JP5197427B2 - 半導体記憶装置 - Google Patents
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Description
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る抵抗変化メモリ装置の基本構成、すなわち半導体基板1上のグローバルバス等の配線が形成される配線領域3とその上に積層されたメモリブロック2の構成を示している。図1に示すように、メモリブロック2は、この例では4層のメモリセルアレイMA0〜MA3からなる。メモリブロック2の直下の半導体基板1には、配線領域3が設けられる。配線領域3には、メモリブロック2に書き込み/読み出しされるデータを外部とやり取りするためのグローバルバス等が設けられる。また、この配線領域3には後述するカラムスイッチ等を含むカラム制御回路や、ロウデコーダ等を含むロウ制御回路が設けられていてもよい。
リセット動作時において、選択メモリセルMC10〜MC13に接続された選択ビット線BL00〜BL03は、“H”状態(本実施の形態では電圧VRESET)に駆動される。また、リセット動作時において、選択メモリセルMC10〜MC13に接続された選択ワード線WL01は、“L”状態(本実施の形態では電圧Vss=0V)に駆動される。ここで、選択メモリセルMC10〜MC13に接続されていない非選択ワード線WL00、WL02、WL03は、“H”状態(例えば、電圧VRESET)である。そして、ビット線BL00〜BL03に印加されているリセット電圧VRESETは、メモリセルMCの可変抵抗素子VRを低抵抗状態から高抵抗状態に変化させることのできる基準電圧である。
図27は、一本のビット線BLと一本のワード線WLの交差部に配置された一つのメモリセルMCの電流経路の簡略図である。ビット線BLの一端にはビット線選択トランジスタ4が接続され、ワード線WLの一端にはワード線選択トランジスタ5が接続されている。なお、図27中、RBL、RWLはビット線BL、ワード線WLの寄生抵抗である。ビット線選択トランジスタ4の他端は寄生抵抗R1を介してデータ制御回路(図示せず)に接続される制御線DSAに接続されている。また、ワード線選択トランジスタ5の他端は寄生抵抗R2、図示しない接地用トランジスタのオン抵抗を介して接地端子VSSへと接続される。
まず、セット動作において、ノード03の電位Vbl=V_setとしてメモリセルMCに流れる電流をプロットすると、動作点はP_setとなる。この動作点は、高抵抗状態R_off(”1”データ)のメモリセルを低抵抗状態R_on(”0”データ)に変えるための動作点であり、セット動作が完了する前の動作点である。動作点P_setは、すべてのメモリセルMCをセットできる電圧(V_set_max)を超えるところに設定できる必要がある。
なお、読み出し動作においては、Vbl=V_readとすると、動作点はP_r0、または、p_r1となる。したがって、このときに流れるセル電流I_on(“0”セル)とI_off(“1”セル)を区別する判定電流Ithでデータが”0”か”1”かを判定することができる。
図29には、リセット動作におけるリセット動作完了前後の動作点を示す。リセット動作においては、動作点は、低抵抗状態(リセット完了前)でのP_rstから、高抵抗状態に変化した後(リセット完了後)には,p_rst’に移動する。ここで、リセット動作を行うためには、リセットに必要な電流I_reset_maxを超える動作点設定のために、ビット線BLにV_resetを印加する必要がある。
図31において、ビット線BLは、ビット線選択トランジスタ4を介してノードDSAに接続され、ノードDSAにはデータ制御回路20より所定の電圧が与えられる。ここで、ノードDSAは、データ制御回路20と前記のビット線選択トランジスタ4との間に寄生容量C_BUSを有している。この寄生容量C_BUSの値は、メモリセルアレイが大規模化するに従い無視できない大きさとなり、ビット線BLの寄生容量C_Bl(=2*C_BL1+C_BL2)よりも大きくなり得る。
図31のデータ制御回路20は、一端にセット電圧VSELが供給され適宜所望の電流値を設定可能な定電流源回路21と、スイッチングトランジスタ22を備えている。このようなデータ制御回路20を用いて、メモリセルMCに対しセット動作を行い、メモリセルMCの可変抵抗素子VRが高抵抗状態RHから低抵抗状態RLに変化したときの状態を考える。
なお、カラムデコーダ60やローカルデコーダ90のように各メモリマットMAT毎に必要な構成は、図4において、添字a、bで区別されている。
ビット線BLが非選択の場合には、ビット線BLは、非選択電圧供給トランジスタ6−1〜6−3を介して非選択ビット線駆動回路70に接続され、動作に応じて所定の非選択ビット線電圧が供給される。
なお、ビット線選択トランジスタ4は、そのゲートに所定のゲート信号を与えられ、そのゲート信号の大きさに対応する電圧(ゲート信号の電圧からビット線選択トランジスタ4の閾値電圧を差し引いた電圧)までビット線BLが充電される。ビット線BLがそれ以上の電圧になろうとすると、ビット線選択トランジスタ4はカットオフし、ビット線BLはフローティング状態となる。例えばビット線BLを充電した後でビット線選択トランジスタ4のゲート信号の電圧が低下した場合や、ビット線BLがビット線選択トランジスタ4を介して充電された後にビット線BLの電圧が更に上昇した場合などにおいて、ビット線選択トランジスタ4がカットオフされる。
同様に、ビット線選択トランジスタ4−1〜4−3と非選択電圧供給トランジスタ6−1〜6−3も、この図4においては、いずれもNMOSトランジスタであり、カラムデコーダ60からそれぞれのゲートを制御する2本の相補信号が出力されている。なお、非選択電圧供給トランジスタ7−1〜7−3は、PMOSトランジスタとすることも可能である。その場合には、グローバルロウデコーダ80から出力されるデコード信号は相補信号でなく単一の信号でもよい。
それらの動作制御において補助的な役割を果たす回路として、ラッチデータチェック回路130、及びステータス回路180が設けられている。これらは、データ制御回路内のデータラッチに保持されたデータが所定の状態になっているか否かを検出して、制御回路160にフィードバックする機能や、チップ外部にデータ書き換え動作のPass/Fail結果を出力できるようにする機能を有する。
センスアンプ回路SAは、クランプトランジスタ21と、差動増幅器22とを備えている。クランプトランジスタ21は、ノードDSAに一端が接続され、他端は差動増幅器22の反転入力端子(センスノードNSEN)に接続されている。ノードDSAは、図5では図示を省略しているが、前述のビット線選択トランジスタ4を介してビット線BLに接続される。差動増幅器22の非反転入力端子には、参照電位VREF_Rが供給されている。
また、NMOSトランジスタ37は、ゲートにNORゲート38の出力端子を接続されている。NORゲート38の入力端子には、読み出し動作やベリファイ動作においてビット線に読み出し電圧を印加する場合に”H”になる信号RVFY_P、セット動作においてビット線にセット電圧を印加する場合に”H”に立ち上がる信号SET_P、及びリセット動作においてビット線にリセット電圧を印加する場合に”H”に立ち上がる信号RESET_Pが入力される。
NMOSトランジスタ32aはノードDSAにレファレンス電流を入力する場合に信号G_IREF_Rに基づき導通し、NMOSトランジスタ32bは、後述するように選択ビット線BLへのプリチャージを行う場合に信号PRECHGに基づき導通する。
差動増幅器22の出力はセンスアンプ回路SAの出力として、ラッチ回路LTに取り込まれる。ラッチ回路LTは、クロックトインバータ27aと27bをクロスカップル接続して構成される。なお、クロックトインバータ27aの入力端子をノードDC、出力端子をノードDCnと定義する。
ノードDCには、さらに、差動増幅器22の出力をラッチ回路LTに取り込むため、直列に接続された二つのPMOSトランジスタ24、25が接続されている。PMOSトランジスタ24のゲートGPには、差動増幅器22の出力信号がデータ転送回路23を介して入力される。PMOSトランジスタ25はPMOSトランジスタ24のソースと電源端子(ラッチ回路LTの電源端子と共通)の間に接続され、ゲート信号STRBnが”L”になったときに、ノードDCを“H”に変えることができるようになっている。すなわち、ノードGPが”L”ならば、ノードDCを”H”に変更でき、ノードGPが”H”ならばノードDCは前の状態を保持する。
図4に示した通り、この半導体記憶装置は複数のデータ制御回路20により構成されており、それぞれのデータ制御回路20の信号RVFYは、例えば、アドレスやデータ入出力端子I/Oなどによってグループ分けされた信号、(例えばRVFY_a、RVFY_b)とすることができる。これらの信号を全てのデータ制御回路20において同様とすれば、全てのデータ制御回路20が活性化されてリード系動作が行われる。例えば、信号RVFY_aと信号RVFY_bを別々に制御すれば、信号RVFY_aが入力されたデータ制御回路20だけが活性化され、信号RVFY_bは動作されないなど、所定の信号が入力されたデータ制御回路20だけを活性化させることができる。このようにする理由は、ベリファイ動作とリード動作はできる限り同じ条件下で動作させることが望ましいためである。また、信号RVFYのグルーピングに関しては、活性化するデータ制御回路20の数を制限して、同時にビット線からワード線に流れ込む電流量を調整できるようにするためである。
しかし一方で、この信号RVFYによる制御は、信号RVFYを”H”にしなければ、ラッチ回路LTのデータに基づいた動作とすることもできる。
インバータ29bの出力信号DCOUTnは、信号MATSELおよび信号RESET_Pnと共にNANDゲート29cに入力されている。
信号MATSELが”L”であると、レベルシフタ30を介して信号G_PCM1が”H”とされ、これによりPMOSトランジスタ33a、33bがオフとなり、カレントミラー回路CMの動作が停止される。
また、NANDゲート31a及び31bを介して信号G_GNDが”H”とされ、NMOSトランジスタ36はオン状態とされ、ノードDSAを接地電位又はVUB端子の電位まで放電された状態とする。
図6に示すように、まず、時刻s0で、選択されたメモリマットMATにおける全てのワード線WLの電位をV_setに充電すると共に、ビット線選択トランジスタ4のゲートに入力されるゲート信号BLSWを、選択ビット線BL2(for selected BL)ではV_CLMP1に、非選択ビット線BL(for non−selected BL)はV_SelHに切り換える。
このとき、図7に示すように、選択ビット線BL2に接続されたビット線選択トランジスタ4のゲート信号BLSWの電圧はV_CLMP1(<V_set_d+Vtn、但しVtnはビット線選択トランジスタ4の閾値電圧)にされており、このため、選択ビット線BL2(Selected BL)は、電圧V_CLMP1−Vtnまで充電され、その後ビット線選択トランジスタ4がオフとなることにより、ビット線BL2はフローティング状態となる。この電圧V_CLMP1−Vtnは、選択メモリセルMCのセット動作のためには不十分な大きさを有する電圧である。
なお、セット動作が未了のメモリセルMCに接続されるビット線BLに電圧V_assistを印加することとしているのは、次のような理由からである。すなわち、セット動作済みのメモリセルMCに接続されるビット線にこのような電圧V_assistを印加すると、そのセット動作済みのメモリセルMCにおいて誤リセットが生じる可能性があるためである。ただし、セット動作済みのメモリセルに接続された非選択ビット線であっても、印加される電圧を十分に小さくすれば問題がない場合も考えられ、その場合には、その非選択ビット線に、選択ビット線の充電をアシストする何らかの電圧を印加するよう設計変更することが可能である。すなわち、本発明は、セット動作済みのメモリセルに接続される非選択ビット線に、選択ビット線への充電をアシストするような電圧を印加することを除外するものではない。
図9に選択メモリセルMCがセットされた直後の状態を示す。選択メモリセルMCが高抵抗状態から低抵抗状態に変化することによって、選択ビット線BL2の電荷はメモリセルMCを通過してワード線WL1に放電される。
ビット線BL2の電位が昇圧前(時刻s2)のレベルまで低下すると、ビット線BL2には、ビット線BL2の容量CBL_1とノードDSAの容量C_BUSに蓄積された電荷がすべて流れ込むことになるが、そのレベルに低下するまでの間は、選択メモリセルMCを通過する電荷は、ビット線BLの容量CBL_1からの電荷のみに制限されていて、具体的には(2*CBL_1+CBL_2)×Vbst=CBL_1*V_assistに近い値である(CBL_2は、選択ビット線BLの寄生容量を示す)。容量C_BUSの影響を受けないようにされている結果、セット完了したメモリセルが再びリセットされてしまう誤リセットのリスクを軽減することができる。
この後、選択メモリセルMCのセット状態への変化後に、ビット線BL2が2Vに低下したと仮定する。このとき、この方法で選択メモリセルMCを通過する電荷量は、6.0e−13[C]となる。もし、このようなビット線ブーストを用いなかった場合には、同様の仮定でビット線電圧が2Vまで低下するものとすると、Q=(CBL_all+c_BUS)*ΔV=(0.7pF+1.5pF)*(2.86V−2V)=1.89e−12[C]となる。すなわち、従来比で32%の通過電荷量に減少させることができる。
次に、本発明の第2の実施の形態を、図10を参照して説明する。全体の回路構成等は第1の実施の形態と略同様であるので、説明は省略する。
この第2の実施の形態では、図10に示すように、選択ビット線BL2に接続されるビット線選択トランジスタ4のゲートに印加される信号BLSWの電圧を、時刻s3でV_CLMP1より低いV_CLMP2に低下させる点において、第1の実施の形態と異なっている。これによって、選択メモリセルMCがセット状態となって低抵抗状態に変化した後、選択メモリセルMCが選択ビット線BL2の電位を放電していく際に、より低いビット線電圧になるまで、ノードDSA寄生容量C_BUSがビット線BL2に接続されないようにすることができる。これにより、よりいっそうノードDSAの寄生容量C_BUSによる影響を低減することができる。
次に、本発明の第3の実施の形態を、図11を参照して説明する。全体の回路構成等は第1の実施の形態と略同様であるので、説明は省略する。
この第3の実施の形態では、図11に示すように、電圧V_assistを印加する隣接の非選択ビット線BL3に接続されるビット線選択スイッチ4のゲート信号BLSWを時刻s3にてV_selHからV_CLMP2に低下させる点で第2の実施の形態と異なるものである。
次に、本発明の第4の実施の形態を、図12を参照して説明する。
この第4の実施の形態では、図12に示すように、ビット線BLが延びる方向と同じ方向にメモリマットMATが複数個(図12ではMAT0〜5の6個)並べて配置されている。そして、隣接する二つのメモリマットMAT間でビット線BLが共有され、また、1つのメモリマットMATにおいて互いに隣り合うビット線は反対方向に引き出されるものとする(例えば、メモリマットMAT1において隣接する2つのビット線の一方はメモリマットMAT0側に引き出され、他方はメモリマットMAT2側に引き出されている)。
一方で、隣接する非選択ビット線BLaは、0Vが供給された選択ワード線WLと交差しているため、その交点にあるメモリセルMCがセットされない(高抵抗状態から低抵抗状態に変化しない)範囲で電圧Vassist1を設定する必要がある。
次に、本発明の第5の実施の形態を、図15を参照して説明する。
この第5の実施の形態では、第4の実施の形態と同様に、ビット線BLが延びる方向と同じ方向にメモリマットMATが複数個並べて配置され、隣接する二つのメモリマットMAT間でビット線BLが共有され、また、1つのメモリマットMATにおいて互いに隣り合うビット線BLは反対方向に引き出されている。
ここでは、メモリマットMAT1とMAT2に跨って走る1本のビット線BLが選択ビット線とされ、更にメモリマットMAT3とMAT4とに跨って走る1本のビット線BLが選択ビット線とされている。
この実施の形態のように、ビット線方向に並ぶメモリマットMAT1とMAT4とを同時に動作させることにすると、ディスターブ対策のために非選択ワード線にバイアス印加するメモリマットMAT数を実質的に減らすことができる。従って、消費電流を低減することができる。
次に、本発明の第6の実施の形態を、図16を参照して説明する。
この第6の実施の形態では、第4の実施の形態と同様に、ビット線BLが延びる方向と同じ方向にメモリマットMATが複数個並べて配置され、隣接する二つのメモリマットMAT間でビット線BLが共有され、また、1つのメモリマットMATにおいて互いに隣り合うビット線BLは反対方向に引き出されている。
なお、図16に示すように、1つのメモリマットMAT内において、複数のビット線に同時にセット電圧を印加することも可能になる。図17は、この実施の形態でのセット動作のタイミング波形であり、図18は電圧の印加方法を示す簡略回路図である。上述の電圧V_assistの印加の方法以外は、上述の他の実施の形態と同様である。
次に、本発明の第7の実施の形態を、図21、図22を参照して説明する。全体の回路構成等は第1の実施の形態と略同様であるので、説明は省略する。
前述の実施の形態では、選択ビット線BLを所定の電位まで充電した後フローティング状態とし、その後この選択ビット線BLに隣接する非選択ビット線に所定の電圧を印加することにより、選択ビット線BLを充電していた。これに対し本実施の形態では、このような隣接する非選択ビット線を、選択ビット線の充電に用いることはしない。
次に、本発明の第8の実施の形態を、図23、及び図24を参照して説明する。
この実施の形態は、図23に示すように、ビット線BLが延びる方向と同じ方向にメモリマットMATが複数個並べて配置されている点で、第4〜第6の実施の形態と同様である。そして、隣接する二つのメモリマットMAT間でビット線BLが共有され、また、1つのメモリマットMATにおいて互いに隣り合うビット線は反対方向に引き出されている点も、上記の実施の形態と同様である。その他、全体の回路構成等は前述の実施の形態と略同様であるので、説明は省略する。
すなわち、非選択メモリセルへの誤書き込みを回避するため、以下に説明する動作(1)〜(4)が、その順で行われる。その他の非選択メモリマットMAT0、及びMAT3の非選択ワード線WLは、選択ビット線BLの充電開始前から電圧VUXとする。
(2)選択ビット線BLを電圧V_CLMP1−Vthまで充電した後フローティング状態にする。このとき、電圧VUXは上記のような大きさの電圧であるため、隣接メモリマットMAT2内の非選択ワード線WL(電圧VUX1)と選択ビット線BLの交点に設けられるメモリセルには、セット動作が行われる程の大きな順方向電圧は印加されない。従ってこれらのメモリセルに対し誤書き込み等がなされる虞はない。
(3)隣接メモリマットMAT2中において選択ビット線BLと交差する非選択ワード線WLに、選択ビット線BLの充電を補助するための電圧VUX(>VUX1)を印加する。
(4)選択ビット線BLに隣接する非選択ビット線(BLa、BLb等)に充電補助のための電圧V_assistを印加する。
この実施の形態の特徴は、動作(2)と動作(4)との間のタイミングにおいて、動作(3)が実行される点にある。このようなタイミングで、(3)の動作、すなわち、非選択の隣接メモリマットMAT2において選択ビット線BLと交差する非選択ワード線WLの電圧を電圧VUX1から電圧VUXに上昇させることにより、選択ビット線BLの電位がカップリングにより上昇する。すなわち、選択ビット線BLの充電を補助することができる。
その後、この隣接メモリマットMAT2の非選択ワード線WLは、選択ビット線BLの電圧が時刻s1で上昇を始めて電圧V_CLMP1−Vthまで昇圧されてフローティング状態となった後、時刻s1とs2の間の時刻s6において、電圧VUX1から電圧VUXまで上昇させられる。
次に、本発明の第9の実施の形態を、図25、図26を参照して説明する。この実施の形態は、図25に示すように、ビット線BLが延びる方向と同じ方向にメモリマットMATが複数個並べて配置されている点で、第4〜第6、及び第8の実施の形態と同様である。全体の回路構成等は第4〜第6、第8の実施の形態と略同様であるので、説明は省略する。
Claims (5)
- 整流素子と可変抵抗素子とを直列接続してなるメモリセルが複数の第1配線及び複数の第2配線の交差部に配置されたメモリセルアレイと、
前記第1配線への充電を制御する制御回路と
を備え、
前記制御回路は、
選択された前記メモリセルに接続された前記第1配線を第1の電位まで充電した後フローティング状態とする第1ステップと、
選択された前記メモリセルに接続された前記第1配線に隣接する別の前記第1配線を第2の電位まで充電し、これにより前記メモリセルに接続された前記第1配線の電位をカップリングにより第3の電位まで上昇させる第2ステップとを順に実行し、
前記第3の電位によって前記メモリセルのデータの書き換えが実行される
ことを特徴とする半導体記憶装置。 - 前記第1配線に接続されゲートにゲート電位を供給される選択トランジスタを更に備え、
前記選択トランジスタは、前記選択信号の大きさにより決まる電位にまで前記第1配線が充電された場合にターンオフして前記第1配線をフローティング状態に維持するように構成されたことを特徴とする請求項1記載の半導体記憶装置。 - 前記制御回路は、別の前記第1配線の前記第2の電位への充電の後、選択された前記メモリセルに接続された前記第1配線に接続された前記選択トランジスタのゲート電位を低下させる動作を実行することを特徴とする請求項2記載の半導体記憶装置。
- 選択された前記メモリセルに接続された前記第1配線に隣接する別の前記第1配線は、高抵抗状態から低抵抗状態へ変化させるセット動作の完了前のメモリセルに接続されたものであることを特徴とする請求項1記載の半導体記憶装置。
- 前記制御回路は、
前記第1ステップと前記第2ステップとの間において、前記第1配線と交差する前記第2配線を第4の電位まで充電し、これにより前記メモリセルに接続された前記第1配線の電位をカップリングにより前記第3の電位よりも小さい第5の電位まで上昇させる第3のステップを実行するように構成された
ことを特徴とする請求項1記載の半導体記憶装置。
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