とに接続されている。
カソード部はＧＮＤに接続されている。またこのダイオ
ードのアノード部は過電流検知回路３０内の定電流源３
５と、第１の抵抗素子（R1）３２の一端とに接続されて
いる。この過電流検知回路３０は、この定電流源３５
と、第１の抵抗素子３２と、第２の抵抗素子（R2）３３
と、演算増幅回路（ＯＰ）３１と、コンパレータ回路
（Ｃｏｍｐ）３４により構成されている。第１の抵抗素
子３２の他端は、第２の抵抗素子３３の一端と、演算増
幅回路３１の反転入力とに接続されている。
【００２４】第２の定電圧回路４０は従来例の定電圧回
路と同様のもので、温度依存性がほとんどないものであ
る。この第２の定電圧回路４０の一端はＧＮＤに接続さ
れ、他端は演算増幅回路３１の非反転入力に接続されて
いる。この演算増幅回路３１の出力は、第２の抵抗素子
３３の他端とコンパレータ回路３４の一端の入力とに接
続されている。
路と同様のもので、温度依存性がほとんどないものであ
る。この第２の定電圧回路４０の一端はＧＮＤに接続さ
れ、他端は演算増幅回路３１の非反転入力に接続されて
いる。この演算増幅回路３１の出力は、第２の抵抗素子
３３の他端とコンパレータ回路３４の一端の入力とに接
続されている。
【００２５】このコンパレータ回路３４の他端の入力に
は、カレントミラーＭＯＳトランジスタ１３のソース電
極とセンス抵抗７０の一端とが接続され、このセンス抵
抗７０の端子間電圧が入力されるようにしてある。コン
パレータ回路３４の出力端子は、ゲートドライブ回路５
０に接続されている。
は、カレントミラーＭＯＳトランジスタ１３のソース電
極とセンス抵抗７０の一端とが接続され、このセンス抵
抗７０の端子間電圧が入力されるようにしてある。コン
パレータ回路３４の出力端子は、ゲートドライブ回路５
０に接続されている。
【００２６】このゲートドライブ回路５０の出力は、Ｍ
ＯＳトランジスタ１１とカレントミラーＭＯＳトランジ
スタ１３とのゲートに接続され、これらのトランジスタ
１１，１３に‘Hi’／‘Lo’の信号を与えてこれらをオ
ン／オフ制御する。
ＯＳトランジスタ１１とカレントミラーＭＯＳトランジ
スタ１３とのゲートに接続され、これらのトランジスタ
１１，１３に‘Hi’／‘Lo’の信号を与えてこれらをオ
ン／オフ制御する。
【００２７】また第１の定電圧回路１２であるダイオー
ドの出力電圧の温度係数が、ＭＯＳトランジスタ１１の
オン抵抗Ronの温度係数と同符号の場合に構成は、演算
増幅回路３１の反転入力、非反転入力が逆になるが、そ
の他の構成は上記と同一である。
ドの出力電圧の温度係数が、ＭＯＳトランジスタ１１の
オン抵抗Ronの温度係数と同符号の場合に構成は、演算
増幅回路３１の反転入力、非反転入力が逆になるが、そ
の他の構成は上記と同一である。
【００２８】次に、第１の実施の形態の過電流保護装置
の動作を説明する。ゲートドライブ回路５０から‘Hi’
信号が出力され、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレント
ミラーＭＯＳトランジスタ１３がオンになっている状態
で、負荷素子２０に故障等が発生して短絡した場合、Ｍ
ＯＳトランジスタ１１及びカレントミラーＭＯＳトラン
ジスタ１３を介して電源ライン６０とＧＮＤが短絡さ
れ、短絡電流Id1が流れる。この短絡電流Id1の内、Id2
がＭＯＳトランジスタ１１側に流れ、Id4がカレントミ
ラートランジスタ１３側に流れる。この短絡電流Id1が
流れ続けると、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミ
ラーＭＯＳトランジスタ１３は破壊に至る。
の動作を説明する。ゲートドライブ回路５０から‘Hi’
信号が出力され、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレント
ミラーＭＯＳトランジスタ１３がオンになっている状態
で、負荷素子２０に故障等が発生して短絡した場合、Ｍ
ＯＳトランジスタ１１及びカレントミラーＭＯＳトラン
ジスタ１３を介して電源ライン６０とＧＮＤが短絡さ
れ、短絡電流Id1が流れる。この短絡電流Id1の内、Id2
がＭＯＳトランジスタ１１側に流れ、Id4がカレントミ
ラートランジスタ１３側に流れる。この短絡電流Id1が
流れ続けると、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミ
ラーＭＯＳトランジスタ１３は破壊に至る。
【００２９】そこで、カレントミラーＭＯＳトランジス
タ１３に流れる短絡電流Id4とこのトランジスタ１３の
オン抵抗ｍ＊Ron（ここで、ｍはミラー比）と、センス
抵抗１３の抵抗値Rsにより規定されるセンス電圧Vsを求
め、このセンス電圧Vsと、第２の定電圧回路４０の出力
電圧Vref2とをコンパレータ回路３４により比較し、Vs
≧Vref2になった場合、コンパレータ回路３４はゲート
ドライブ回路５０に対してＭＯＳトランジスタ１１及び
カレントミラーＭＯＳトランジスタ１３のゲート部を閉
じるような信号の出力を要求する。
タ１３に流れる短絡電流Id4とこのトランジスタ１３の
オン抵抗ｍ＊Ron（ここで、ｍはミラー比）と、センス
抵抗１３の抵抗値Rsにより規定されるセンス電圧Vsを求
め、このセンス電圧Vsと、第２の定電圧回路４０の出力
電圧Vref2とをコンパレータ回路３４により比較し、Vs
≧Vref2になった場合、コンパレータ回路３４はゲート
ドライブ回路５０に対してＭＯＳトランジスタ１１及び
カレントミラーＭＯＳトランジスタ１３のゲート部を閉
じるような信号の出力を要求する。
【００３０】これを受けてゲートドライブ回路５０は
‘Lo’信号を出力し、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレ
ントミラーＭＯＳトランジスタ１３はオフし、短絡電流
Id1を遮断してデバイス破壊を防ぐ働きをする。
‘Lo’信号を出力し、ＭＯＳトランジスタ１１及びカレ
ントミラーＭＯＳトランジスタ１３はオフし、短絡電流
Id1を遮断してデバイス破壊を防ぐ働きをする。
【００３１】さらにこの働きを詳しく説明する。半導体
チップ１０内のＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミ
ラーＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗Ronの温度係数
は、従来例と同様にα％／℃（＞０）とし、ＭＯＳトラ
ンジスタ１１のオン抵抗Ronに対してカレントミラーＭ
ＯＳトランジスタ１３のオン抵抗をｍ＊Ron（ｍはミラ
ー比）とする。また第１の定電圧回路１２であるダイオ
ードの段数をｎ、１段当たりの順方向電圧をVf、この順
方向電圧の温度係数をβＶ／℃（＜０）とし、さらにセ
ンス抵抗７０の抵抗値をRsとする。
チップ１０内のＭＯＳトランジスタ１１及びカレントミ
ラーＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗Ronの温度係数
は、従来例と同様にα％／℃（＞０）とし、ＭＯＳトラ
ンジスタ１１のオン抵抗Ronに対してカレントミラーＭ
ＯＳトランジスタ１３のオン抵抗をｍ＊Ron（ｍはミラ
ー比）とする。また第１の定電圧回路１２であるダイオ
ードの段数をｎ、１段当たりの順方向電圧をVf、この順
方向電圧の温度係数をβＶ／℃（＜０）とし、さらにセ
ンス抵抗７０の抵抗値をRsとする。
【００３２】このとき、センス抵抗７０の端子間電圧で
あるセンス電圧Vsは、ＭＯＳトランジスタ１３に流れる
電流をId4として、次の数４式で表わされる。
あるセンス電圧Vsは、ＭＯＳトランジスタ１３に流れる
電流をId4として、次の数４式で表わされる。
【００３３】
【数４】 ここで、Ｔは温度（℃）である。
【００３４】次に、このセンス電圧Vsとコンパレータ回
路３４で比較する基準電圧Vref2は、次のようになる。
路３４で比較する基準電圧Vref2は、次のようになる。
【００３５】
【数５】 センス電圧Vsが基準電圧Vref2より大きくなったときに
過電流と検知されるので、上記の数４，５式より、Vs≧
Vref2である。
過電流と検知されるので、上記の数４，５式より、Vs≧
Vref2である。
【００３６】よって、このときの過電流検知電流値Id4
は、次の数６式のようになる。
は、次の数６式のようになる。
【００３７】
【数６】 このように示される過電流検知電流値Id4の温度による
影響が、従来の回路構成の温度による影響に比べて小さ
くなることは、次に示すとおりである。
影響が、従来の回路構成の温度による影響に比べて小さ
くなることは、次に示すとおりである。
【００３８】本実施の形態の回路構成の温度による検知
電流変化率ｄ(Id4)／ｄＴの全温度範囲における平均値
が、従来例の回路構成の温度による検知電流変化率ｄ(I
d3)／ｄＴの全温度範囲における平均値より小さければ
本実施の形態の回路構成に効果があることが確認でき
る。
電流変化率ｄ(Id4)／ｄＴの全温度範囲における平均値
が、従来例の回路構成の温度による検知電流変化率ｄ(I
d3)／ｄＴの全温度範囲における平均値より小さければ
本実施の形態の回路構成に効果があることが確認でき
る。
【００３９】本実施の形態の回路構成の検知電流変化率
ｄ(Id4)／ｄＴの全温度範囲（−４０〜１５０℃）にお
ける平均値f4は、次の式７のようになる。
ｄ(Id4)／ｄＴの全温度範囲（−４０〜１５０℃）にお
ける平均値f4は、次の式７のようになる。
【００４０】
【数７】 また従来例の回路構成の場合の検知電流変化率ｄ(Id3)
／ｄＴの全温度範囲における平均値f3は、次の数８式の
ようになる。
／ｄＴの全温度範囲における平均値f3は、次の数８式の
ようになる。
【００４１】
【数８】 ここで、１５０−（−４０）＞０であるので、R2／R1＝
ｒとして、数７，８式を計算すると、それぞれ次の数９
式、数１０式のようになる。
ｒとして、数７，８式を計算すると、それぞれ次の数９
式、数１０式のようになる。
【００４２】
【数９】
【数１０】 これらより、
【数１１】f3′(ｒ)＞f4′(ｒ) を満足するようなｒ（＝R1／R2）を設定することによ
り、本実施の形態の回路構成の過電流保護装置において
過電流検知電流値の温度による影響を、従来の回路構成
の温度による影響より少なくすることが可能となる。
り、本実施の形態の回路構成の過電流保護装置において
過電流検知電流値の温度による影響を、従来の回路構成
の温度による影響より少なくすることが可能となる。
【００４３】これに具体的な数値を入れと計算すると、
次の通りである。ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗値
をRon＝２ｍΩ（２５℃）、ミラー比ｍ＝１０００、オ
ン抵抗の温度係数をα＝０．３５％／℃、第１の定電圧
回路１２のダイオードの段数をｎ＝３、順方向電圧をVf
＝０．７Ｖ（２５℃）、センス抵抗値Rs＝１Ω、順方向
電圧の温度係数をβ＝−０．００２Ｖ／℃、第２の定電
圧回路４０の出力電圧をVref1＝１．２とする。
次の通りである。ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗値
をRon＝２ｍΩ（２５℃）、ミラー比ｍ＝１０００、オ
ン抵抗の温度係数をα＝０．３５％／℃、第１の定電圧
回路１２のダイオードの段数をｎ＝３、順方向電圧をVf
＝０．７Ｖ（２５℃）、センス抵抗値Rs＝１Ω、順方向
電圧の温度係数をβ＝−０．００２Ｖ／℃、第２の定電
圧回路４０の出力電圧をVref1＝１．２とする。
【００４４】数９〜数１１式をｒについて解くと、次の
ようになる。
ようになる。
【００４５】
【数１２】０＜ｒ＜０．３７ となる。
【００４６】つまり、本実施の形態の回路構成におい
て、R2／R1を適切な値に設定することで、従来の回路構
成に比べ、検知電流値に対するＭＯＳトランジスタのオ
ン抵抗Ronの温度係数による影響を小さくすることがで
きるのである。
て、R2／R1を適切な値に設定することで、従来の回路構
成に比べ、検知電流値に対するＭＯＳトランジスタのオ
ン抵抗Ronの温度係数による影響を小さくすることがで
きるのである。
【００４７】なお、図２には本実施の形態の回路構成に
おいて、数１２式を満足するR2／R1＝０．１，０．２，
０．３の場合と、従来の回路構成の場合の検知電流値の
温度特性を示し、その効果を確認した。
おいて、数１２式を満足するR2／R1＝０．１，０．２，
０．３の場合と、従来の回路構成の場合の検知電流値の
温度特性を示し、その効果を確認した。
【００４８】次に、本発明の第２の実施の形態の過電流
保護装置について説明する。図３に示す第２の実施の形
態の過電流保護装置は、ドレイン電圧検知型であること
を特徴とする。
保護装置について説明する。図３に示す第２の実施の形
態の過電流保護装置は、ドレイン電圧検知型であること
を特徴とする。
【００４９】図３において、半導体チップ１０内にＭＯ
Ｓトランジスタ１１と第１の定電圧回路１２であるｎ段
直列のダイオードを有している。このダイオードの出力
電圧の温度係数が、ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗
Ronの温度係数と逆符号の場合の構成は、以下のように
なる。ＭＯＳトランジスタ１１のソース電極はグランド
ＧＮＤに、ドレイン電極は負荷素子２０を介して電源ラ
イン６０に接続されている。第１の定電圧回路１２のダ
イオードのカソード部はＧＮＤに接続されている。また
このダイオードのアノード部は、過電流検知回路３０内
の定電流源３５と、第１の抵抗素子３２の一端に接続さ
れている。過電流検知回路３０は、この定電流源３５
と、第１の抵抗素子３２と、第２の抵抗素子３３と、演
算増幅回路（ＯＰ）３１と、コンパレータ回路（Ｃｏｍ
ｐ）３４より構成されている。
Ｓトランジスタ１１と第１の定電圧回路１２であるｎ段
直列のダイオードを有している。このダイオードの出力
電圧の温度係数が、ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗
Ronの温度係数と逆符号の場合の構成は、以下のように
なる。ＭＯＳトランジスタ１１のソース電極はグランド
ＧＮＤに、ドレイン電極は負荷素子２０を介して電源ラ
イン６０に接続されている。第１の定電圧回路１２のダ
イオードのカソード部はＧＮＤに接続されている。また
このダイオードのアノード部は、過電流検知回路３０内
の定電流源３５と、第１の抵抗素子３２の一端に接続さ
れている。過電流検知回路３０は、この定電流源３５
と、第１の抵抗素子３２と、第２の抵抗素子３３と、演
算増幅回路（ＯＰ）３１と、コンパレータ回路（Ｃｏｍ
ｐ）３４より構成されている。
【００５０】第１の抵抗素子（R1）３２の他端は、第２
の抵抗素子（R2）３３の一端と演算増幅回路３１の反転
入力とに接続されている。第２の定電圧回路４０の一端
はＧＮＤに、他端は演算増幅回路３１の非反転入力に接
続されている。この演算増幅回路３１の出力は、第２の
抵抗素子３３の他端と、コンパレータ回路３４の一端の
入力とに接続されている。なお、第２の定電圧回路４０
は第１の実施の形態と同様であり、温度依存性のほとん
どないものである。
の抵抗素子（R2）３３の一端と演算増幅回路３１の反転
入力とに接続されている。第２の定電圧回路４０の一端
はＧＮＤに、他端は演算増幅回路３１の非反転入力に接
続されている。この演算増幅回路３１の出力は、第２の
抵抗素子３３の他端と、コンパレータ回路３４の一端の
入力とに接続されている。なお、第２の定電圧回路４０
は第１の実施の形態と同様であり、温度依存性のほとん
どないものである。
【００５１】コンパレータ回路３４の他端の入力には、
ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電極が接続されてい
る。このコンパレータ回路３４の出力端子は、ゲートド
ライブ回路５０に接続されている。
ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電極が接続されてい
る。このコンパレータ回路３４の出力端子は、ゲートド
ライブ回路５０に接続されている。
【００５２】ゲートドライブ回路５０の出力は、ＭＯＳ
トランジスタ１１とカレントミラーＭＯＳトランジスタ
１３のゲートに接続されている。
トランジスタ１１とカレントミラーＭＯＳトランジスタ
１３のゲートに接続されている。
【００５３】また第１の定電圧回路１２であるダイオー
ドの出力電圧の温度係数が、ＭＯＳトランジスタ１１の
オン抵抗Ronの温度係数と同符号の場合の構成は、演算
増幅回路３１の反転入力、非反転入力が逆になるが、そ
の他の構成は上記と同一である。
ドの出力電圧の温度係数が、ＭＯＳトランジスタ１１の
オン抵抗Ronの温度係数と同符号の場合の構成は、演算
増幅回路３１の反転入力、非反転入力が逆になるが、そ
の他の構成は上記と同一である。
【００５４】次に、上記の構成の第２の実施の形態の過
電流保護装置の動作を説明する。ゲートドライブ回路５
０の作用は第１の実施の形態と同様である。そしてその
動作特性は、次の通りである。
電流保護装置の動作を説明する。ゲートドライブ回路５
０の作用は第１の実施の形態と同様である。そしてその
動作特性は、次の通りである。
【００５５】半導体チップ１０内のＭＯＳトランジスタ
１１のオン抵抗Ronの温度係数は、第１の実施の形態と
同様にα％／℃（＞０）とし、また第１の定電圧回路１
２のダイオードの段数をｎ、１段当たりの順方向電圧を
Vf、この電圧Vfの温度係数をβ％／℃（＜０）とする。
１１のオン抵抗Ronの温度係数は、第１の実施の形態と
同様にα％／℃（＞０）とし、また第１の定電圧回路１
２のダイオードの段数をｎ、１段当たりの順方向電圧を
Vf、この電圧Vfの温度係数をβ％／℃（＜０）とする。
【００５６】ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電圧Vd
は、ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗Ronとして、次
の数１３式で表わされる。
は、ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗Ronとして、次
の数１３式で表わされる。
【００５７】
【数１３】 ここで、Id1はドレイン電流、Ｔは温度である。
【００５８】次に、このドレイン電圧Vdとコンパレータ
回路３４で比較する基準電圧Vref2は次の数１４式で表
わされる。
回路３４で比較する基準電圧Vref2は次の数１４式で表
わされる。
【００５９】
【数１４】 ドレイン電圧Vdが基準電圧Vref2より大きくなったとき
に過電流と検知されるので、上記の数１３，１４式よ
り、Vd≧Vref2となる。よって、このときの過電流検知
電流値Id1は、次の数１５式のようになる。
に過電流と検知されるので、上記の数１３，１４式よ
り、Vd≧Vref2となる。よって、このときの過電流検知
電流値Id1は、次の数１５式のようになる。
【００６０】
【数１５】 この数１５式で示した過電流検知電流値Id1の温度Ｔに
よる変化率が０ならば、Id2の温度による影響がなくな
ることになる。よって、数１５式の両辺をＴで微分する
と、次の数１６式のようになる。
よる変化率が０ならば、Id2の温度による影響がなくな
ることになる。よって、数１５式の両辺をＴで微分する
と、次の数１６式のようになる。
【００６１】
【数１６】 ここで、ｄ(Id1)／ｄＴ＝０とすると、R2／R1は次の数
１７式のようになる。
１７式のようになる。
【００６２】
【数１７】 このような条件を満たす第１、第２の抵抗素子R1，R2を
設定すれば、ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗Ronの
温度による影響をなくすことが可能となる。
設定すれば、ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗Ronの
温度による影響をなくすことが可能となる。
【００６３】このときの過電流検知電流値Id1は、数１
５式より、次の数１８式となり、
５式より、次の数１８式となり、
【数１８】 温度Ｔの項がなく、温度の影響を受けないことが分か
る。任意の過電流検知電流値Id1にするためには、第２
の定電圧回路４０の出力電圧Vref1を変えることにより
可能となる。
る。任意の過電流検知電流値Id1にするためには、第２
の定電圧回路４０の出力電圧Vref1を変えることにより
可能となる。
【００６４】次に、具体的な数値を用いて示すことにす
る。ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗をRon＝２ｍΩ
（２５℃）、オン抵抗の温度係数をα＝０．３５％／
℃、第１の定電圧回路１２のダイオードの段数をｎ＝
３、順方向電圧をVf＝０．７Ｖ（２５℃）、順方向電圧
の温度係数をβ＝−０．００２Ｖ／℃、第２の定電圧回
路４０の出力電圧Vref1＝１．２Ｖとする。
る。ＭＯＳトランジスタ１１のオン抵抗をRon＝２ｍΩ
（２５℃）、オン抵抗の温度係数をα＝０．３５％／
℃、第１の定電圧回路１２のダイオードの段数をｎ＝
３、順方向電圧をVf＝０．７Ｖ（２５℃）、順方向電圧
の温度係数をβ＝−０．００２Ｖ／℃、第２の定電圧回
路４０の出力電圧Vref1＝１．２Ｖとする。
【００６５】数１７式より、R2／R1は次の数１９式のよ
うになる。
うになる。
【００６６】
【数１９】 例えば、R1＝１０ｋΩ，R2＝４．６ｋΩとすると、この
ときの過電流検知電流値Id1は数１８式より、次の数２
０式のようになる。
ときの過電流検知電流値Id1は数１８式より、次の数２
０式のようになる。
【００６７】
【数２０】 これより、過電流検知電流値Id1は全温度範囲で一定と
することができるのである。
することができるのである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図。
【図２】上記実施の形態の検知電流−温度依存性の特性
を従来例と比較したグラフ。
を従来例と比較したグラフ。
【図３】本発明の第２の実施の形態の回路図。
【図４】従来例の回路図。
１０ 半導体チップ １１ ＭＯＳトランジスタ １２ 第１の定電圧回路 １３ カレントミラーＭＯＳトランジスタ ２０ 負荷素子 ３０ 過電流検知回路 ３１ 演算増幅回路 ３２ 第１の抵抗 ３３ 第２の抵抗 ３４ コンパレータ回路 ３５ 定電流源 ４０ 第２の定電圧回路 ５０ ゲートドライブ回路 ６０ 電源 ７０ センス抵抗
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J055 AX32 AX53 BX16 CX07 DX13 DX22 DX50 DX52 DX83 EX02 EX07 EY01 EY12 EY21 EZ04 EZ09 EZ10 EZ65 FX05 FX08 FX12 FX19 FX32 FX38 GX01 GX06 5J090 AA03 AA43 CA02 CA56 CN01 FA04 FA17 FN10 HA10 HA19 HA25 HN07 KA09 KA17 KA28 MA13 TA01 TA02 5J091 AA03 AA43 CA02 CA56 FA04 FP01 FP05 GP01 HA10 HA17 HA19 HA25 KA09 KA17 KA28 MA13 TA01 TA02
Claims (2)
- 【請求項１】 半導体基板上に集積された負荷駆動用Ｍ
ＯＳトランジスタ及びこれと並列なカレントミラーＭＯ
Ｓトランジスタと、 前記カレントミラーＭＯＳトランジスタのソースに接続
されたセンス抵抗と、 前記半導体基板上に形成された、適数段のダイオードで
成る第１の定電圧回路と、 温度依存性の少ない第２の定電圧回路と、 前記第１の定電圧回路の出力電圧を第１の抵抗を介して
入力する第１の入力端と、前記第２の定電圧回路の出力
電圧を入力する第２の入力端と、出力端とを有し、かつ
前記第１の入力端と出力端との間に第２の抵抗が接続さ
れ、前記第１及び第２の定電圧回路の出力電圧の差を演
算すると共にその差に応じた電圧を出力する演算増幅回
路と、 前記演算増幅回路の出力電圧と前記センス抵抗の端子電
圧とを比較する比較回路と、 前記負荷駆動用ＭＯＳトランジスタとカレントミラーＭ
ＯＳトランジスタとのゲートへの制御電圧を前記比較回
路による比較結果に基づいて補正する制御回路とを備え
て成るＭＯＳトランジスタの過電流保護装置。 - 【請求項２】 半導体基板上に設けられた負荷駆動用Ｍ
ＯＳトランジスタと、 前記半導体基板上に形成された、適数段のダイオードで
成る第１の定電圧回路と、 温度依存性の少ない第２の定電圧回路と、 前記第１の定電圧回路の出力電圧を第１の抵抗を介して
入力する第１の入力端と、前記第２の定電圧回路の出力
電圧を入力する第２の入力端と、出力端とを有し、かつ
前記第１の入力端と出力端との間に第２の抵抗が接続さ
れ、前記第１及び第２の定電圧回路の出力電圧の差を演
算すると共にこの差に応じた電圧を出力する演算増幅回
路と、 前記演算増幅回路の出力電圧と負荷駆動用ＭＯＳトラン
ジスタのドレイン電圧とを比較する比較回路と、 前記負荷駆動用ＭＯＳトランジスタのゲートへの制御電
圧を前記比較回路による比較結果に基づいて補正する制
御回路とを備えて成るＭＯＳトランジスタの過電流保護
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000205723A JP2002026707A (ja) | 2000-07-06 | 2000-07-06 | Ｍｏｓトランジスタの過電流保護装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000205723A JP2002026707A (ja) | 2000-07-06 | 2000-07-06 | Ｍｏｓトランジスタの過電流保護装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002026707A true JP2002026707A (ja) | 2002-01-25 |
Family
ID=18702761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000205723A Pending JP2002026707A (ja) | 2000-07-06 | 2000-07-06 | Ｍｏｓトランジスタの過電流保護装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP2002026707A (ja) |
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-
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- 2000-07-06 JP JP2000205723A patent/JP2002026707A/ja active Pending
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