JP5280190B2 - 磁気軸受制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ロータなどの回転体を磁気軸受を用いて非接触で支持する磁気軸受制御装置に関する。

発電機や電動機などの回転機器の回転軸を、例えば１つのスラスト磁気軸受及び２つのラジアル磁気軸受を用いて非接触で支持する磁気軸受制御装置が知られている。ここで、回転軸をＺ軸と定義し、回転軸に直交する２つの軸をＸ軸及びＹ軸と定義する。スラスト磁気軸受は、回転軸に固定された回転ディスクをＺ軸の正の方向及び負の方向にそれぞれ吸引する１組の電磁石を備え、各ラジアル磁気軸受は、回転軸をＸ軸の正の方向及び負の方向に吸引する１組の電磁石と、回転軸をＹ軸の正の方向及び負の方向に吸引する１組の電磁石とを備えて構成される。従来の磁気軸受制御装置は、スラスト磁気軸受及びラジアル磁気軸受の各位置を検出し、当該検出結果に基づいて、回転軸を所定の位置に浮上させるように、合計で１０個（５組である。）の電磁石の各コイルに流れる電流値を調整することにより各電磁石の吸引力を制御する。

従来、電磁石の各コイルに流れる電流値を制御するための回路として、例えば、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ。以下、ＰＷＭという）方式の電流制御回路が知られている。図２６は、従来技術に係るＰＷＭ方式の電流制御回路の構成を示す回路図であり、図２７は、図２６の電流制御回路の動作を示すタイミングチャートである。図２６の電流制御回路は、上記１０個のコイルのうちの１つのコイルＬに流れる電流Ｉ_Ｌを制御するための非対称ハーフブリッジ回路であって、電圧Ｖｄｃの直流電圧を発生する直流電源１０と、直流電源１０に並列接続された電解コンデンサ又はフィルムコンデンサなどのフィルタキャパシタＦＣと、スイッチング回路５００とを備えて構成される。スイッチング回路５００は、コイルＬと、直流電源１０の正側の端子にコレクタが接続されコイルＬの一端にエミッタが接続されたトランジスタＴｒ１と、コイルＬの他端にコレクタが接続され直流電源１０の負側の端子にエミッタが接続されたトランジスタＴｒ２と、トランジスタＴｒ１のコレクタ及びエミッタにカソード及びアノードがそれぞれ接続されたダイオードＤ１と、トランジスタＴｒ２のコレクタ及びエミッタにカソード及びアノードがそれぞれ接続されたダイオードＤ２と、直流電源１０の正側の端子にカソードが接続されコイルＬの他端にアノードが接続されたダイオードＤ３と、コイルＬの一端にカソードが接続され直流電源１０の負側の端子にアノードが接続されたダイオードＤ４とを備えて構成される。ここで、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２の各ベースには共通の制御信号Ｃｔｒが入力され、制御信号Ｃｔｒに従って、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２は連動してオン又はオフされる。

図２７において、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２は、入力される制御信号Ｃｔｒに応答して、所定の各ＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍにおいて、時間期間Ｔ１の間にオンされ、時間期間Ｔ２（＝Ｔｐｗｍ−Ｔ１）の間にオフされるように制御される。トランジスタＴｒ１及びＴｒ２がオンである期間Ｔ１において、図２６の向き５０１に示すように、トランジスタＴｒ１、コイルＬ及びトランジスタＴｒ２を介して電流が流れる。このとき、コイルＬに印加されるコイル電圧Ｖ_Ｌは電源電圧Ｖｄｃであり、コイルＬに流れるコイル電流Ｉ_Ｌは増加していくとともに、フィルタキャパシタＦＣに正の直流部電流Ｉ５００が流れる。一方、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２がオフである期間Ｔ２において、図２６の向き５０２に示すように、ダイオードＤ４、コイルＬ及びダイオードＤ３を介して電流が流れる。このとき、コイル電圧Ｖ_Ｌは電源電圧−Ｖｄｃであり、コイル電流Ｉ_Ｌは減少していくとともに、フィルタキャパシタＦＣに負の直流部電流Ｉ５００が流れる。また、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２のオン／オフの切り換えタイミングにおいてフィルタキャパシタＦＣに流れる直流部電流Ｉ５００の電流値は、当該切り換えタイミングにおけるコイル電流Ｉ_Ｌの電流値の２倍である。

従来技術に係る電流制御装置は、図２６のスイッチング回路５００と同様に構成されたスイッチング回路を、コイルの個数（例えば、１０個）と同じ個数だけ直流電源１０に対して並列接続した構成を有する。従って、すべてのスイッチング回路５００のトランジスタＴｒ１及びＴｒ２を同時にオン又はオフに切り換えると、当該切り換えのタイミングにおいて、フィルタキャパシタＦＣに対して、例えば図２７に示す直流部電流Ｉ５００の１０倍のリップル電流が流れる。このため、フィルタキャパシタＦＣの容量を比較的大きくする必要があり、電流制御装置が大型化した。また、リップル電流によってフィルタキャパシタＦＣが過熱したり、フィルタキャパシタＦＣの電圧がＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍでかつ無視できない振幅で変動したりした。

特許文献１に記載の磁性体保持装置は、磁性体と、この磁性体の周囲に設けられ、同磁性体に複数方向から吸引力を与えて同磁性体を規定位置に保持する複数の電磁石と、この各電磁石に対する付勢用のオンオフ電流を出力する複数のスイッチング回路と、上記磁性体の位置を検知する位置検知手段と、この位置検知手段の検知位置に応じたデューティ比で且つ互いに異なるオンオフタイミングで各スイッチング回路を駆動する制御手段とを備えて構成される。特に、上記制御手段は、各スイッチング回路のオンオフ電流のバイアスを設定するためのバイアス電流設定部と、位置検知手段の検知位置に応じて各スイッチング回路のオンオフ電流に対する操作量を決定する操作量決定部と、この操作量決定部で決定される操作量とバイアス電流設定部で設定されるバイアスとの和を求める加算部と、第１スイッチング回路のオンオフ電流レベルを検出する第１電流レベル検出部と、この第１電流レベル検出部の検出結果と加算部の検出結果との差を求める第１差検出部と、三角波信号を発する三角波発振回路と、この三角波発振回路の三角波信号を第１差検出部の検出結果によりパルス幅変調して第１スイッチング回路に対するオンオフ駆動信号を生成する第１変調回路と、操作量決定部で決定される操作量とバイアス電流設定部で設定されるバイアスとの差を求める減算部と、第２スイッチング回路のオンオフ電流レベルを検出する第２電流レベル検出部と、この第２電流レベル検出部の検出結果と減算部の検出結果との差を求める第２差検出部と、三角波発振回路の三角波信号を反転する反転部と、この反転部で反転された三角波信号を第２差検出部の検出結果によりパルス幅変調して第２スイッチング回路に対するオンオフ駆動信号を生成する第２変調回路とを備える。これにより、リップル電流などの電源電流へのノイズの重畳を未然に防止できる。

特開２００２−５１６６号公報。

特許文献１に記載の磁性体保持装置は、互いに半周期だけ異なるオン／オフタイミングで上記第１及び第２のスイッチング回路を駆動するために、互いに等しい立ち上がり時間と立ち下がり時間とを有する第１の三角波信号及び当該第１の三角波信号を反転回路を用いて反転させることによって得られる第２の三角波信号であって第１の三角波信号に対して半周期だけ位相がずれた第２の三角波信号を用いて、各スイッチング回路に対する各オンオフ駆動信号（例えば、図２６の制御信号Ｃｔｒに対応する。）を発生する。このため、上記反転回路に入力される信号は三角波信号に限定されるという課題があった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して、コイルに流れる電流を増減させるように設けられたトランジスタのオン／オフ動作を制御するための制御信号を、互いに等しい立ち上がり時間と立ち下がり時間とを有する三角波信号に限定されない信号に基づいて発生し、リップル電流の発生を抑制できる磁気軸受制御装置を提供することにある。

本発明に係る磁気軸受制御装置は、２個のコイルをそれぞれ有しかつ回転体を挟んで対向するように設けられた複数Ｎ組の電磁石対を備えた磁気軸受を制御する磁気軸受制御装置において、上記回転体の変位を示す変位検出信号に基づいて、上記回転体を所定の位置に非接触で支持するように、上記２個のコイルに供給される各電流の電流指令値をそれぞれ示す２個の電流指令値信号を発生する第１の信号発生手段と、所定の繰り返し周期をそれぞれ有しかつ互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号を発生する第１の同期信号発生手段と、上記各電磁石対に設けられた複数Ｎ個の電流制御手段とを備え、上記各電流制御手段は、上記２個のコイル、上記２個の同期信号及び上記２個の電流指令値信号にそれぞれ対応して設けられた２個の電流制御サブ回路を備え、上記各電流制御サブ回路は、上記コイルに流れる電流を増減させるように設けられた２個のトランジスタと、上記同期信号に同期するのこぎり波信号を発生する第２の信号発生手段と、上記のこぎり波信号に同期しかつ、上記電流指令値信号の電流指令値と、上記コイルに流れる電流の検出値との差がゼロになるように、上記２個のトランジスタをオン／オフ制御する帰還制御手段とを備えたことを特徴とする。

また、上記磁気軸受制御装置において、上記第１の同期信号発生手段は、上記繰り返し周期を有しかつ上記繰り返し周期の半分のパルス幅を有する第１の基準方形波信号に基づいて、上記２個の同期信号を発生することを特徴とする。

さらに、上記磁気軸受制御装置において、上記Ｎ個の電流制御手段は、少なくとも１つの電流制御手段をそれぞれ含む複数Ｍ（Ｍは２以上Ｎ以下の整数値である。）個のグループにグループ分けされており、上記磁気軸受制御装置は、上記繰り返し周期を有しかつ上記繰り返し周期の半分のパルス幅をそれぞれ有する第２乃至第Ｍの基準方形波信号に基づいて、互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号をそれぞれ発生する第２乃至第Ｍの同期信号発生手段をさらに備え、上記第１乃至第Ｍの基準方形波信号の各位相が互いに異なるように設定され、第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）のグループに含まれる上記各電流制御手段の各第２の信号発生手段は、上記第ｍの同期信号発生手段からの２個の同期信号に従ってそれぞれ２個ののこぎり波信号を発生することを特徴とする。

またさらに、上記磁気軸受制御装置において、上記第１乃至第Ｍの基準方形波信号は、互いに３６０／Ｍ度だけ異なる位相をそれぞれ有するように設定されることを特徴とする。

また、上記磁気軸受制御装置において、上記各電流制御手段の第２の信号発生手段は、上記基準方形波信号が入力されなくなったことを検出したときに、自律的に上記のこぎり波信号を発生することを特徴とする。

本発明に係る磁気軸受制御装置によれば、所定の繰り返し周期をそれぞれ有しかつ互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号を発生する第１の同期信号発生手段を備え、各電流制御サブ回路は、上記コイルに流れる電流を増減させるように設けられた２個のトランジスタと、上記同期信号に同期するのこぎり波信号を発生する第２の信号発生手段と、上記のこぎり波信号に同期しかつ、上記電流指令値信号の電流指令値と、上記コイルに流れる電流の検出値との差がゼロになるように、上記２個のトランジスタをオン／オフ制御する帰還制御手段とを備える。従って、互いに１８０度の位相差を有する２個ののこぎり波信号が発生されるので、従来技術に比較して、三角波信号を反転する反転回路を設ける必要がなく、コイルに流れる電流を増減させるように設けられたトランジスタのオン／オフ動作を制御するための制御信号を、互いに等しい立ち上がり時間と立ち下がり時間とを有する三角波信号に限定されない信号に基づいて発生でき、電源に並列接続されたフィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流の発生を抑制できる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

第１の実施形態．
図１は本発明の第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２を備えた回転装置の構成を示すブロック図であり、図２は図１のラジアル磁気軸受１１１の構成を示す正面図であり、図３は図１のスラスト磁気軸受１１３の構成を示す断面図である。なお、図１〜図３の各構成は以下の各実施形態及び変形例に適用される。

詳細後述するように、本実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２は、２個のコイルをそれぞれ有しかつ回転体であるロータ１０３又はロータ１０３に固定された回転ディスク１０６を挟んで対向するように設けられた５組の電磁石対（Ｍ１とＭ２，Ｍ３とＭ４，Ｍ５とＭ６，Ｍ７とＭ８及びＭ９とＭ１０）を備えたラジアル磁気軸受１１１，１１２及びスラスト磁気軸受１１３を制御する。ここで、磁気軸受コントローラ１０２は、上記回転体の変位を示す変位検出信号に基づいて、上記回転体を所定の位置に非接触で支持するように、上記２個のコイルに供給される各電流の電流指令値Ｉｔ１，Ｉｔ２をそれぞれ示す２個の電流指令値信号を発生する電流指令値信号発生回路５０と、Ｔｐｗｍキャリア周期Ｔｐｗｍを有しかつＴｐｗｍキャリア周期Ｔｐｗｍの半分のパルス幅Ｔｐｗｍ／２を有する基準方形波信号Ｓ１１に基づいて、互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂを発生する同期信号発生回路２０−１と、上記各電磁石対に設けられた複数Ｎ個の電流制御回路１−１〜１−５とを備える。

さらに、電流制御回路１−１は、電流制御サブ回路６１，６２を備える。ここで、電流サブ回路６１は、コイルＬ１に流れる電流を増減させるように設けられたトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２と、同期信号Ｓ２０ａに同期するのこぎり波信号Ｓ３３を発生するのこぎり波発生回路３３と、のこぎり波信号Ｓ３３に同期しかつ、電流指令値Ｉｔ１とコイルＬ１に流れる電流の検出値Ｉｄ１との差がゼロになるように、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ４をオン／オフ制御する帰還制御系とを備える。また、電流サブ回路６２は、コイルＬ２に流れる電流を増減させるように設けられたトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４と、同期信号Ｓ２０ａに同期するのこぎり波信号Ｓ４３を発生するのこぎり波発生回路４３と、のこぎり波信号Ｓ４３に同期しかつ、電流指令値Ｉｔ２とコイルＬ２に流れる電流の検出値Ｉｄ２との差がゼロになるように、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４をオン／オフ制御する帰還制御系とを備える。

図１において、本実施形態に係る磁気軸受制御装置は、発電機や電動機などの回転機器の回転体であるロータ１０３を非接触で支持するものである。ロータ１０３は、例えば鉄などの磁性体によって形成されている。ロータ１０３の駆動端及び反駆動端にラジアル磁気軸受１１１及び１１２がそれぞれ設けられ、反駆動端にスラスト磁気軸受１１３が設けられている。なお、図１において、ラジアル磁気軸受１１１及び１１２並びにスラスト磁気軸受１１３の概略のみを示し、各磁気軸受の詳細な構成については図２及び図３を参照して後述する。また、図１において、ロータ１０３の軸方向をＺ軸方向と定義し、ロータ１０３に直交する２つの方向をＸ軸方向及びＹ軸方向と定義する。

ラジアル磁気軸受１１１及び１１２の間に、ロータ１０３とともに回転方向２００に回転するようにロータ１０３に固定されたモータロータ１０４が設けられている。さらに、モータロータ１０４の周囲に、モータロータ１０４とギャップを挟んで配置されたモータステータ１０５（図１では、一部を切り欠いて示す。）が設けられている。モータステータ１０５は、図示されていないケーシングに固定されている。電力変換装置１０１は、外部電源に接続された電源装置１００から電力変換装置１０１を制御する制御電源を供給され、外部から三相入力電源が供給され、モータロータ１０４を回転方向２００に回転させる。

図２において、ラジアル磁気軸受１１１は、等間隔に配置された８つの凸部１１１ｂを有しかつケーシングに固定されたリング状の鉄心１１１ａと、隣接する２つの凸部１１１ｂにそれぞれ巻回されたコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４とを備えて構成される。ここで、電磁石Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４はそれぞれ、隣接する２つの凸部１１１ｂに巻回されたコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４を備える。これにより、８つの凸部１１１ｂに交互にＮ極及びＳ極が形成され、ロータ１０３をロータ１０３に直交する方向に吸引する吸引力２０１ａが発生される。ここで、電磁石Ｍ１及びＭ２は互いに対向し、電磁石Ｍ３及びＭ４は互いに対向する。

また、ラジアル磁気軸受１１２は、コイルＬ５，Ｌ６，Ｌ７，Ｌ８をそれぞれ備えた電磁石Ｍ５，Ｍ６，Ｍ７，Ｍ８を備え、図２のラジアル磁気軸受１１１と同様に構成される。なお、電磁石Ｍ５及びＭ６は互いに対向し、電磁石Ｍ７及びＭ８は互いに対向する。

図３において、スラスト磁気軸受１１３は、ロータ１０３に固定された回転ディスク１０６（図１参照。）の一方の側に配置されかつ鉄心１３１及び鉄心１３１に巻回されたコイルＬ９を備えた電磁石Ｍ９と、回転ディスク１０６の他方の側に配置されかつ鉄心１３２及び鉄心１３２に巻回されたコイルＬ１０を備えた電磁石Ｍ１０を備えて構成される。ここで、電磁石Ｍ９及びＭ１０は互いに対向する。これにより、ロータ１０３をＺ軸の正の方向及び負の方向に吸引する吸引力２０１ｂが発生される。

図１において、ラジアル変位センサ１２１，１２２はリラクタンス式の変位センサであって、ロータ１０３のＹ軸方向及びＸ軸方向の変位をそれぞれ検出して、当該検出結果を示す変位検出信号を磁気軸受コントローラ１０２に出力する。また、ラジアル変位センサ１２３，１２４はリラクタンス式の変位センサであって、ロータ１０３のＹ軸方向及びＸ軸方向の変位をそれぞれ検出して、当該検出結果を示す変位検出信号を磁気軸受コントローラ１０２に出力する。さらに、スラスト変位センサ１２５はリラクタンス式の変位センサであって、ロータ１０３のＺ軸方向の変位を検出して、当該検出結果を示す変位検出信号を磁気軸受コントローラ１０２に出力する。

図４は、図１の磁気軸受コントローラ１０２の構成を示す回路図であり、図５は、図４の同期信号発生回路２０−１の構成を示す回路図である。また、図６は、図５の同期信号発生回路２０−１及び図４ののこぎり波発生回路３３，４３の動作を示すタイミングチャートであり、図７は、図４の電流制御回路１−１の動作を示すタイミングチャートであり、図８は、図４の磁気軸受コントローラ１０２の動作を示すタイミングチャートである。

図４において、磁気軸受コントローラ１０２は、電流指令値信号発生回路５０と、基準方形波発生器１１と、同期信号発生回路２０−１〜２０−５と、電圧Ｖｄｃの直流電圧を発生する直流電源１０と、直流電源１０に並列接続された電解コンデンサ又はフィルムコンデンサなどのフィルタキャパシタＦＣと、電流制御回路１−１〜１−５とを備えて構成される。ここで、電流制御回路１−１〜１−５は、以下のように構成される。

（１）電流制御回路１−１．
電流制御回路１−１は、電磁石Ｍ１，Ｍ２に設けられ、コイルＬ１に流れる電流を制御するＰＷＭ方式の電流制御サブ回路６１と、コイルＬ２に流れる電流を制御するＰＷＭ方式の電流制御サブ回路６２とを備える。ここで、フィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流Ｉｄｃのうち、電流制御サブ回路６１によって発生される直流部電流を電流Ｉ１といい、電流制御サブ回路６２によって発生される直流部電流を電流Ｉ２という。

（２）電流制御回路１−２．
電流制御回路１−２は、電磁石Ｍ３，Ｍ４に設けられ、電流制御サブ回路６１と同様に構成されコイルＬ３に流れる電流を制御する電流制御サブ回路６３（図示せず。）と、電流制御サブ回路６２と同様に構成されコイルＬ４に流れる電流を制御する電流制御サブ回路６４（図示せず。）とを備える。ここで、フィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流Ｉｄｃのうち、電流制御サブ回路６３によって発生される直流部電流を電流Ｉ３といい、電流制御サブ回路６４によって発生される直流部電流を電流Ｉ４という。

（３）電流制御回路１−３．
電流制御回路１−３は、電磁石Ｍ５，Ｍ６に設けられ、電流制御サブ回路６１と同様に構成されコイルＬ５に流れる電流を制御する電流制御サブ回路６５（図示せず。）と、電流制御サブ回路６２と同様に構成されコイルＬ６に流れる電流を制御する電流制御サブ回路６６（図示せず。）とを備える。ここで、フィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流Ｉｄｃのうち、電流制御サブ回路６５によって発生される直流部電流を電流Ｉ５といい、電流制御サブ回路６６によって発生される直流部電流を電流Ｉ６という。

（４）電流制御回路１−４．
電流制御回路１−４は、電磁石Ｍ７，Ｍ８に設けられ、電流制御サブ回路６１と同様に構成されコイルＬ７に流れる電流を制御する電流制御サブ回路６７（図示せず。）と、電流制御サブ回路６２と同様に構成されコイルＬ８に流れる電流を制御する電流制御サブ回路６８（図示せず。）とを備える。ここで、フィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流Ｉｄｃのうち、電流制御サブ回路６７によって発生される直流部電流を電流Ｉ７といい、電流制御サブ回路６８によって発生される直流部電流を電流Ｉ８という。

（５）電流制御回路１−５．
電流制御回路１−５は、電磁石Ｍ９，Ｍ１０に設けられ、電流制御サブ回路６１と同様に構成されコイルＬ５に流れる電流を制御する電流制御サブ回路６９（図示せず。）と、電流制御サブ回路６２と同様に構成されコイルＬ６に流れる電流を制御する電流制御サブ回路７０（図示せず。）とを備える。ここで、フィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流Ｉｄｃのうち、電流制御サブ回路６９によって発生される直流部電流を電流Ｉ９といい、電流制御サブ回路７０によって発生される直流部電流を電流Ｉ１０という。

図４において、電流指令値信号発生回路５０は、ラジアル変位センサ１２１〜１２４及びスラスト変位センサ１２５からの各変位検出信号に基づいて、ロータ１０３を所定の位置に非接触で支持するように、各コイルＬ１〜Ｌ１０に直流電源１０から供給される電流の各電流指令値Ｉｔ１〜Ｉｔ１０を決定し、当該決定された電流指令値Ｉｔ１〜Ｉｔ１０をそれぞれ示す各電流指令値信号を電流制御サブ回路６１〜７０にそれぞれ出力する。

また、基準方形波発生器１１は、所定のＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍを有しかつＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍの半分のパルス幅Ｔｐｗｍ／２を有する基準方形波信号Ｓ１１を発生して、同期信号発生回路２０−１〜２０−５に出力する。ここで、ＰＷＭキャリア周波数Ｆｐｗｍ（１／Ｔｐｗｍである。）は、例えば、２０ｋＨｚである。

図５において、同期信号発生回路２０−１は、遅延回路２１と、インバータ２２，２３と、アンドゲート２４，２５とを備えて構成される。基準方形波発生器１１からの基準方形波信号Ｓ１１は、アンドゲート２５の第１の入力端子と、遅延回路２１と、インバータ２２とに出力される。遅延回路２１は、基準方形波信号Ｓ１１を所定の遅延時間ΔＴだけ遅延させて信号Ｓ２１を発生し、インバータ２３及びアンドゲート２４の第１の入力端子に出力する。ここで、遅延時間ΔＴは、電流制御サブ回路６１〜７０のスイッチング電源用集積回路の仕様に応じてＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍよりも小さい値に設定され、例えば、１マイクロ秒に設定される。インバータ２３は、遅延回路２１からの出力信号Ｓ２１を反転してアンドゲート２５の第２の入力端子に出力する。さらに、アンドゲート２５は、基準方形波信号Ｓ１１及びインバータ２３からの出力信号に対して論理積演算を行い、当該演算結果の信号を同期信号Ｓ２０ａとして電流制御サブ回路６１ののこぎり波発生回路３３（図４参照。）に出力する。また、インバータ２２は、基準方形波信号Ｓ１１を反転させてアンドゲート２４の第２の入力端子に出力する。さらに、アンドゲート２４は、遅延回路２１からの出力信号Ｓ２１とインバータ２２からの出力信号に対して論理積演算を行い、当該演算結果の信号を同期信号Ｓ２０ｂとして電流制御サブ回路６２ののこぎり波発生回路４３（図４参照。）に出力する。

なお、同期信号発生回路２０−２〜２０−５はそれぞれ、同期信号発生回路２０−１と同様に構成され、同期信号発生回路２０−１と同様に、入力される基準方形波信号Ｓ１１に基づいて同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂを発生する。同期信号発生回路２０−２によって発生された同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂは電流制御回路１−２ののこぎり波発生回路３３，４３にそれぞれ出力され、同期信号発生回路２０−３によって発生された同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂは電流制御回路１−３ののこぎり波発生回路３３，４３にそれぞれ出力され、同期信号発生回路２０−４によって発生された同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂは電流制御回路１−４ののこぎり波発生回路３３，４３にそれぞれ出力され、同期信号発生回路２０−５によって発生された同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂは電流制御回路１−５ののこぎり波発生回路３３，４３にそれぞれ出力される。

図６に示すように、同期信号発生回路２０−１は、基準方形波信号Ｓ１１の立ち上がりエッジの各タイミングで立ち上がりかつパルス幅ΔＴを有する同期信号Ｓ２０ａと、基準方形波信号Ｓ１１の立ち下がりエッジの各タイミングで立ち上がりかつパルス幅ΔＴを有する同期信号Ｓ２０ｂとを発生する。ここで、同期信号Ｓ２０ａと同期信号Ｓ２０ｂとは互いに１８０度の位相差を有する。

図４において、電流制御サブ回路６１は、減算器３１と、誤差増幅器３２と、のこぎり波発生回路３３と、比較器３４と、ゲート駆動回路３５と、コイルＬ１と、直流電源１０の正側の端子にコレクタが接続されコイルＬ１の一端にエミッタが接続されたトランジスタＴｒ１と、コイルＬ１の他端にコレクタが接続され直流電源１０の負側の端子にエミッタが接続されたトランジスタＴｒ２と、トランジスタＴｒ１のコレクタ及びエミッタにカソード及びアノードがそれぞれ接続されたダイオードＤ１と、トランジスタＴｒ２のコレクタ及びエミッタにカソード及びアノードがそれぞれ接続されたダイオードＤ２と、直流電源１０の正側の端子にカソードが接続されコイルＬ１の他端にアノードが接続されたダイオードＤ３と、コイルＬ１の一端にカソードが接続され直流電源１０の負側の端子にアノードが接続されたダイオードＤ４と、電流センサＣＳ１とを備えて構成される。ここで、電流センサＣＳ１は、コイルＬ１に流れる電流を検出し、当該検出した電流検出値Ｉｄ１を示す信号を減算器３１に出力する。

のこぎり波発生回路３３は、図６に示すように、同期信号発生回路２０−１からの同期信号Ｓ２０ａの立ち上がりエッジの各タイミングで立ち下がり、同期信号Ｓ２０ａの立ち上がりエッジの各タイミングで立ち上がるのこぎり波信号Ｓ３３を発生して比較器Ｓ３４に出力する。ここで、のこぎり波信号Ｓ３３の繰り返し周期はＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍと同一である。一方、図４において、減算器３１は、電流指令値信号発生回路５０からの電流指令値Ｉｔ１から、電流センサＣＳ１によって検出された電流検出値Ｉｄ１を減算し、当該減算結果を示す信号を誤差増幅器３２を介して比較器３４に出力する。比較器３４は、誤差増幅器３２からの出力信号Ｓ３２とのこぎり波信号Ｓ３３とを比較し、当該比較結果を示す比較結果信号Ｓ３４を発生してゲート駆動回路３５に出力する。ゲート駆動回路３５は、図７に示すように、比較器３４からの比較結果信号Ｓ３４に基づいて制御信号Ｓ３５を発生して、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２の各ベースに出力する。

図７に示すように、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２は、誤差増幅器３２の出力信号Ｓ３２のレベルがのこぎり波信号Ｓ３３のレベルよりも高い期間において発生されるハイレベルの制御信号Ｓ３５に応答してオンする一方、誤差増幅器３２の出力信号Ｓ３２のレベルがのこぎり波信号Ｓ３３のレベルよりも低いときに発生されるローレベルの制御信号Ｓ３５に応答してオフする。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、誤差増幅器３２の出力信号Ｓ３２とのこぎり波信号Ｓ３３が交差する点でオン又はオフするように制御される。コイルＬ１に流れる電流は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオンの期間において増加し、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオフの期間において減少する（図２６及び図２７参照。）。

ここで、電流センサＣＳ１、減算器３１、誤差増幅器３２、比較器３４、ゲート駆動回路３５及びトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、帰還制御系を構成する。上記帰還制御系において、電流検出値Ｉｄ１が電流指令値Ｉｔ１よりも小さいときには、のこぎり波信号Ｓ３３に同期して、各ＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍ内のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオンの期間のデューティ比が大きくなるように制御信号Ｓ３５が発生され、コイルＬ１に供給される電流は増加する。一方、電流検出値Ｉｄ１が電流指令値Ｉｔ１よりも大きいときには、のこぎり波信号Ｓ３３に同期して、上記デューティ比が小さくなるように制御信号Ｓ３５が発生され、コイルＬ１に供給される電流は減少する。このように、上記帰還制御系において、電流検出値Ｉｄ１を電流指令値Ｉｔ１に一致させるように、制御信号Ｓ３５のパルス幅変調のデューティ比を変化させる。

また、図４において、電流制御サブ回路６２は、減算器４１と、誤差増幅器４２と、のこぎり波発生回路４３と、比較器４４と、ゲート駆動回路４５と、コイルＬ２と、直流電源１０の正側の端子にコレクタが接続されコイルＬ２の一端にエミッタが接続されたトランジスタＴｒ３と、コイルＬ２の他端にコレクタが接続され直流電源１０の負側の端子にエミッタが接続されたトランジスタＴｒ４と、トランジスタＴｒ３のコレクタ及びエミッタにカソード及びアノードがそれぞれ接続されたダイオードＤ５と、トランジスタＴｒ４のコレクタ及びエミッタにカソード及びアノードがそれぞれ接続されたダイオードＤ６と、直流電源１０の正側の端子にカソードが接続されコイルＬ２の他端にアノードが接続されたダイオードＤ７と、コイルＬ２の一端にカソードが接続され直流電源１０の負側の端子にアノードが接続されたダイオードＤ８と、電流センサＣＳ２とを備えて構成される。ここで、電流センサＣＳ２は、コイルＬ２に流れる電流を検出し、当該検出した電流検出値Ｉｄ２を示す信号を減算器４１に出力する。

のこぎり波発生回路４３は、図６に示すように、同期信号発生回路２０−１からの同期信号Ｓ２０ｂの立ち上がりエッジの各タイミングで立ち下がり、同期信号Ｓ２０ｂの立ち上がりエッジの各タイミングで立ち上がるのこぎり波信号Ｓ４３を発生して比較器Ｓ４４に出力する。ここで、のこぎり波信号Ｓ４３の繰り返し周期はＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍと同一であり、立ち上がり時間は遅延回路２１における遅延時間ΔＴと等しい。さらに、のこぎり波信号Ｓ４３の位相は、のこぎり波信号Ｓ３３の位相に対して１８０度だけずれている。一方、図４において、減算器４１は、電流指令値信号発生回路５０からの電流指令値Ｉｔ２から、電流センサＣＳ２によって検出された電流検出値Ｉｄ２を減算し、当該減算結果を示す信号を誤差増幅器４２を介して比較器４４に出力する。比較器４４は、誤差増幅器４２からの出力信号Ｓ４２とのこぎり波信号Ｓ４３とを比較し、当該比較結果を示す比較結果信号Ｓ４４を発生してゲート駆動回路４５に出力する。ゲート駆動回路４５は、図７に示すように、比較器４４からの比較結果信号Ｓ４４に基づいて制御信号Ｓ４５を発生して、トランジスタＴｒ３及びＴｒ４の各ベースに出力する。

図７に示すように、トランジスタＴｒ３及びＴｒ４は、誤差増幅器４２の出力信号Ｓ４２のレベルがのこぎり波信号Ｓ４３のレベルよりも高い期間において発生されるハイレベルの制御信号Ｓ４５に応答してオンする一方、誤差増幅器４２の出力信号Ｓ４２のレベルがのこぎり波信号Ｓ４３のレベルよりも低いときに発生されるローレベルの制御信号Ｓ４５に応答してオフする。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、誤差増幅器４２の出力信号Ｓ４２とのこぎり波信号Ｓ４３が交差する点でオン又はオフするように制御される。コイルＬ２に流れる電流は、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオンの期間において増加し、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオフの期間において減少する。

ここで、電流センサＣＳ２、減算器４１、誤差増幅器４２、比較器４４、ゲート駆動回路４５及びトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４は、電流センサＣＳ１、減算器３１、誤差増幅器３２、比較器３４、ゲート駆動回路３５及びトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２と同様に帰還制御系を構成し、のこぎり波信号Ｓ４３に同期しかつ、電流指令値Ｉｔ２と電流検出値Ｉｄ１との差がゼロになるように、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４をオン／オフ制御する。

次に、図７、図８及び図９を参照して、本実施形態に係る電流制御回路１−１の動作と、第１の比較例に係る電流制御回路の動作とを比較する。図９は、第１の比較例に係る電流制御回路の動作を示すタイミングチャートである。第１の比較例に係る電流制御回路は、本実施形態に係る電流制御回路１−１に比較して、同期信号発生回路２０−１によって発生された同期信号Ｓ２０ａを、のこぎり波発生回路３３及び４３に共通に出力したことを特徴としている。このため、図９に示すように、第１の比較例において、のこぎり波信号Ｓ３３及びＳ４３は互いに同一である。このとき、誤差増幅器３２及び４２からの各出力信号Ｓ３２及びＳ４２が互いに同一であるときには、制御信号Ｓ３５及びＳ４５は互いに同一になり、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は同時にオン又はオフされる。従って、電流制御サブ回路６１によって発生される直流部電流Ｉ１と電流制御サブ回路６２によって発生される直流部電流Ｉ２とは同位相になる。このため、第１の比較例に係る電流制御回路によって発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２は直流部電流Ｉ１又はＩ２の電流値の倍になる。

一方、図７に示すように、本実施形態に係る電流制御回路１−１では、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２がオンする各タイミングでトランジスタＴｒ３及びＴｒ４がオフし、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２がオフする各タイミングでトランジスタＴｒ３及びＴｒ４がオンしている。このため、電流制御サブ回路６１によって発生される直流部電流Ｉ１と電流制御サブ回路６２によって発生される直流部電流Ｉ２とは互いに位相が反転しており、打ち消しあうので、電流制御回路１−１によって発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２は、第１の比較例に係る電流制御回路によって発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２に比較して非常に小さい。

さらに、図８に示すように、電流制御回路１−２〜１−５はそれぞれ電流制御回路１−１と同様に動作し、直流部電流Ｉ３＋Ｉ４，Ｉ５＋Ｉ６，Ｉ７＋Ｉ８，Ｉ９＋Ｉ１０をそれぞれ発生する。図８において、基準方形波信号Ｓ１１の立ち上がりエッジの各タイミングＴ２１の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオンするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオフする。また、基準方形波信号Ｓ１１の立ち下がりエッジの各タイミングＴ２１の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオフするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオンする。本実施形態に係る電流制御回路１−１は、互いに逆位相ののこぎり波信号Ｓ３３及びのこぎり波信号Ｓ４３を発生するので、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオンするタイミングと各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオンするタイミングをずらすことができ、フィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流Ｉｄｃ（＝Ｉ１＋Ｉ２＋…＋Ｉ１０）の大きさは、第１の比較例に係る電流制御回路によって発生されるリップル電流Ｉｄｃに比較して大幅に小さくなる。

次に、図１０及び図１１を参照して、本実施形態に係る電流制御回路１−１の動作と、第２の比較例に係る電流制御回路の動作とを比較する。図１０は、図４の電流制御回路１−１によって発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２のシミュレーションの結果を示すグラフであり、図１１は、第２の比較例に係る電流制御回路によって発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２のシミュレーションの結果を示すグラフである。

図１０のシミュレーションでは、基準方形波発生器１１によって発生される基準方形波信号Ｓ１１のＰＷＭキャリア周波数Ｆｐｗｍを２０ｋＨｚに設定し、コイルＬ１に対する電流指令値Ｉｔ１を３．５アンペアに設定し、コイルＬ２に対する電流指令値Ｉｔ２を１．５アンペアに設定した。このとき、直流部電流Ｉ１＋Ｉ２の最大値は５アンペアになり、最小値は−２アンペアになり、直流部電流Ｉ１＋Ｉ２の実効値は２．３１アンペアになった。

一方、第２の比較例に係る電流制御回路は、電流制御回路１−１に比較して、同期信号発生回路Ｓ２０を設けずに、のこぎり波発生回路３３及び４３はフリーランでＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍを有するのこぎり波信号Ｓ３３及びＳ４３を互いに独立に発生したことを特徴としている。一般に、のこぎり波発生回路はアナログ素子である抵抗器及びキャパシタを備えた時定数回路を含む。このため、のこぎり波発生回路によって発生されるのこぎり波信号の周波数は上記抵抗器の抵抗値及び上記キャパシタの容量値の製造上のバラツキに起因して所望の周波数に対して約５％ばらつく。図１１のシミュレーションでは、のこぎり波信号Ｓ３３の周波数を２０ｋＨｚに設定し、のこぎり波信号Ｓ４３の周波数を１９ｋＨｚに設定し、コイルＬ１に対する電流指令値Ｉｔ１を３．５アンペアに設定し、コイルＬ２に対する電流指令値Ｉｔ２を１．５アンペアに設定した。このとき、直流部電流Ｉ１＋Ｉ２の最大値は５アンペアになり、最小値は−２アンペアになり、直流部電流Ｉ１＋Ｉ２の実効値は３．８１アンペアになった。さらに、図１１に示すように、のこぎり波信号Ｓ３３の周波数とのこぎり波信号Ｓ４３の周波数との差の周波数である１ｋＨｚの周波数を有するうなり成分が発生している。

従って、図１０及び図１１から明らかなように、本実施形態によれば、のこぎり波発生回路３３及び３４において、のこぎり波信号Ｓ３３及びＳ４３を同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂにそれぞれ同期させるので、のこぎり波信号Ｓ３３及びＳ４３の繰り返し周波数は互いに同一である２０ｋＨｚになり、第２の比較例に比較してリップル電流Ｉｄｃ発生を抑制できる。また、図１１に示すうなり成分が発生されないので、フィルタキャパシタＦＣの容量値を小さくできる。

なお、図４の電流制御サブ回路６１〜７０として、汎用のスイッチング電源用集積回路などのアナログ集積回路を用いることができる。一般に、このようなアナログ集積回路において、のこぎり波発生回路３３、誤差増幅器３２及び比較器３４又はのこぎり波発生回路４３、誤差増幅器４２及び比較器４４は１つの集積回路に集約されており、さらに、のこぎり波発生回路は、所定の同期信号に従ってのこぎり波信号を発生する機能を有する。従って、図４の電流制御サブ回路６１〜７０を、汎用のアナログ集積回路に対して三角波発生回路や反転回路などの回路を追加することなく、従来技術に比較して容易に製造できる。すなわち、従来技術に比較して、三角波信号を反転する反転回路を設ける必要がなく、コイルＬ１〜Ｌ１０に流れる電流を増減させるように設けられたトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のオン／オフ動作を制御するための制御信号Ｓ３５，Ｓ４５を、のこぎり波信号Ｓ３３．Ｓ４３に基づいて発生でき、直流電源１０に並列接続されたフィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流の発生を抑制できる。

また、本実施形態によれば、互いに１８０度の位相差を有する２つの同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂに従って、互いに１８０度の位相差を有するのこぎり波信号Ｓ３３及びＳ４３がそれぞれ発生される。このため、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオンするタイミングと各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオンするタイミングとをずらすことができ、すべてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を実質的に同時にオンする第１の比較例に係る電流制御回路を用いる場合に比較して、フィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流Ｉｄｃの電流値を小さくできる。従って、ロータ１０３を所定の位置に安定して保持できる。また、フィルタキャパシタＦＣのリップル電流Ｉｄｃによる発熱が低減される。さらに、フィルタキャパシタＦＣのキャパシタの容量値を小さくできるので、回路規模を小さくできる。特に、フィルタキャパシタＦＣとして、電解コンデンサに比較して容量値を大きくすることが比較的難しくかつ寿命が長いフィルムコンデンサを用いることができ、電解コンデンサを用いる場合に比較して、定期交換部品の数を減らすことができる。

第１の実施形態の変形例．
図１２は、本発明の第１の実施形態の変形例に係る磁気軸受コントローラ１０２Ａの構成を示す回路図である。磁気軸受コントローラ１０２Ａは、第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２に比較して、１つの同期信号発生回路２０−１によって発生された同期信号Ｓ２０ａを各電流制御サブ回路６１，６３，…，６９の各のこぎり波発生回路３３に出力し、上記１つの同期信号発生回路２０−１によって発生された同期信号Ｓ２０ｂを各電流制御サブ回路６２，６４，…，７０の各のこぎり波発生回路４３に出力するように構成したことを特徴としている。

図１２において、磁気軸受コントローラ１０２Ａは、電流指令値信号発生回路５０と、基準方形波発生器１１と、同期信号発生回路２０−１と、直流電源１０と、直流電源１０に並列接続されたフィルタキャパシタＦＣと、電流制御回路１−１〜１−５とを備えて構成される。ここで、電流制御回路１−１〜１−５は、図４の電流制御回路１−１〜１−５に比較して、同期信号発生回路２０−１を備えないように構成されたことを特徴としている。また、同期信号発生回路２０−１は、同期信号Ｓ２０ａを発生して各電流制御サブ回路６１，６３，…，６９の各のこぎり波発生回路３３に出力し、同期信号Ｓ２０ｂを発生して各電流制御サブ回路６２，６４，…，７０の各のこぎり波発生回路４３にする。

本変形例に係る磁気軸受コントローラ１０２Ａは、第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２と同様の作用効果を奏し、さらに、同期信号発生回路２０−１の個数を１つに削減できるので磁気軸受コントローラ１０２に比較して回路規模を小さくできる。

第２の実施形態．
図１３は、本発明の第２の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｂの構成を示す回路図であり、図１４は、図１３の磁気軸受コントローラ１０２Ｂの動作を示すタイミングチャートである。本実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｂは、第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２に比較して、同期信号発生回路２０−１〜２０−５は、互いに７２度だけ異なる位相をそれぞれ有する基準方形波信号Ｓ１１〜Ｓ１５に基づいて、同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂをそれぞれ発生することを特徴としている。

図１３において、基準方形波発生回路８０は、基準方形波発生器１１と、移相器１２〜１５とを備えて構成される。ここで、基準方形波発生器１１は基準方形波信号Ｓ１１を発生して同期信号発生回路２０−１及び移相器１２に出力し、移相器１２は、基準方形波信号Ｓ１１を７２度だけ移相させた基準方形波信号Ｓ１２を発生して同期信号発生回路２０−２及び移相器１３に出力する。また、移相器１３は、基準方形波信号Ｓ１２を７２度だけ移相させた基準方形波信号Ｓ１３を発生して同期信号発生回路２０−３及び移相器１４に出力し、移相器１４は、基準方形波信号Ｓ１３を７２度だけ移相させた基準方形波信号Ｓ１４を発生して同期信号発生回路２０−４及び移相器１５に出力する。さらに、移相器１５は、基準方形波信号Ｓ１４を７２度だけ移相させた基準方形波信号Ｓ１５を発生して同期信号発生回路２０−５に出力する。

図１４に示すように、互いに７２度だけ異なる位相をそれぞれ有する基準方形波信号Ｓ１１〜Ｓ１５は、同期信号発生回路２０−１〜２０−５にそれぞれ出力される。従って、電流制御サブ回路６１，６３，６５，６７，６９の各のこぎり波発生回路３３及び電流制御サブ回路６２，６４，６６，８７，７０の各のこぎり波発生回路４３によって発生される１０個ののこぎり波信号は、ＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍをそれぞれ有しかつ互いに３６度だけ異なる位相をそれぞれ有する。このため、電流制御サブ回路６１〜７０において、各ＰＷＭキャリア周期内の互いに異なる１０個のタイミングＴ２１〜Ｔ３０の近傍でトランジスタＴｒ１及びＴｒ２並びにトランジスタＴｒ３及びＴｒ４のオン／オフ制御が行われる。ここで、各タイミングＴ２１〜Ｔ３０間の時間間隔はＴｐｗｍ／１０である。具体的には、基準方形波信号Ｓ１１〜Ｓ１５の立ち上がりエッジの各タイミングＴ２１，Ｔ２３，Ｔ２５，Ｔ２７，Ｔ２９の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオンするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオフする。また、基準方形波信号Ｓ１１〜Ｓ１５の立ち下がりエッジの各タイミングＴ２６，Ｔ２８，Ｔ３０，Ｔ２２，Ｔ２４の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオフするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオンする。

従って、図１４において、電流制御回路１−１〜１−５によってそれぞれ発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２，Ｉ２＋Ｉ３，…，Ｉ９＋Ｉ１０は、互いに異なるタイミングＴ２１〜Ｔ３０の近傍で、正の電流値から負の電流値に不連続に変化する。従って、第１の実施形態（図８参照のリップル電流Ｉｄｃのグラフを参照。）に比較して大幅にリップル電流Ｉｄｃの発生を抑制できる。

なお、基準方形波発生回路８０の構成は図１３に示した構成に限られず、ＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍを有し、ＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍの半分のパルス幅を有し、かつ互いに７２度だけ異なる位相をそれぞれ有する基準方形波信号Ｓ１１〜Ｓ１５を発生する他の構成であってもよい。さらに、基準方形波発生回路８０は互いに７２度だけ異なる位相をそれぞれ有する基準方形波信号Ｓ１１〜Ｓ１５を発生したが、本発明はこれに限られず、互いに異なる位相をそれぞれ有する基準方形波信号Ｓ１１〜Ｓ１５を発生するように構成してもよい。

第３の実施形態．
図１５は、本発明の第３の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｃの構成を示す回路図であり、図１６は、図１５の基準方形波発生回路８０Ａによって発生される基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７を示すタイミングチャートである。本実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｃは、第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２に比較して以下の点が異なる。

（１）電流制御回路１−１〜１−５を、電流制御回路１−１及び１−２を含む第１のグループと、電流制御回路１−３及び１−４を含む第２のグループと、電流制御回路１−５を含む第３のグループとにグループ分けしたこと。
（２）同期信号発生回路２０−１，２０−２は基準方形波発生信号Ｓ１１に基づいて同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂをそれぞれ発生し、同期信号発生回路２０−３，２０−４は基準方形波発生信号Ｓ１６に基づいて同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂをそれぞれ発生し、同期信号発生回路２０−５は基準方形波発生信号Ｓ１７に基づいて同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂを発生し、基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７は互いに１２０度だけ異なる位相をそれぞれ有すること。

図１５において、基準方形波信号発生回路８０Ａは、基準方形波発生器１１と、移相器１６，１７とを備えて構成される。ここで、基準方形波発生器１１は基準方形波信号Ｓ１１を発生して同期信号発生回路２０−１，２０−２及び移相器１６に出力し、移相器１６は、基準方形波信号Ｓ１１を１２０度だけ移相させた基準方形波信号Ｓ１６を発生して同期信号発生回路２０−３，２０−４及び移相器１７に出力する。さらに、移相器１７は、基準方形波信号Ｓ１６を１２０度だけ移相させた基準方形波信号Ｓ１７を発生して同期信号発生回路２０−５に出力する。

従って、電流制御サブ回路６１及び６３の各のこぎり波発生回路３３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ３３と、電流制御サブ回路６２及び６４の各のこぎり波発生回路４３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ４３と、電流制御サブ回路６５及び６７の各のこぎり波発生回路３３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ３３と、電流制御サブ回路６６及び６８の各のこぎり波発生回路４３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ４３と、電流制御サブ回路６９ののこぎり波発生回路３３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ３３と、電流制御サブ回路７０ののこぎり波発生回路４３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ４３との６個ののこぎり波信号は、互いに６０度だけ異なる位相をそれぞれ有する。このため、図１６において、電流制御サブ回路６１〜７０において各ＰＷＭキャリア周期内の互いに異なる６個のタイミングＴ３１〜Ｔ３６の近傍でトランジスタＴｒ１及びＴｒ２並びにトランジスタＴｒ３及びＴｒ４のオン／オフ制御が行われる。ここで、各タイミングＴ３１〜Ｔ３６間の時間間隔はＴｐｗｍ／６である。

具体的には、基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７の立ち上がりエッジの各タイミングＴ３１，Ｔ３３，Ｔ３５の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオンするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオフする。また、準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７の立ち下がりエッジの各タイミングＴ３４，Ｔ３６，Ｔ３２の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオフするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオンする。従って、電流制御回路１−１〜１−５によってそれぞれ発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２，Ｉ２＋Ｉ３，…，Ｉ９＋Ｉ１０は、互いに異なるタイミングＴ３１〜Ｔ３６の近傍でそれぞれ不連続に変化する。従って、第１の実施形態に比較してリップル電流Ｉｄｃの発生を抑制できる。

なお、本実施形態において第１のグループは電流制御回路１−１，１−２を含み、第２のグループは電流制御回路１−３，１−４を含み、第３のグループは電流制御回路１−５を含んだ。しかしながら、本発明はこれに限られず、各グループ内の電流制御回路の個数は少なくとも１つであればよく、電流制御回路組み合わせは本実施形態と異なっていてもよい。

また、基準方形波発生回路８０Ａの構成は図１５に示した構成に限られず、ＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍを有し、ＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍの半分のパルス幅を有し、かつ互いに１２０度だけ異なる位相をそれぞれ有する基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７を発生する他の構成であってもよい。

さらに、基準方形波発生回路８０Ａは互いに１２０度だけ異なる位相をそれぞれ有する基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７を発生したが、本発明はこれに限られず、互いに異なる位相をそれぞれ有する３つの基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７を発生するように構成してもよい。

第４の実施形態．
図１７は、本発明の第４の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｄの構成を示す回路図であり、図１８は、図１７の基準方形波発生回路８０Ｂによって発生される基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１８を示すタイミングチャートである。本実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｄは、第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２に比較して以下の点が異なる。

（１）電流制御回路１−１〜１−５を、電流制御回路１−１〜１−４を含む第１のグループと、電流制御回路１−５を含む第２のグループとにグループ分けしたこと。
（２）同期信号発生回路２０−１〜２０−４は基準方形波発生信号Ｓ１１に基づいて同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂをそれぞれ発生し、同期信号発生回路２０−５は基準方形波発生信号Ｓ１８に基づいて同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂそれぞれ発生し、基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１８は互いに１８０度だけ異なる位相をそれぞれ有すること。

図１７において、基準方形波発生回路８０Ｂは、基準方形波発生器１１と、移相器１８とを備えて構成される。ここで、基準方形波発生器１１は基準方形波信号Ｓ１１を発生して同期信号発生回路２０−１〜２０−４及び移相器１８に出力し、移相器１８は、基準方形波信号Ｓ１１を１８０度だけ移相させた基準方形波信号Ｓ１８を発生して同期信号発生回路２０−５に出力する。

従って、電流制御サブ回路６１，６３，６５，６７の各のこぎり波発生回路３３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ３３及び電流制御サブ回路７０ののこぎり波発生回路４３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ４３と、電流制御サブ回路６２，６４，６６，６８の各のこぎり波発生回路３３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ３３及び電流制御サブ回路６９ののこぎり波発生回路４３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ４３とは、互いに１８０度だけ異なる位相をそれぞれ有する。このため、図１８において、電流制御サブ回路６１〜７０において各ＰＷＭキャリア周期内の互いに異なる２個のタイミングＴ４１，Ｔ４２の近傍でトランジスタＴｒ１及びＴｒ２並びにトランジスタＴｒ３及びＴｒ４のオン／オフ制御が行われる。ここで、各タイミングＴ４１，Ｔ４２間の時間間隔はＴｐｗｍ／２である。

具体的には、基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７の立ち上がりエッジの各タイミングＴ３１，Ｔ３３，Ｔ３５の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオンするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオフする。また、準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７の立ち下がりエッジの各タイミングＴ３４，Ｔ３６，Ｔ３２の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオフするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオンする。従って、電流制御回路１−１〜１−５によってそれぞれ発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２，Ｉ２＋Ｉ３，…，Ｉ９＋Ｉ１０は、互いに異なるタイミングで不連続に変化する。

本実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｄは、第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２と同様の効果を奏する。

第４の実施形態の変形例．
図１９は、本発明の第４の実施形態の変形例に係る基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１８Ａを示すタイミングチャートである。本変形例は、第４の実施形態に比較して、図１７の移相器１８において基準方形波信号Ｓ１１の位相を９０度だけ移相させて基準方形波信号Ｓ１８Ａを発生し、同期信号発生回路２０−５に出力するように構成したことを特徴としている。

従って、電流制御サブ回路６１，６３，６５，６７の各のこぎり波発生回路３３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ３３と、電流制御サブ回路６２，６４，６８の各のこぎり波発生回路４３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ４３と、電流制御サブ回路６９ののこぎり波発生回路３３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ３３と、電流制御サブ回路７０ののこぎり波発生回路４３によって発生されるのこぎり波信号Ｓ４３との４つののこぎり波信号は、互いに９０度だけ異なる位相をそれぞれ有する。このため、図１９において、電流制御サブ回路６１〜７０において各ＰＷＭキャリア周期内の互いに異なる４個のタイミングＴ５１〜Ｔ５４の近傍でトランジスタＴｒ１及びＴｒ２並びにトランジスタＴｒ３及びＴｒ４のオン／オフ制御が行われる。ここで、各タイミングＴ５１〜Ｔ５４間の時間間隔はＴｐｗｍ／４である。

具体的には、基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１８Ａの立ち上がりエッジの各タイミングＴ３４１，Ｔ５２の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオンするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオフする。また、準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１８Ａの立ち下がりエッジの各タイミングＴ５３，Ｔ５４の近傍において、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオフするとともに、電流制御回路１−１〜１−５の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４がオンする。従って、電流制御回路１−１〜１−５によってそれぞれ発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２，Ｉ２＋Ｉ３，…，Ｉ９＋Ｉ１０は、互いに異なるタイミングＴ４１〜Ｔ４４の近傍で不連続に変化する。従って、第４の実施形態に比較してリップル電流Ｉｄｃの発生を抑制できる。

第５の実施形態．
図２０は、本発明の第５の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｅの、基準方形波信号Ｓ１１が喪失した状態での構成を示す回路図である。本実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｅは、第１の実施形態の変形例に係る磁気軸受コントローラ１０２（図４参照。）に比較して、同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂが発生されなくなったことを検出したときに、フリーランで自律的にのこぎり波信号Ｓ３３，Ｓ４３を発生するのこぎり波発生回路３３ａ，４３ａを備えたことを特徴としている。

図２０において、のこぎり波発生回路３３ａ，４３ａは、同期信号Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂが入力されなくなったことを検出すると、フリーランで自律的にのこぎり波信号Ｓ３３，Ｓ４３を発生する。従って、第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２に比較して、基準方形波信号Ｓ１１が喪失して同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂが発生されなくなったときにも、ロータ１０３を浮上させる等の所定の機能を果たすことができる。

図２１〜図２４は、上述した第１〜第４の各実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２，１０２Ｂ，１０２Ｃ，１０２Ｄによって発生される各リップルＩｄｃのシミュレーションの結果を示すグラフである。また、図２５は、第３の比較例に係る磁気軸受コントローラによって発生されるリップルＩｄｃのシミュレーションの結果を示すグラフである。ここで、第３の比較例に係る磁気軸受コントローラは、上述した第２の比較例に係る電流制御回路を備えて構成され、第５の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｅの、基準方形波信号Ｓ１１が喪失した状態での構成（図２０参照。）に対応している。各シミュレーションにおける設定値を表１に示す。

図２１〜図２５において、各シミュレーションにおいて得られたリップル電流Ｉｄｃの実効値はそれぞれ、９．５８Ａ，４．４８Ａ，５．１７Ａ，５．７１Ａ，８．７０Ａであった。特に、図２２において、互いに７２度だけ異なる位相を有する基準方形波信号Ｓ１１〜Ｓ１５（図１４参照。）を発生して各電流制御回路１−１〜１−５に出力することにより、第３の比較例（図２５）に比較してリップル電流Ｉｄｃの実効値は約５０％に低減された。また、各のこぎり波発生回路３３，４３において同期信号Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂに従ってのこぎり波信号Ｓ３３，Ｓ４３を発生するように構成することにより、図２５のシミュレーション結果において見られるリップル電流Ｉｄｃのうなり成分は、図２１〜図２４の各シミュレーション結果では現れなかった。

なお、上記各実施形態及び変形例において、同期信号発生回路２０−１〜２０−５は、入力される基準方形波信号に基づいて互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂを発生した。しかしながら、本発明はこれに限られず、同期信号発生回路２０−１〜２０−５は、基準方形波信号以外の信号に基づいて或いは自律的に互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂを発生してもよい。

また、第３及び第４の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｃ，１０２Ｄにおいて、電流制御回路１−１〜１−５毎に同期信号発生回路２０−１〜２０−５を設けずに、グループ毎に１つの同期信号発生回路２０−１を設け、同一のグループ内の電流制御回路内の各のこぎり波発生回路３３，３４に対して上記１つの同期信号発生回路２０−１から同期信号Ｓ２０ａ及びＳ２０ｂを出力するように構成してもよい。

またさらに、上記各実施形態及び変形例において、基準方形波発生器１１及び基準方形波発生回路８０，８０Ａ，８０Ｂを、磁気軸受コントローラ１０２，１０２Ａ〜１０２Ｅの外部に設けてもよい。

また、上記各実施形態及び変形例において、本発明に係る磁気軸受コントローラ１０２，１０２Ａ〜１０２Ｅは、５組の電磁石対（Ｍ１とＭ２，Ｍ３とＭ４，Ｍ５とＭ６，Ｍ７とＭ８及びＭ９とＭ１０）の各コイルＬ１〜Ｌ１０に流れる電流をそれぞれ制御した。しかしながら、本発明はこれに限られず、複数Ｎ組の電磁石対の２Ｎ個の各コイルに流れる電流をそれぞれ制御するように構成してもよい。好ましくは、Ｎ個の電流制御回路１−１〜１−Ｎを、少なくとも１つの電流制御回路をそれぞれ含む複数Ｍ（Ｍは２以上Ｎ以下の整数値である。）個のグループにグループ分けする。このとき、ＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍを有しかつＰＷＭキャリア周期Ｔｐｗｍの半分のパルス幅Ｔｐｗｍ／２をそれぞれ有する第１乃至第Ｍの基準方形波信号に基づいて、互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号をそれぞれ発生する第１乃至第Ｍの同期信号発生回路２０−１〜２０−Ｍさらに備えるように構成する。ここで、上記第１乃至第Ｍの基準方形波信号の各位相が互いに異なるように設定され、第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）のグループに含まれる上記各電流制御回路の各のこぎり波発生回路３３，４３は、上記第ｍの同期信号発生回路２０−ｍからの２個の同期信号２０ａ，２０ｂに従ってそれぞれ２個ののこぎり波信号Ｓ３３，Ｓ４３を発生する。さらに好ましくは、上記第１乃至第Ｍの基準方形波信号は、互いに３６０／Ｍ度だけ異なる位相をそれぞれ有するように設定される。

以上詳述したように、本発明に係る磁気軸受制御装置によれば、所定の繰り返し周期をそれぞれ有しかつ互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号を発生する第１の同期信号発生手段を備え、各電流制御サブ回路は、上記コイルに流れる電流を増減させるように設けられた２個のトランジスタと、上記同期信号に同期するのこぎり波信号を発生する第２の信号発生手段と、上記のこぎり波信号に同期しかつ、上記電流指令値信号の電流指令値と、上記コイルに流れる電流の検出値との差がゼロになるように、上記２個のトランジスタをオン／オフ制御する帰還制御手段とを備える。従って、互いに１８０度の位相差を有する２個ののこぎり波信号が発生されるので、従来技術に比較して、三角波信号を反転する反転回路を設ける必要がなく、コイルに流れる電流を増減させるように設けられたトランジスタのオン／オフ動作を制御するための制御信号を、互いに等しい立ち上がり時間と立ち下がり時間とを有する三角波信号に限定されない信号に基づいて発生でき、電源に並列接続されたフィルタキャパシタＦＣに流れるリップル電流の発生を抑制できる。

本発明の第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２を備えた回転装置の構成を示すブロック図である。 図１のラジアル磁気軸受１１１の構成を示す正面図である。 図１のスラスト磁気軸受１１３の構成を示す断面図である。 図１の磁気軸受コントローラ１０２の構成を示す回路図である。 図４の同期信号発生回路２０−１の構成を示す回路図である。 図５の同期信号発生回路２０−１及び図４ののこぎり波発生回路３３，４３の動作を示すタイミングチャートである。 図４の電流制御回路１−１の動作を示すタイミングチャートである。 図４の磁気軸受コントローラ１０２の動作を示すタイミングチャートである。 第１の比較例に係る電流制御回路の動作を示すタイミングチャートである。 図４の電流制御回路１−１によって発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２のシミュレーションの結果を示すグラフである。 第２の比較例に係る電流制御回路によって発生される直流部電流Ｉ１＋Ｉ２のシミュレーションの結果を示すグラフである。 本発明の第１の実施形態の変形例に係る磁気軸受コントローラ１０２Ａの構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｂの構成を示す回路図である。 図１３の磁気軸受コントローラ１０２Ｂの動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第３の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｃの構成を示す回路図である。 図１５の基準方形波発生回路８０Ａによって発生される基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１６，Ｓ１７を示すタイミングチャートである。 本発明の第４の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｄの構成を示す回路図である。 図１７の基準方形波発生回路８０Ｂによって発生される基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１８を示すタイミングチャートである。 本発明の第４の実施形態の変形例に係る基準方形波信号Ｓ１１，Ｓ１８Ａを示すタイミングチャートである。 本発明の第５の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｅの基準方形波信号Ｓ１１が喪失した状態での構成を示す回路図である。 図４の第１の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２によって発生されるリップル電流Ｉｄｃのシミュレーションの結果を示すグラフである。 図１３の第２の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｂによって発生されるリップル電流Ｉｄｃのシミュレーションの結果を示すグラフである。 図１５の第３の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｃによって発生されるリップル電流Ｉｄｃのシミュレーションの結果を示すグラフである。 図１７の第４の実施形態に係る磁気軸受コントローラ１０２Ｄによって発生されるリップル電流Ｉｄｃのシミュレーションの結果を示すグラフである。 第３の比較例に係る磁気軸受コントローラ１０２によって発生されるリップル電流Ｉｄｃのシミュレーションの結果を示すグラフである。 従来技術に係るＰＷＭ方式の電流制御回路の構成を示す回路図である。 図２６の電流制御回路の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１−１〜１−５…電流制御回路、
１０…直流電源、
１１…基準方形波発生器、
１１〜１８…移相器、
２０−１〜２０−５…同期信号発生回路、
３１，４１…減算器、
３２，４２…誤差増幅器、
３３，４３…のこぎり波発生回路、
３４，４４…比較器、
３５，４５…ゲート駆動回路、
５０…電流指令値信号発生回路、
６１〜７０…電流制御サブ回路、
８０，８０Ａ，８０Ｂ…基準方形波発生回路、
１００…電源装置、
１０１…電力変換装置、
１０２，１０２Ａ〜１０２Ｅ…磁気軸受けコントローラ、
１０３…ロータ、
１０４…モータロータ、
１０５…モータステータ、
１０６…回転ディスク、
１１１，１１２…ラジアル磁気軸受、
１１３…スラスト磁気軸受、
１２１〜１２４…ラジアル変位センサ、
１２５…スラスト変位センサ、
ＣＳ１〜ＣＳ１０…電流センサ、
ＦＣ…フィルタキャパシタ、
Ｌ１〜Ｌ１０…コイル、
Ｍ１〜Ｍ１０…電磁石、
Ｓ２０ａ，Ｓ２０ｂ…同期信号、
Ｓ３３，Ｓ４３…のこぎり波信号。

Claims (5)

1. ２個のコイルをそれぞれ有しかつ回転体を挟んで対向するように設けられた複数Ｎ組の電磁石対を備えた磁気軸受を制御する磁気軸受制御装置において、
   上記回転体の変位を示す変位検出信号に基づいて、上記回転体を所定の位置に非接触で支持するように、上記２個のコイルに供給される各電流の電流指令値をそれぞれ示す２個の電流指令値信号を発生する第１の信号発生手段と、
   所定の繰り返し周期をそれぞれ有しかつ互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号を発生する第１の同期信号発生手段と、
   上記各電磁石対に設けられた複数Ｎ個の電流制御手段とを備え、
   上記各電流制御手段は、上記２個のコイル、上記２個の同期信号及び上記２個の電流指令値信号にそれぞれ対応して設けられた２個の電流制御サブ回路を備え、
   上記各電流制御サブ回路は、
   上記コイルに流れる電流を増減させるように設けられた２個のトランジスタと、
   上記同期信号に同期し、かつ互いに異なる立ち上がり時間と立ち下がり時間とを有するのこぎり波信号を発生する第２の信号発生手段と、
   上記のこぎり波信号に同期しかつ、上記電流指令値信号の電流指令値と、上記コイルに流れる電流の検出値との差がゼロになるように、上記２個のトランジスタをオン／オフ制御する帰還制御手段とを備えたことを特徴とする磁気軸受制御装置。
2. 上記第１の同期信号発生手段は、上記繰り返し周期を有しかつ上記繰り返し周期の半分のパルス幅を有する第１の基準方形波信号に基づいて、上記２個の同期信号を発生することを特徴とする請求項１記載の磁気軸受制御装置。
3. 上記Ｎ個の電流制御手段は、少なくとも１つの電流制御手段をそれぞれ含む複数Ｍ（Ｍは２以上Ｎ以下の整数値である。）個のグループにグループ分けされており、
   上記磁気軸受制御装置は、
   上記繰り返し周期を有しかつ上記繰り返し周期の半分のパルス幅をそれぞれ有する第２乃至第Ｍの基準方形波信号に基づいて、互いに１８０度の位相差を有する２個の同期信号をそれぞれ発生する第２乃至第Ｍの同期信号発生手段をさらに備え、
   上記第１乃至第Ｍの基準方形波信号の各位相が互いに異なるように設定され、
   第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）のグループに含まれる上記各電流制御手段の各第２の信号発生手段は、上記第ｍの同期信号発生手段からの２個の同期信号に従ってそれぞれ２個ののこぎり波信号を発生することを特徴とする請求項２記載の磁気軸受制御装置。
4. 上記第１乃至第Ｍの基準方形波信号は、互いに３６０／Ｍ度だけ異なる位相をそれぞれ有するように設定されることを特徴とする請求項３記載の磁気軸受制御装置。
5. 上記各電流制御手段の第２の信号発生手段は、上記基準方形波信号が入力されなくなったことを検出したときに、自律的に上記のこぎり波信号を発生することを特徴とする請求項２乃至４のうちのいずれか１つに記載の磁気軸受制御装置。

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